Усилитель мощности Российский патент 2024 года по МПК H03F3/04 

Предлагаемое устройство относится к области радиотехники и может быть использовано в приемо-передающей и измерительной радиоаппаратуре, работающей на частотах, включая СВЧ диапазон. В частности, это устройство относится к усилителям мощности, которые согласованы со стандартными сопротивлениями трактов в широкой полосе частот и которые содержат непосредственно связанные между собой транзисторы с разными типами включения своих общих по отношению к входу и выходу электродов.

Известен усилитель мощности (см. Усилитель-ограничитель мощности / Баранов А.В. // Патент РФ на изобретение №1727192 с приоритетом 24.05.1990, МКИ H03F 3/04, H03G 11/00, опубл. 15.04.1992, БИ №14). Его принципиальная схема изображена на фиг. 1 и на рисунке 2.32 в монографии [1]. Усилитель содержит СВЧ транзисторы 1 и 2, которые включены по схеме «общий эмиттер - общий эмиттер» (ОЭ-ОЭ) с непосредственной связью между ними, а также управляющий транзистор 3 обратной проводимости. При помощи резисторов 4-8 и управляющего транзистора 3 обеспечивается режим работы обоих СВЧ транзисторов по постоянному току. Конденсаторы 9 и 10 - разделительные. Для развязки СВЧ трактов и цепей постоянного тока использованы четвертьволновый отрезок микрополосковой линии (МПЛ) 11 с волновым сопротивлением 100 Ом, а также резистор 5 вместе с блокировочными емкостными элементами 12-15. Межкаскадное согласование, а также согласование входного импеданса транзистора 1 и выходного импеданса транзистора 2 с 50-Омными линиями передач на входе 16 и выходе 17 выполняются здесь с помощью отрезков линий 18-20 и конденсатора 21. Положительная и отрицательная клеммы источника питания обозначены цифрами 22 и 23. Данный усилитель-ограничитель обеспечивает динамический диапазон ограничения по входной мощности ~30 дБ при эффективности ее ограничения ~1 дБ. Кроме того, в диапазоне температур окружающей среды от -60 до +85°С нестабильность выходной мощности этого аналога составляет не более 10% (или ±5% относительно выходной мощности при температуре ±25°С). К сожалению, в устройстве на фиг. 1 предложенная реализация непосредственной связи между транзисторами 1 и 2 не позволяет в широкой полосе частот создавать режимы двухстороннего согласования, которые имеют место, например, в усилителях Дарлингтона на транзисторах по схеме «общий коллектор - общий эмиттер» (ОК-ОЭ) [2, 3]. В данном усилителе-ограничителе мощности полосы двухстороннего согласования его импедансов с сопротивлениями стандартных СВЧ трактов обычно не превышают 1.5-2 октавы. А поскольку управляющий по постоянному току транзистор 3 обратной проводимости не участвует в процессе усиления входного колебания, то коэффициент передачи этого аналога определяется лишь двумя СВЧ транзисторами 1 и 2.

Недостатками первого аналога являются относительно узкая полоса рабочих частот его согласования со стандартным сопротивлением входного СВЧ тракта и одновременно невысокий коэффициент передачи усилителя в целом.

Известен усилитель мощности (см. Fig. 5 в статье Kobayashi, K.W. A DC - 3 GHz cryogenic AlGaAs/GaAs HBT low noise MMIC amplifier with 0.15 dB noise figure / K.W. Kobayashi, et. al. // International Electron Devices Meeting 1999. - Technical Digest, 05-08 December 1999, Washington, DC, USA. - IEDM-99. - P. 775-778). Принципиальная схема устройства приведена на фиг. 2. Усилитель мощности содержит три транзистора 24-26, которые непосредственно связаны друг с другом, а по отношению к входу и выходу образуют соединение типа «общий эмиттер - общий коллектор - общий эмиттер» или ОЭ-ОК-ОЭ. Выходные транзисторы 25 и 26 включены по схеме Дарлингтона, где в базовой цепи транзистора 25 резистор на землю заменен на транзистор 24. Резистивные элементы 27-31 (при подаче на клеммы 32 и 33 напряжения питания) обеспечивают режим работы усилителя мощности, который характерен для типовых устройств, выполненных на основе схемы Дарлингтона [2, 3]. Для транзисторов с непосредственной связью данный режим работы предполагает компенсацию реактивности одного транзистора создаваемой другим транзистором отрицательной реактивностью того же типа [4, 5]. В результате, при работе данного аналога в диапазоне рабочих частот от 0.1 до 3 ГГц с неравномерностью АЧХ 3 дБ обеспечивается такое согласование со стандартными трактами на его входе (клеммы 34 и 35) и выходе (клеммы 36 и 33), которое соответствует минимальному коэффициенту шума. По этой причине точные значения КСВН входа и выхода здесь не приводятся. Вместе с тем, суммарный коэффициент передачи усилителя в значительной степени ограничивается пониженными напряжениями питания на всех трех коллекторах транзисторов и, в особенности, на коллекторе первого транзистора, где его напряжение фактически не превышает двойного напряжения перехода «эмиттер-база» ~(1.5-2) В.

