СПОСОБ ЗАПОЛНЕНИЯ ЦИКЛИЧЕСКОГО ПРЕФИКСА OFDM-СИМВОЛОВ СУММОЙ ИНФОРМАЦИОННЫХ ЭЛЕМЕНТОВ КОНЦА OFDM-СИМВОЛА С ЭЛЕМЕНТАМИ ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНОСТЕЙ ЗАДОВА-ЧУ, ФРЭНКА Российский патент 2024 года по МПК H04J13/00 H04L27/00 

Изобретение относится к системам синхронизации в сотовой связи технологии LTE (LONG TERM EVOLUTION) и других технологий, использующих для построения информационных символов передаваемого кадра ортогональное частотное разделение с мультиплексированием (OFDM). Технический результат - повышение вероятности правильного определения границ OFDM-символов передаваемого кадра, что способствует увеличению скорости синхронизации и сокращению времени вхождения в синхронизм базовой станции (БС) с мобильным пользователем при первом его включении и кратковременной потере синхронизации в каналах связи с аддитивными и мультипликативными помехами. Для этого предложен способ применения комплексных многофазных CAZAC (Constant amplitude zero autocorrelation waveform) последовательностей (рассмотрены последовательности Задова - Чу (ZC(u,n)) и Фрэнка (Fr(p,n)), при котором осуществляется: замена случайных двоичных последовательностей (ПСП) с числом элементов n, копируемых с конца символа в ЦП OFDM символа, на сумму рассматриваемых комплексных многофазных последовательностей и ПСП конца символа с тем же числом элементов п, которыми заполняется ЦП и конец OFDM символа, применительно к символам центральной части частотного диапазона кадра LTE передаваемого от БС к пользователям, с возможностью восстановления на приемной стороне ПСП информационных элементов конца символа.

Область применения комплексных последовательностей Задова - Чу (ZC(u,n)) и Фрэнка (Fr(p,n)) в сумме с элементами информационных ПСП конца символов для заполнения ЦП относится к системам синхронизации в сотовой связи технологии LTE, либо других технологий сотовой связи, использующих построение передаваемых символов информации на основе технологии ортогонального частотного разделения с мультиплексированием (OFDM) и построение систем синхронизации по временному положению пиков циклической корреляционной функции (КФ) ЦП OFDM символов.

Технический уровень модифицируемой системы синхронизации - системы 4G поколения технологии LTE применительно к синхронизации сотовой БС с мобильным пользователем.

Сущность способа применения комплексных последовательностей ZC(u,n) и Фрэнка (Fr(p,n): замена случайных информационных последовательностей (ПСП) с числом элементов n, копируемых с конца символа в ЦП OFDM символа, на сумму этих ПСП с короткими комплексными последовательностями Задова - Чу или Фрэнка с тем же числом элементов n; суммой ПСП и многофазных последовательностей заполняется ЦП и n элементов конца OFDM символа, применительно к символам центральной части передаваемого от БС к пользователям кадра (72 центральных поднесущих частот в полосе 1,08 МГц), исключая последовательности ZC, применяемые в стандартах технологии LTE (ETSI TS 136211 [1]), то есть кроме последовательностей первичных синхросигналов (PSS); ZC(25,62), ZC(29,62), ZC(34,62); последовательностей ZC(u,n), на которых построены демодулированные (Demodulation reference signal -DM-RS) и зондирующие сигналы (Sounding reference signal- SRS) восходящего направления передачи; последовательности ZC, на которых построены преамбулы канала случайного доступа (PRACH).

Технический выигрыш - сокращение времени вхождения в синхронизм в каналах связи с аддитивным белым Гауссовским шумом и замираниями (в среднем, в 1,4…2,5 раза по сравнению с классическим вариантом заполнения ЦП символов кадра LTE) за счет более точного положения пиков циклической КФ ЦП OFDM символов и повышения энергетической эффективности, выражаемой отношением модуля пика (максимума) корреляционной функции ЦП OFDM символов к модулю среднего значения боковых лепестков КФ, что увеличивает вероятность определения временного положения начала и конца OFDM - символов передаваемого кадра на первом этапе синхронизации LTE технологии.

К описанию изобретения прилагаются графики (фиг. 1, фиг. 2, фиг. 3, фиг. 4, фиг. 5, фиг. 8, фиг. 9) и две таблицы (фиг. 6, фиг. 7).

Стандартный алгоритм синхронизации БС с пользователем при первом его включении состоит из 3-х этапов [2]:

- временная синхронизация по пикам КФ ЦП OFDM символов передаваемого в нисходящем направлении (от БС к пользователям) кадра;

- синхронизация во временной области по пикам КФ первичного синхросигнала (PSS), передаваемого БС;

- синхронизация во временной области по пикам КФ вторичного синхросигнала (SSS), передаваемого БС.

Предлагаемый способ формирования ЦП OFDM символов применяется на первом этапе синхронизации. От скорости вхождения в синхронизм на первом этапе, позволяющем определить временное положение границ OFDM символов, зависит скорость и точность синхронизации последующих этапов.

Наиболее близким по техническим признакам к настоящему решению относится классическое построение ЦП путем переписи двоичной информации с конца OFDM-символа в область ЦП - фиг. 1. На чертеже фиг. 1 отражен порядок копирования элементов с конца OFDM символов во временной интервал циклического префикса символов кадра LTE.

Построение OFDM - символа с заполнением ЦП элементами суммы комплексных вышеуказанных CAZAC последовательностей и информационных ПСП конца символов достигается копированием п элементов этой суммы, следующих друг за другом и формирующей ЦП, в конец OFDM - символа. Для различных соотношений полезной длительности OFDM символа (T_sym) и циклического префикса (T_g)-см. фиг. 1 - можно использовать рассмотренные CAZAC последовательности с разным числом элементов n.

Вариантом - прототипом рассматриваемой синхронизации по повторяющимся фрагментам OFDM символов является система, представленная в [3], отличающаяся тем, что используемая для заполнения ЦП последовательность Задова - Чу не суммируется с элементами информационной ПСП конца символа, что ограничивает возможность модификации ЦП только «пустых» (не содержащих информации других пользователей, уже состоящих в процессах приема - передачи с БС) символов кадра, передаваемого от БС к пользователям (в нисходящем направлении). Отличие предложенного варианта - возможность использовать все символы передаваемого кадра для модификации ЦП, а не только «пустые», но с пожеланием не использовать символы служебной информации БС, которые составляют не более 20% от 140 символов кадра нисходящего (DownLink - DL) направления (фиг. 2), где служебная информация занимает 2 символа каждого нечетного слота кадра LTE DL и 8 символов, включающих широковещательный канал и синхросигналы. На чертеже фиг. 2 изображена структура центральной части частотного диапазона кадра LTE технологии, передаваемого от БС мобильному пользователю для установления синхронизации. Длительность кадра - Юме. Кадр состоит из 10 подкадров (Subframe0… Subframe9); каждый подкадр состоит из 2 слотов (Slot0, Slot1) Каждая ячейка - ресурсный элемент (RE), включающий 1 поднесущую частоту (subcarrier-sc) и 1 символ OFDM (Symbol- sym), 12sc X 7sym=84 RE -это ресурсный блок (RB). Шесть центральных ресурсных блоков содержат 72 центральных поднесущих для передачи первичного синхросигнала (PSS)- седьмой символ 0 и 10 слотов кадра и вторичного синхросигнала (SSS)- шестой символ 0 и 10 слота.

Недостатком предложенного метода модификации ЦП является превышение пик-фактора (PAPR) передаваемого кадра на 0,175dB…0,418 dB по сравнению с классическим вариантом заполнения ЦП, а также необходимость для БС добавить к служебной информации сведения о CAZAC последовательности, которая используется для заполнения ЦП в сумме с ПСП, чтобы на приемной стороне провести поэлементное вычитание п элементов CAZAC последовательности из концов принятых символов пользователю, которому выделена какая - либо область в частотно - временном ресурсе центрального частотного диапазона кадра.

Для оценки величины технического выигрыша при модификации ЦП OFDM символов кадра технологии LTE указанным выше методом проводится сравнительный анализ среднего значения времени вхождения в синхронизм m1{T_SYN} при первичной синхронизации по ЦП OFDM символов кадра технологии LTE, передаваемого в DL направлении во временном окне, равном длительности полукадра 5 мс (Subframe0…Subframe4 фиг. 2) в следующих вариантах формирования циклического префикса:

ЦП формируется переносом с конца символа (фиг. 1) информационных двоичных элементов псевдослучайных последовательностей (ПСП), модулированных QPSK, либо 64QAM (классический вариант заполнения ЦП);

- ЦП формируется из суммы ПСП, модулированной QPSK, либо 64QAM и многофазных CAZAC -последовательностей (ZC, Fr) с заполнением конца символов этой же суммой последовательностей в случае, когда БС не передает «пустых» символов в центральной части частотного диапазона кадра DL направления. На приемной стороне проводится восстановление информации конца OFDM символов в приемниках мобильных пользователей, которым распределены ресурсы центрального частотного диапазона кадра LTE DL. Структура центральной части частотного диапазона кадра LTE DL отражает структуру ресурсной сетки кадра (см. фиг. 2).