Недостатками второго аналога являются ограниченная в результате оптимизации по коэффициенту шума полоса рабочих частот его согласования со стандартным сопротивлением входного СВЧ тракта и одновременно относительно невысокий общий коэффициент передачи усилителя.

Известен усилитель мощности на основе кремниевой монолитной микросхемы серии MSA (Monolithic Silicon Amplifiers) с активной стабилизацией ее режима по постоянному току (см. фиг. 6 в статье Biasing MSA series RF integrated circuits Application note S003 [Электронный ресурс] // Hewlett-Packard Co. - 1997. - Режим доступа: http: // www.hewlett-packard.com). Принципиальная схема усилителя мощности изображена на фиг. 3. Для задания режима работы по постоянному току MS А микросхемы 37 здесь используются управляющий транзистор р-n-р проводимости 38, диод 39 и резисторы 40-43. Микросхема 37 обычно представляет собой различные модификации усилителей Дарлингтона, в основе которых используется схема включения СВЧ транзисторов типа ОК-ОЭ [2, 3]. Развязка СВЧ цепей микросхемы 37 и цепей питания осуществляется при помощи блокировочных конденсаторов 44, 45 и индуктивностей 46, 47. Конденсаторы 48 и 49 - разделительные. 50-Омные вход и выход устройства обозначены цифрами 50 и 51, а плюсовая и минусовая клеммы источника питания - цифрами 52 и 53. Управляющий транзистор 38, диод 39 и резисторы 40, 41 реализуют схему «токового зеркала» [6], для которой напряжение на резисторе 41 при одинаковых температурных уходах напряжений перехода «эмиттер-база» транзистора 38 и диода 39 практически не меняется в температурном диапазоне. Это означает, что при изменении температуры окружающей среды потребляемый микросхемой 37 ток поддерживается постоянным. В результате этого при типовых для MSA микросхем токах и напряжениях (50 мА и +5.25 В) и выборе на резисторе 41 напряжения около 1.3 В температурная нестабильность коэффициента передачи в данном усилителе составляет ≈0.8 дБ. Установленная между активными элементами в микросхеме 37 непосредственная связь типа ОК-ОЭ также предполагает компенсацию реактивности одного транзистора создаваемой другим транзистором отрицательной реактивностью того же типа [5]. Тогда при работе данного аналога на частотах от 100 МГц до 3 ГГц в режимах относительно повышенных токов потребления обеспечивается подходящее для ряда применений его согласование со стандартными трактами на входе 50 и выходе 51. К сожалению, управляющий по постоянному току транзистор 38 обратной проводимости не участвует в процессе усиления входного колебания, поэтому коэффициент передачи третьего аналога тоже ограничивается усилительными свойствами одной микросхемы 37.

Недостатком третьего аналога является невысокий коэффициент передачи усилителя при не вполне удовлетворительной полосе рабочих частот его согласования со стандартным входным сопротивлением, особенно в режимах малых токов потребления.

Наиболее близким к предлагаемому техническим решением является усилитель мощности (см. Баранов А.В. Усилитель мощности // Патент РФ на изобретение №2796545 с приоритетом 26.01.2023 МПК-2006.01 H03F 3/04 Опубл. 25.05.2023, БИ №15). Принципиальная схема прототипа представлена на фиг. 4. Усилитель мощности состоит из двух СВЧ транзисторов 54 и 55, включенных по схеме Дарлингтона, управляющего по постоянному току транзистора обратной проводимости 56, семи резисторов 57 - 63, с помощью которых обеспечивается режим работы СВЧ транзисторов по постоянному току. В состав усилителя входит также входная и выходная согласующие цепи. Входная цепь образована индуктивным 64 и емкостным 65 элементами, выходная цепь представляет собой зеркальное Г-образное звено из индуктивных элементов 66 и 67. Конденсаторы 68 и 69 являются разделительными, остальные элементы 70 - 73 выполняют функцию блокировочных емкостей. 50-Омные вход и выход устройства обозначены цифрами 74 и 75, а положительная и отрицательная клеммы источника питания - цифрами 76 и 77.

Принципиальной особенностью прототипа является то, что при изменении температуры окружающей среды собственная нестабильность перехода «эмиттер-база» его управляющего транзистора 56 целенаправленно используется для термокомпенсации уходов крутизны проходной характеристики основного транзистора 55. В результате при достижении температурной стабилизации коэффициента передачи прототипа требуются относительно меньшие энергозатраты. Вместе с тем, с точки зрения согласования устройства в широком диапазоне частот прототип ведет себя ровно также как и третий аналог, то есть также как и типовой усилитель мощности, разработанный на основе схемы Дарлингтона. Для непосредственно связанных транзисторов 54 и 55 в прототипе также характерен режим работы, когда взаимно компенсируются их однотипные реактивности, имеющие разные знаки [5]. В этом случае при работе прототипа на частотах от 0.1 до 1.2 ГГц в режимах относительно повышенных токов потребления выполняется согласование со стандартными трактами на его входе и выходе с КСВН≤1.7. Вместе с тем, при работе прототипа на частоте 1 ГГц коэффициент усиления составляет (14.5-15) дБ, а на частоте 650 МГц его величина находится в пределах (17-18) дБ. К сожалению, также как и в третьем аналоге, управляющий по постоянному току транзистор обратной проводимости 56 не участвует в процессе усиления входного колебания и поэтому коэффициент передачи прототипа определяется усилением только двух СВЧ транзисторов 54 и 55.

Недостатком прототипа является невысокий коэффициент передачи усилителя при не вполне удовлетворительной полосе рабочих частот его согласования со стандартным сопротивлением входного СВЧ тракта, особенно в режимах малых токов потребления.

Технический эффект, на достижение которого направлено предлагаемое решение, заключается в расширении полосы входного согласования усилителя со стандартным трактом при одновременном повышении его коэффициента передачи.

Этот эффект достигается тем, что в усилителе мощности, содержащем два транзистора 78, 79 прямой (n-р-n) проводимости, транзистор 80 обратной (р-n-р) проводимости, семь резисторов 81-87, семь конденсаторов 93-96, 98-100 и три индуктивности 90-92, причем эмиттер транзистора 78 подключен к общей шине через резистор 87 и одновременно - к базе транзистора 79, эмиттер которого соединен с общей шиной, а его коллектор - с коллектором транзистора 78, которые в свою очередь подключены через последовательно соединенные индуктивность 91 и конденсатор 99 к выходу 102 устройства, эмиттер транзистора 80 присоединен к общей точке резистора 83 и конденсатора 94, другой вывод которого подключен к общей шине, база транзистора 80 соединена с общей точкой резисторов 84 и 81, а свободный вывод резистора 81 присоединен как к положительной клемме 103 источника питания, так и - через конденсатор 93 к общей шине, которая является отрицательной клеммой 104 источника питания, кроме того параллельно соединенные конденсатор 98 и резистор 85 одним общим выводом соединены с последовательно включенными индуктивностью 92 и резистором 86, резистор 82 соединен последовательно с конденсатором 95, второй вывод которого подключен к общей шине, куда также одним выводом присоединен конденсатор 100, а к входу 101 устройства подключен один из выводов конденсатора 96, согласно изобретению между свободным выводом конденсатора 96 и базой транзистора 80 введены последовательно соединенные индуктивности 88 и 89, а также конденсатор 97, один вывод которого подключен к их общей точке, а второй - к общей шине, к которой в свою очередь присоединен свободный вывод резистора 86, кроме того, к свободному выводу резистора 84 подключен второй общий вывод конденсатора 98 и резистора 85, а их первый общий вывод - к базе транзистора 78, к его коллектору одним выводом присоединена индуктивность 90, другой вывод которой подключен к точке соединения свободного вывода резистора 83 и общей точки конденсатора 95 с резистором 82, свободный вывод резистора 82 в свою очередь подключен к положительной клемме 103 источника питания, помимо этого к общей точке индуктивности 91 и конденсатора 99 присоединен свободный вывод конденсатора 100, а величины основных элементов удовлетворяют соотношениям для реальной и мнимой частей входной проводимости которые имеют место в точке соединения коллектора транзистора 80 и базы транзистора 78:

где ω - циклическая частота, и - квазипостоянные мнимая и реальная части входной проводимости между каскадами на транзисторах 80 и 78, соответственно.

Принципиальная схема предложенного устройства представлена на фиг. 5. Усилитель мощности состоит из трех СВЧ транзисторов 78, 79 и 80, семи резисторов 81-87, пяти индуктивностей 88-92, а также восьми емкостных элементов 93-100. Два транзистора 78 и 79 имеют прямую (n-р-n) проводимость, третий активный элемент 80 является р-n-р транзистором. Режим работы связки двух транзисторов 78 и 79 (ОК-ОЭ) по схеме Дарлингтона управляется по постоянному току при помощи транзистора обратной проводимости 80 и резисторов 81-87. Одновременно транзистор обратной проводимости 80 участвует в процессе усиления входного СВЧ колебания, так как непосредственно связан с транзистором 78, образуя общую по отношению к входу 101 и выходу 102 цепочку усиления типа «общий эмиттер - общий коллектор - общий эмиттер» или (ОЭ-ОК-ОЭ). Входная согласующая Т-образная цепь содержит две индуктивности 88, 89 и один емкостной элемент 97. Выходная согласующая цепь вместе с блокировочным конденсатором 95 представляет собой комбинацию зеркального Г-образного звена из индуктивных элементов 90 и 91, а также прямого Г-образного звена из емкостных элементов 99 и 100. Конденсатор 96 является разделительным, конденсаторы 94, 98 используются в цепях обратных связей, а остальные емкостные элементы схемы 93, 95 - блокировочные. 50-Омные вход и выход устройства обозначены цифрами 101 и 102, а положительная и отрицательная клеммы источника питания - цифрами 103 и 104.

Предложенное устройство работает следующим образом. Известно, что при определенных условиях цепи, состоящие из положительных и нефостеровских отрицательных индуктивных и емкостных элементов, обладают квазипостоянным реактивным сопротивлением (или аналогичной проводимостью) в широкой полосе частот. С использованием отмеченных квазипостоянных реактивностей возможно создание широкополосных усилительных устройств, в которых обеспечивается их согласование со стандартными сопротивлениями входных и выходных СВЧ трактов [5]. Это означает, что можно ожидать улучшение качества входного широкополосного согласования усилителя, если между каскадами в точке соединения коллектора транзистора 80 с базой транзистора 78 в выбранной полосе частот обеспечить приблизительное постоянство комплексных входных проводимостей

где - квазипостоянная комплексная входная проводимость в точке между каскадами. Очевидно, для обеспечения входного согласования усилителя в широком диапазоне частот вовсе необязательно, чтобы величина была вещественной, или мнимая часть была рана нулю, а ее реальная часть, в идеале, принимала бы значение 1/R, где R - сопротивление стандартного тракта на входе и выходе устройства. В отличие от выходного согласования каскада на транзисторах ОК-ОЭ, где мнимая часть проводимости в точке их соединения на выходе равна нулю, а значение ее реальной части близко к величине здесь достаточно, чтобы выполнялись следующие из уравнения (1) условия:

где и - мало зависимые от частоты или квазипостоянные величины, которые могут иметь значения, в том числе, близкие к нулю и 1/R, соответственно.