Сравнительный анализ проводился по результатам имитационного моделирования в среде MATLAB прохождения кадра LTE DL через программную модель Рэлеевского канала связи с добавлением аддитивного Гауссовского шума (AWGN - additive white Gaussian noise) в двух вариантах построения ЦП символов, указанных выше. Параметры Рэлеевского канала: модель ETU (Extended Typical Urban model - стандарт LTE профилей задержек в условиях плотной городской застройки [4, стр. 401, табл.В.2.1-4]); вариант дуплексного частотного разделения (FDD- Frequency Duplex Division); варианты отношения С/Ш - SNR=0dB, 10dB, 5dB; варианты типов модуляции информационных символов - QPSK и 64QAM; максимальное значение Допплеровского смещения частоты - 100 Гц.

На чертеже фиг. 3 представлена Функциональная модель канала прохождения LTE кадра с ЦП и элементами конца символов, заполняемыми суммой элементов информации и CAZAC последовательностей и восстановлением информации конца символов в приемнике. В схеме Функциональной модели модуль 1 - генератор битовой псевдослучайной последовательности (ПСП); 2-3 модули выполняют операции скремблирования и формирования ресурсной сетки кадра в координатах «время - частота»; модуль 4 - квадратурная амплитудная модуляция (QPSK,64QAM) информационных элементов ресурсной сетки. Следует учесть, что служебная информация кадра, расположенная в 0 и 1 символах каждого из 10 подкадров, а также широковещательный канал в первых 4-х символах 1-го слота и синхросигналы PSS, SSS в 6 и 7 символах 0 и 10 слотов кадра не подвергаются модификации элементов конца символов. Затем следует модуль 5 суммирования модулированных элементов конца символов и элементов CAZAC последовательности. Далее - модуль 6 - преобразование кадра из параллельной формы (ресурсной сетки) в последовательную. Модуль 7 - передатчик комплексных данных, сформированных по OFDM технологии. Модуль 8 - Рэлеевский канал связи с добавлением AWGN с различными величинами SNR в пределах 0dB…50dB. Модули 9-15 - прием и обработка переданного кадра. Все операции модулей 9-15 выполняются в обратном порядке до получения после декодера Витерби (модуль 14) переданной информационной ПСП (модуль 15).

CAZAC последовательности - это последовательности с циклической КФ с пиковым значением в виде δ - функции и нулевым значением боковых лепестков, элементы которых принадлежат множеству комплексных чисел - корней n-ой степени из единицы вида Математическая модель k-го элемента (0≤k≤n-1) последовательностей Задова - Чу[6]:

Число элементов ЦП (и конца символа центрального частотного диапазона кадра LTE DL) n=9 выбрано, исходя из рекомендаций [2] для числа временных выборок и поднесущих частот для элементов ЦП. Следует отметить, что выбор индекса и в формуле математической модели ZC(u,n) определяет некоторый разброс величин MF_m при одинаковой длине последовательности. С помощью моделирования в MATLAB выбраны оптимальные параметры u=2, n=9 последовательности ZC(2,9) для заполнения ЦП.

На чертеже фиг. 4 представлена матрица для формирования последовательностей Фрэнка. Последовательности Фрэнка [7, 8] - это периодический многофазный код, где числа представляют собой коэффициенты умножения базового фазового угла р и N являются целыми взаимопростыми числами. Все векторы имеют единичную амплитуду. Кодовая последовательность формируется путем записи матрицы строка за строкой. Код является периодическим. Элементы последовательности Фрэнка a_n определяются следующим образом [8]: где каждый элемент матрицы (фиг. 4) равен произведению μ*ν, где μ - номер столбца матрицы, ν - номер строки; μ,ν=0,1…N-1. Общее число элементов последовательности Фрэнка (а также элементов матрицы) Для исследований при подходили значения р=1,2,4,5,7,8 в формуле фазового угла. Последовательности Фрэнка, формируемые по методике, описанной в [7], во всех 6-ти вариантах последовательностей имеют близкие характеристики (АКФ, MFm), без выраженного предпочтения какому-либо из вариантов. Был выбран вариант р=8.