Таким образом, основным условием для широкополосного входного согласования является то, что измеренные в общей точке первого и второго каскадов усилителя активные и реактивные части входной проводимости должны быть квазипостоянными величинами в выбранной полосе рабочих частот. Именно при выполнении условий (2) первый каскад на транзисторе с обратной проводимостью участвует в процессе усиления входного колебания. Использование управляющего по постоянному току транзистора 80 в качестве активного элемента в дополнительном усилительном каскаде способствует повышению общего коэффициента передачи усилителя.

Пример конкретного выполнения устройства. Рассмотрим усилитель мощности, выполненный в соответствии со схемой на фиг. 5 на двух СВЧ транзисторах 2Т3202А9 прямой проводимости (элементы 78, 79) и одного СВЧ транзистора обратной проводимости 2Т3191А9 (элемент 80). В качестве пассивных элементов используем чип-резисторы (Р1-12), чип-индуктивности (КИК-1608) и чип-конденсаторы (К10-79) с типовыми размерами 0603. Все элементы устройства разместим на стеклотекстолитовой подложке FR-4 размером 12.7×12.7×0.8 мм в корпусе СК1113, который является для некоторых управляемых напряжением генераторов зарубежного производства стандартным [1]. Отличие привязок усилителя от генераторов состоит лишь в том, что вход управления варикапами задействован в данном усилителе для подачи его входного колебания. Данный макет усилителя разработан на основе представленной на фиг. 6 модели, где в качестве характеристик транзисторов 2Т3202А9 и 2Т3191А9 использованы [8]-параметры транзисторов BFQ67 и BFT92W, соответственно, которые являются их аналогами, рекомендованными производителем. На фиг. 7 а) для модели усилителя с отмеченными на фиг. 6 параметрами элементов получены частотные зависимости его коэффициента передачи в дБ, а также основного К и вспомогательного В1 коэффициентов устойчивости. Для той же модели усилителя на фиг. 7 б) приведены зависимости его КСВ входа и выхода от частоты. Из приведенных характеристик следует, что при согласовании в широкой полосе частот (~5 октав) с КСВ входа и выхода, в основном, меньшим величины 1.6 (лишь на нижних частотах КСВ выхода достигает значения 2.04), модель усилителя при высоком уровне его устойчивости обеспечивает усиление от 10 до 40 дБ. Приведенные характеристики данной модели достигаются за счет оптимального выбора элементов схемы, при которых поддерживается приблизительно постоянным величины активной и реактивной частей входной проводимости, измеренной в точке соединения коллектора транзистора 80 с базой транзистора 78. При измерении данных проводимостей вход усилителя нагружался на сопротивление стандартного СВЧ тракта. Измеренные таким образом частотные зависимости величин активной и реактивной частей входной проводимости, которые соответствуют номиналам в модели усилителя на фиг. 6, представлены на фиг. 8. Анализ приведенных на фиг. 8 зависимостей показывает, что, по крайней мере, в диапазоне частот 0.2 до 3.0 ГГц значения как активной, так и реактивной частей входной проводимости изменяются в пределах ~1 дБ, то есть их можно считать квазипостоянными величинами. Следует отметить также, что для окончательного завершения процедуры широкополосного согласования на входе и выходе рассматриваемой модели усилителя требуются дополнительные трансформаторы, повышающие их активные сопротивления до величин сопротивлений стандартных трактов. Так, на коллекторах транзисторов 78 и 79 предусмотрен повышающий трансформатор комбинированного типа, где элементы 90, 91, 95 и 100 образуют две повышающие сопротивления цепи, одну с частотно независимым, а другую с зависимым от частоты коэффициентами трансформации [7]. В свою очередь выходное сопротивление комбинированного трансформатора дополнительно повышается, используя элементы 99 и 100, образующие трансформатор с независимым от частоты коэффициентом. Поскольку входной импеданс каскада на транзисторе 80 требуется дополнительно согласовать с сопротивлением стандартного СВЧ тракта, на входе усилителя также предусмотрен повышающий трансформатор, который реализован на элементах 88, 89 и 97.