На чертеже фиг. 5 представлен укрупненный алгоритм формирования передаваемого в DL направлении кадра LTE с заполнением ЦП и n конечных элементов OFDM символов суммой CAZAC последовательностей и ПСП с дальнейшим восстановлением информации конца символа на приемной стороне. Для процедуры программного сложения n элементов конца информационных символов ресурсной сетки кадра LTE предварительно формируется эквивалентная ресурсной сетке кадра (TxGrid) по количеству ресурсных элементов (RE) и их частотно-временному распределению ресурсная сетка (TxGrid_Null), заполняемая нулевой информацией по всем RE, кроме элементов ресурсного блока (RB) конца каждого информационного символа кадра. Эти элементы заполняются последовательностями ZC(2,9), либо Fr(8,9): получаем TxGrid_Null_ZC или TxGrid_Null_Fr. Предполагается, что на приемной стороне используемые CAZAC последовательности известны. При выполнении сложения элементов конца символов и CAZAC последовательностей в программе на языке MATLAB складываются RE ресурсных сеток:

После прохождения кадра канала связи и его обработки OFDM - приемником и процедуры БПФ получаем ресурсные сетки кадра RxGrid_ZC, либо RxGrid_Fr. Операция восстановления определяется выражением (2) для последовательностей ZC(2,9), Fr(8,9) и предварительно сформированных TxGrid_Null_ZC или TxGrid_Null_Fr:

Получаем ресурсную сетку принятого кадра RxGrid, после частотно-временного эквалайзирования идентичную сетке переданного кадра TxGrid.

Критерием оценки эффективности классического или модифицированного варианта заполнения ЦП OFDM - символов являются результаты расчетов математического ожидания времени поиска и вхождения в синхронизм для всех вариантов характеристик модели Рэлеевского канала с добавлением AWGN.

Расчетные выражения для - это формулы (2.20)[9, 31 с.] с уточнением того, что число сигнальных интервалов N в [9, (2.20)] относятся к передаваемой последовательности элементов, и в N-м элементе условно предполагается сигнал, превышающий пороговый уровень. В данном случае речь идет о пиках циклических КФ входных OFDM - символов кадра и корреляционный пик, сравниваемый с вычисляемым порогом с учетом энергетического спектра аддитивного белого Гауссовского шума в центральном частотном диапазоне кадра, потенциально должен присутствовать в конце каждого цикла КФ ЦП; каждый цикл КФ равен длительности OFDM - символа На основании этого в данном случае сигнальный интервал равен длительности. OFDM - символа; в расчетных формулах n - число символов в полукадре LTE DL (n=70).

где - математическое ожидание времени поиска и вхождения в синхронизм; D - вероятность правильного обнаружения; T_symg=71,36 мкс - длительность OFDM - символа с ЦП [1, 2], n - число OFDM-символов, используемых для операции усреднения величин на длине половины кадра технологии LTE. Усреднение по величине модулей пиков КФ ЦП производится на длительности одного слота (7 OFDM - символов) по пикам КФ ЦП 10 слотов полукадра - для 1-го варианта формирования ЦП. Для 2-го варианта формирование ЦП возможно для символов, не содержащих синхросигналов и служебной информации БС при возможности передачи любых информационных символов на поднесущих центрального частотного диапазона кадра пользователям, поскольку информация концов символов восстанавливается на приемной стороне. После усреднения на длительности одного слота по модулю амплитуды и временному положению пиков КФ ЦП, необходимо провести усреднение по амплитуде и временному положению 7 пиков КФ ЦП слота, сформированного усреднением по длительности полукадра. Полученное значение модуля амплитуды КФ ЦП используется для расчета величины отношения модуля пика КФ ЦП OFDM символов к модулю среднего значения боковых лепестков MF_m из выражения:

где ACF_CP_max - модуль максимальной величины КФ ЦП; ACF_CP(n) - модуль n-го бокового лепестка КФ ЦП; n - число элементов КФ ЦП.