На основе полученных результатов моделирования разработан макет усилителя мощности, АЧХ и КСВ входа которого представлены на фиг. 9, а его КСВ выхода - на фиг. 10. Общий ток макета усилителя составляет 46 мА при напряжении питания +9 В. При этом потребляемые токи транзисторов 80, 78 и 79 распределяются следующим образом: 12, 8 и 23 мА, соответственно. Окончательная регулировка макета усилителя заключалась в оптимизации параметров элементов 83, 92, 94, 97 и 98, которые получены в модели усилителя на фиг. 6. Так, вместо конденсаторов с номиналами 6.8 пФ, 16 пФ и 1.5 пФ использованы емкости 18 пФ, 10 пФ и 0.47 пФ, соответственно, индуктивность 4.7 нГн заменена на 10 нГн, а номинал резистора 3.9 Ом изменен на 5.1 Ом. Приведенные на фиг. 9 и 10 характеристики разработанного таким образом макета свидетельствуют о том, что в полосе рабочих частот от 50 МГц до 4 ГГц КСВ входа находится в пределах от 1.25 до 1.8, а КСВ выхода в полосе от 100 МГц до 3.5 ГГц не превышает 2. Следует отметить, что поддержание в полосе частот квазипостоянной входной проводимости в точке соединения двух транзисторов 78 и 80 обеспечивает низкий уровень КСВ входа даже на частотах больших 2.5 ГГц, которые соответствуют граничным для транзистора 2Т3191А9 частотам и, следовательно, неудовлетворительным коэффициентам передачи усилителя в целом. Очевидно, что данный недостаток устраняется, если использовать транзистор обратной проводимости с повышенной граничной частотой. Предложенное устройство отличается от типовых усилителей по схеме Дарлингтона тем, что его КСВ входа не меняется даже при уменьшении суммарного тока потребления, которое реализуется, например, путем уменьшения напряжения питания усилителя. Так, при уменьшении питающего напряжения до 7.5 В, что соответствует общему току потребления ~30 мА, КСВ входа предлагаемого усилителя остается таким же, как на фиг. 9. Вместе с тем, по сравнению с фиг. 10 КСВ выхода данного устройства ухудшается в ~1.5 раза, что характерно для работы типовых усилителей Дарлингтона в режимах малых токов.

Таким образом, приведенный пример конкретной реализации предлагаемого устройства, подтверждают возможность получения низких уровней КСВ входа (от 1.25 до 1.8) при согласовании входа усилителя в расширенной на две октавы по сравнению с прототипом полосе рабочих частот. Это достигается за счет поддержания квазипостоянными величин активной и реактивной частей входной проводимости, измеренной в точке соединения коллектора транзистора 80 с базой транзистора 78. Поскольку транзистор 80 кроме функции управления транзисторами 78 и 79 по постоянному току участвует в процессе усиления входного колебания, предлагаемое устройство имеет коэффициент передачи на 5-6 дБ выше, чем прототип, выполненный на тех же транзисторах. Так, при двухстороннем согласовании с КСВ входа и выхода меньшими 1.7 в полосе частот от 100 МГц до 1.2 ГГц коэффициент передачи прототипа составляет 17.5 и 15 дБ на частотах 650 МГц и 1 ГГц, соответственно. По сравнению с лучшими аналогами и прототипом в предлагаемом усилителе облегчаются условия входного согласования за счет дополнительного подключения еще одного СВЧ транзистора непосредственно ко входу транзисторной связки ОК-ОЭ. В частности, предлагаемый усилитель обеспечивает лучшее входное согласование при его работе в режимах с пониженными токами потребления, при которых усилительные устройства на основе схемы Дарлингтона плохо согласуются. Экспериментальные результаты подтверждают основные теоретические предположения и сделанные на основе моделирования выводы.

Источники информации

1. Баранов, А.В. Транзисторные усилители-ограничители мощности гармонических СВЧ колебаний / А.В. Баранов, С.Л. Моругин. - М: Горячая линия - Телеком, 2019. - 332 с.