Расчет PARP - Пик-фактора сигнала, равного отношению пиковой мощности передаваемого слота кадра к его средней мощности - из выражения:

где A_max - модуль выборки максимальной амплитуды сигналов передаваемого слота, A_i - модуль амплитуды i-той выборки передаваемого слота, N-количество выборок сигналов слота.

Длительность полукадра (10 слотов, 5 мс см. фиг. 2) - это базовая величина времени поиска и вхождения в синхронизм. В результате имитационного моделирования прохождения кадра через Рэлеевский канал в зависимости от варианта формирования ЦП символов, характеристик канала связи и типа модуляции информационной ПСП значение среднего времени вхождения в синхронизм корректируется.

где Н - пороговый уровень; N₀ энергетический спектр AWGN в центральном частотном диапазоне кадра OFDM -символов; r - величина полезного сигнала - в данном случае -пика корреляционной функции ЦП;

Следует отметить, что при оптимальном методе приема сигналов со случайной амплитудой и фазой, что характерно прохождению через Рэлеевский канал связи, в вычислении величин корреляционных пиков присутствует именно модульное значение корреляционного интеграла [10]. Оценочный расчет на данном этапе производится с величиной MF_m.

Тогда вероятность правильного обнаружения D вычисляется из выражения:

Порог H_r вычисляется из выражения для величины ложной тревоги (ЛТ) F. Величины ЛТ в данном исследовании задается равной F=10^-3, 10^-4, 10^-5, 10^-6 и из расчетной формулы [10, с. 92)],

Вычисление величин произведено для значений вероятности ложной тревоги F=10^-3, 10^-4, 10^-5, 10^-6 для всех вариантов формирования ЦП при типах модуляции QPSK и 64QAM ПСП символов.

Результаты вычислений согласно выражению (3) для типа модуляции ПСП QPSK представлены в таблице на чертеже фиг. 6, в которой отражена величина среднего времени вхождения в синхронизм на первом этапе синхронизации в зависимости от вероятности ложной тревоги и отношения С/Ш (Flt/SNR) для случаев заполнения ЦП символов ПСП (2 столбец), суммы ПСП и ZC(2,9) (3 столбец), суммы ПСП и Fr(8,9) (4 столбец); тип модуляции информации QPSK. Для типа модуляции ПСП 64QAM результаты вычислений представлены в таблице на чертеже фиг. 7, в которой отражена величина среднего времени вхождения в синхронизм на первом этапе синхронизации в зависимости от вероятности ложной тревоги и отношения С/Ш (Flt/SNR) для случаев заполнения ЦП символов ПСП (2 столбец), суммы ПСП и ZC(2,9) (3 столбец), суммы ПСП и Fr(8,9) (4 столбец); тип модуляции информации 64QAM. В таблицах (фиг. 6, 7) звездочкой (*) отмечены случаи чисто теоретического расчета поскольку в данных случаях в расчетном выражении для D величина MF_m для корреляционного пика при заданных значениях F и SNR(dB) меньше значения относительной пороговой величины H_r, вычисляемой из выражения (7). Из таблиц (фиг. 6, 7) следует, что при классическом варианте формирования ЦП символов OFDM кадра LTE DL значение модулей пиков циклической АКФ ЦП превышает пороговое значение, вычисляемое по заданной вероятности ложной тревоги, только при F=10^-3 (при значении SNR=0dB, 10dB, 50dB) и F=10^-4 (при значении SNR=50dB) при обоих рассматриваемых типах модуляции информационных данных (ПСП) - QPSK, 64QAM. Среднее время вхождения в синхронизм при условии MF_m>H_r не превышает 7,5 мс, т.е. 1,5 интервала 5 мс - величины полукадра, которое можно условно принять за базовую величину времени синхронизации на 1 этапе. Для варианта заполнения ЦП и конца символов суммой ПСП и Fr(8,9) при типе модуляции ПСП QPSK при любых комбинациях F и SNR, кроме (F=10^-6, SNR=0dB) не превышает величины 7,5 мс (MF_m>H_r). Для суммы ПСП и ZC(2,9) исключением является условие (F=10^-5, F=10^-6 при SNR=0dB). При модуляции информационных ПСП 64QAM для вариантов заполнения ЦП и конца символов суммой ПСП и Fr(8,9) при любых комбинациях F и SNR, кроме (F=10^-6 при SNR=0dB, 10dB, 50dB) не превышает величины 7,5 мс (MF_m>H_r). Для вариантов заполнения ЦП и конца символов суммой ПСП и ZC(2,9) к данному исключению добавляются еще комбинации F=10^-5 при SNR=0dB, 10dB.

Таким образом, для типа модуляции информационных ПСП QPSK среднее значение времени вхождения в синхронизм при классическом варианте формирования ЦП символов OFDM больше в (1,4…2,5) раз по сравнению с вариантом формирования ЦП из суммы модулированных информационных ПСП и многофазных последовательностей ZC(2,9) и Fr(8,9) для тех же комбинаций F и SNR.

Для типа модуляции информационных ПСП 64QAM среднее значение времени вхождения в синхронизм при классическом варианте формирования ЦП символов OFDM больше в (1,44…1,87) раз по сравнению с вариантом формирования ЦП из суммы модулированных информационных ПСП и многофазных последовательностей ZC(2,9) и Fr(8,9) для тех же комбинаций F и SNR.

Анализ величин полученных в результате имитационного моделирования, позволяет сделать выводы: использование многофазных CAZAC последовательностей для формирования ЦП в сумме с информационными ПСП при любом сочетании параметров канала связи F и SNR снижает величину среднего времени вхождения в синхронизм примерно в 1,5…2 раза. Значительно сокращается время возврата в синхронизм при кратковременной потере синхронизации. При F=10^-3,10^-4 для ЦП=ПСП+CAZAC это время составляет в среднем 2,6…6,9 мс, что позволяет избежать разъединения абонентов с большей вероятностью, чем в классическом варианте заполнения ЦП (сравнить с 3,65…36,8 мс для ЦП=ПСП при тех же сочетаниях F и SNR), поскольку время удержания синхронизма цифровой системы связи ограничивается максимально возможным временем нарушения работы сигналов управления и взаимодействия (СУВ) [12]. Более высокую эффективность синхронизации дает применение последовательностей Фрэнка (см. таблицы фиг 6, 7). Недостаток последовательностей Фрэнка - число элементов их длины n не является любым числом и имеет, как правило, квадратичную зависимость. Последовательности Задова - Чу формируются для любого числа элементов n; в этом их преимущество.

Графики фиг. 8а…8г отражают зависимость величины среднего времени вхождения в синхронизм от SNR(dB) при передаче полукадра LTE DL на этапе синхронизации по пикам циклической КФ ЦП OFDM символов для варианта заполнения ЦП и конца символов ПСП- (график, подписанный ЦП=ПСП) и варианта заполнения суммой последовательностей ZC и ПСП (график, подписанный ЦП=ZC+ПСП), Fr и ПСП (график, подписанный ЦП=Fr+ПСП). Тип модуляции информационных двоичных элементов символов QPSK; а - вероятность ложной тревоги F=10^-3, б - F=10^-4, в - F=10^-5, г - F=10^-6.

Графики фиг. 9а…9в отражают зависимость величины среднего времени вхождения в синхронизм от SNR(dB) при передаче полукадра LTE DL на этапе синхронизации по пикам циклической КФ ЦП OFDM символов для варианта заполнения ЦП и конца символов ПСП- (график, подписанный ЦП=ПСП) и варианта заполнения суммой последовательностей ZC и ПСП (график, подписанный ЦП=ZC+ПСП), Fr и ПСП (график, подписанный ЦП=Fr+ПСП). Тип модуляции информационных двоичных элементов символов 64QAM; а - вероятность ложной тревоги F=10^-3, б - F=10^-4, в - F=10^-5; для варианта F=10^-6 условие (MF_m>H_r) не выполняется ни для одного варианта заполнения ЦП. На фиг. 8(а…г), 9(а…в) не отражены графики вариантов, когда условие MF_m>H_r не выполняется при всех рассмотренных SNR; если условие MF_m>H_r выполняется не для всех значений SNR, соответствующая часть графика выполнена пунктиром.

Источники информации:

1. ETSI TS 136211 V10.0.0 (2011-01). Technical Specification. - European Telecommunications Standards Institute, 2011 - 104c. - LTE; Evolved Universal Terrestrial Radio Access (E-UTRA); Physical channels and modulation (3GPP TS 36.211 version 10.0.0 Release 10).

2. Гельгор А.Л., Попов E.A. - Технология LTE мобильной передачи данных: учебное пособие. СПб.: Издательство Политехнического университета, 2011. - 204 с.