2. ERA-amplifiers [Электронный ресурс] // Mini-Circuits, Inc. - 1997; Monolithic amplifier ERA-2SM+// Mini-Circuits, Inc. - 2022. - Режим доступа: http: // www.minicircuits.com)

3. Agilent MSA-2743 cascadable silicon bipolar gain block MMIC amplifier (Data sheet) [Электронный ресурс] // Agilent Technologies, Inc. - 2000. - Режим доступа: http: // www.semiconductor.agilent.com

4. Berman, Byron D. Transistor-resistor synthesis of voltage transfer functions / B.D. Berman, R.W. Newcomb // IEEE Transactions on Circuits Theory. - 1973. - N 9 (September). - P. 591-593

5. Холодняк, Д.В. Широкополосные СВЧ устройства с использованием нефостеровских отрицательных индуктивных и емкостных элементов / Д.В. Холодняк, В.М. Тургалиев // Всероссийская научно-техническая конференция «Электроника и микроэлектроника СВЧ», 04-07 июня 2012. - СПбГЭТУ «ЛЭТИ». - 2012

6. Рэд, Э. Справочное пособие по высокочастотной технике: Схемы, блоки, 50-Омная техника / Э. Рэд / Пер. с нем. - М: Мир, 1990. - 256 с.

7. Баранов, А.В. Пассивные цепи с распределенными и сосредоточенными параметрами / А.В. Баранов, Э.Л. Привер. - М.: Горячая линия - Телеком, 2023. - 264 с.

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в приемо-передающей и измерительной радиоаппаратуре, работающей на частотах, включая СВЧ диапазон. Технический результат - расширение полосы входного согласования усилителя со стандартным трактом при одновременном повышении его коэффициента передачи. Такой результат обеспечивается за счет введения в усилитель мощности двух последовательно соединенных индуктивностей и конденсатора, при этом величины основных элементов удовлетворяют соотношениям для реальной и мнимой частей входной проводимости которые имеют место в точке соединения коллектора транзистора обратной p-n-p проводимости и базы транзистора прямой n-p-n проводимости:

где ω - циклическая частота, и - квазипостоянные мнимая и реальная части входной проводимости между каскадами на этих транзисторах. 10 ил.

Усилитель мощности, содержащий два транзистора 78, 79 прямой (n-р-n) проводимости, транзистор 80 обратной (р-n-р) проводимости, семь резисторов 81-87, семь конденсаторов 93-96, 98-100 и три индуктивности 90-92, причем эмиттер транзистора 78 подключен к общей шине через резистор 87 и одновременно - к базе транзистора 79, эмиттер которого соединен с общей шиной, а его коллектор - с коллектором транзистора 78, которые в свою очередь подключены через последовательно соединенные индуктивность 91 и конденсатор 99 к выходу 102 устройства, эмиттер транзистора 80 присоединен к общей точке резистора 83 и конденсатора 94, другой вывод которого подключен к общей шине, база транзистора 80 соединена с общей точкой резисторов 84 и 81, а свободный вывод резистора 81 присоединен как к положительной клемме 103 источника питания, так и - через конденсатор 93 к общей шине, которая является отрицательной клеммой 104 источника питания, кроме того, параллельно соединенные конденсатор 98 и резистор 85 одним общим выводом соединены с последовательно включенными индуктивностью 92 и резистором 86, резистор 82 соединен последовательно с конденсатором 95, второй вывод которого подключен к общей шине, куда также одним выводом присоединен конденсатор 100, а к входу 101 устройства подключен один из выводов конденсатора 96, отличающийся тем, что между свободным выводом конденсатора 96 и базой транзистора 80 введены последовательно соединенные индуктивности 88 и 89, а также конденсатор 97, один вывод которого подключен к их общей точке, а второй - к общей шине, к которой в свою очередь присоединен свободный вывод резистора 86, кроме того, к свободному выводу резистора 84 подключен второй общий вывод конденсатора 98 и резистора 85, а их первый общий вывод - к базе транзистора 78, к его коллектору одним выводом присоединена индуктивность 90, другой вывод которой подключен к точке соединения свободного вывода резистора 83 и общей точки конденсатора 95 с резистором 82, свободный вывод резистора 82 в свою очередь подключен к положительной клемме 103 источника питания, помимо этого к общей точке индуктивности 91 и конденсатора 99 присоединен свободный вывод конденсатора 100, а величины основных элементов удовлетворяют соотношениям для реальной и мнимой частей входной проводимости которые имеют место в точке соединения коллектора транзистора 80 и базы транзистора 78:

где ω - циклическая частота, и - квазипостоянные мнимая и реальная части входной проводимости между каскадами на транзисторах 80 и 78, соответственно.