3. Киселева Т.П. - Расчет времени вхождения в синхронизм на этапе синхронизации по циклическому префиксу символов в технологии LTE OFDMA. - Цифровая обработка сигналов, №4, 2020 г., 43-48 с.

4. 3GPP TS 36.101 V11.5.0 (2013-07) Technical Specification Technical Specification. - European Telecommunications Standards Institute, 2013 - 446c - Radio Access Network; Evolved Universal Terrestrial Radio Access (E-UTRA); User Equipment (UE) radio transmission and reception (3GPP TS 36.101 VI 1.5.0 (2013-07) Release 11).

5. Последовательности с идеальной периодической автокорреляционной функцией (ПАКФ) // - [Электронный ресурс] - Режим доступа: htpp://Теория сигналов и систем|Контент-платформа Pandia.ru (дата обращения 23.05.2022).

6. Chu D. - Polyphase codes with good correlation properties. - IEEE Transactions of information Theory, Vol. 18, №4, july 1972, 531-532 p.

7. Frank R.L - Polyphase Codes with Good Nonperiodic Correlation Properties - IEEE TRANSACTIONS ON INFORMATION THEORY, 1963, 43-45p.

8. Многофазные сигналы. Сигналы Фрэнка.- [Электронный ресурс]. - Режим доступа:-https: //scask.ru/n_book_ssn.php?id=23&3.8. Многофазные сигналы. Сигналы Фрэнка (scask.ru) (дата обращения 23-05-2022).

9. Журавлев В.И. - Поиск и синхронизация в широкополосных системах - М., Радио и связь, 1986. - 240 с.

10. Теоретические основы радиолокации. Под ред. Я.Д. Ширмана Учеб. пособие для вузов, М., Сов. Радио, 1970, 560 с.

11. Функция ошибок.[Электронный ресурс] - Режим доступа: https://abakbot.ru/online-16/451-erf (дата обращения: 10.02.2020).

12. StudFiles Системы синхронизации ОЦТС- [Электронный ресурс] - Режим доступа: https://studfile.net/preview/4599854/page: 15 (дата обращения 08-11-2022).

Изобретение относится к системам синхронизации в сотовой связи. Техническим результатом является повышение вероятности правильного определения границ OFDM-символов передаваемого кадра, что способствует увеличению скорости синхронизации и сокращению времени вхождения в синхронизм базовой станции (БС) с мобильным пользователем при первом его включении или кратковременной потере синхронизации в каналах связи с аддитивными и мультипликативными помехами. Технический результат достигается тем, что заполнение циклического префикса (ЦП) OFDM символов суммой из n информационных элементов конца OFDM символа с n элементами коротких многофазных комплексных последовательностей Задова-Чу (ZC(u,n)) или Фрэнка (Fr(p,n)) в условиях передачи OFDM символов по Рэлеевскому каналу связи с аддитивными и мультипликативными помехами осуществляется элементами суммы n информационных последовательностей конца символа и комплексных последовательностей ZC(u,n) либо Fr(p,n) с тем же числом элементов n, при этом заполняется суммой информационных и комплексных последовательностей ZC(u,n) либо Fr(p,n) только ЦП OFDM символа и конец символа длиной п элементов с возможностью восстановления п информационных элементов конца символа на приемной стороне. 9 ил.

Способ заполнения циклического префикса (ЦП) OFDM-символов суммой из n информационных элементов конца OFDM-символа с n элементами коротких многофазных комплексных последовательностей Задова-Чу (ZC(u,n)) или Фрэнка (Fr(p,n)), при установлении связи мобильного пользователя с базовой станцией (БС) или кратковременной потере синхронизации в условиях передачи OFDM-символов по Рэлеевскому каналу связи с аддитивными и мультипликативными помехами, где u - индекс последовательности ZC, р - параметр последовательности Fr, а n - длина этих последовательностей, характеризующийся тем, что ЦП OFDM-символа и конец символа длиной n элементов заполняется элементами суммы n информационных последовательностей конца символа и комплексных последовательностей ZC(u,n) либо Fr(p,n) с тем же числом элементов n, при этом заполняется суммой информационных и комплексных последовательностей ZC(u,n) либо Fr(p,n) только ЦП OFDM символа и конец символа длиной n элементов с возможностью восстановления n информационных элементов конца символа на приемной стороне.