Способ дискретного регулирования частоты Советский патент 1986 года по МПК H02M5/27 

Изобретение относится к силовой полупроводниковой преобразовательной технике и предназначено для исполь зования в частотно- регулируемом электроприводе с дискретными ступе нями изменения .значений выходных частот ниже и выше входной частоты преобразователя.

Предлагаемый способ преобразова- ния частоты позволяет в требуемой степени приблизить выходное напряжение преобразователя к синусоидальной фор ме при неизменном его эффективном значении. Способ можно рекомендовать для питания электропривода главного частотно-регулируемого электродвига- теля в системах с автономным источником питания, напряжение в котором регулируют путем изменения тока возбуждения автономного генератора.

Цель изобретения улзгчшение ка- , чества выходного напряжения преобразователя за счет уменьшения значения коэффициента гармоник, т.е. уменьшение в выходном напряжении преобразо- .вателя гармонических составляющих, не соответствующих заданной выходной частоте.

На фиг. 1-4 приведены временные диаграммы, поясняющие работу преобразователя согласно предложенному способу; на фиг. 5 - силовая схема преобразователя при частоте выходного напряжения ниже значения входной частоты преобразователя, т.е, при f.,. f на фиг. 6 - блоки первого

DUI л Р Д

и второго регуляторов переменного напряжения силовой схемы преобразователя при f 7 fg ; на фиг, 7 и 8 - варианты, блок-схем системы управления преобразователем.

В преобразователе (фиг. 5) фазные 1-3 и нулевой 4 вьшоды входного напряжения присоединены к основному тиристорйому мосту 5 в каждой выходной фазе преобразователя, ,В каждой отдельной выходной фазе преобразов а- теля, например первой, последовательно включенные выходные вьшоДы 6 и 7 основного тиристорного моста 5, выходные вьтоды 6 и 8 первого регулятора 9 переменного напряжения, выходные выводы 8 и 10 второго регулятора 11 напряжения и вьшоды 10 и 7 нагрузки 12 образуют замкнутую цепь (с выводами 6, 8, 10, 7), которая одновременно суммирует на нагрузку 12 напряжения с вьтходных вьюодов тиристор-

ного моста и двух регуляторов переменного напряжения. Первичная обмотка 13 трансформатора первого регулятора напряжения подключена к выходным вьгоодам основного тиристорного моста другой выходной фазы с основным напряжением, отстающим по фазе относительно основного напряжения рассматриваемой выходной фазы преобразовате-

. 21Г ля на угол -,

а первичная обмотка

14 трансформатора второго регулятора напряжения подключена к выходным выводам основного тиристорного моста выходной фазы с опережающим на угол

2 и

(;;- фазовым СДВИГОМ ОСНОВНОГО напряже-

3.

ния относительно основного напряже-

ния рассматриваемой выходной фазы.

Например, в первой выходной фазе первичная обмотка 13 трансформатора первого регулятора подключена к. ти- ристорному мосту второй выходной фазы с выводами 15 и 16, а первичная обмотка 14 трансформатора второго регулятора - к мосту третьей выходной фазы с выводами 17 и 18. От концов и промежуточных вьшодов вторич-

Hijix обмоток 19 и 20 трансформаторов первого и второго регуляторов 9 и П напряжения через управляемые ключи переменного тока подают регулируемое переменное напряжение на выходные

выводы 6, 8 и 8, 10 регуляторов напряжения. Следует отметить, что при )1 к первичная 13 и вторичная 1.9 обмотки первого регулятора 9 включены встречно, а обмотки 14 и

20 второго регулятора 11 - согласно

(фиг, 5) и, наоборот, при f„..,.,ff

BWX

ex

первичная 13 и вторичная 19 обмотки первого регулятора 9 включены сог- хсасно, а обмотки 14 и 20 второго ре-

гулятора П - встречно (фиг. 6)о Тиристоры 21-40 подключают в соответствующие моменты времени с t, по tq (см, фиг. 2, 4 и таблицу).

Ул}Л1шение качества выходного на-

пряжения преобразователя по данному способу реализуется следующим образом.

Как видно из фиг. и 4, основную долю выходного напряжения равного эталонному синусоидальному напряжению U требуемой, частоты

(например, f,, - - « 42,857132 Гц

3

на фиг. 1 и f.., 60 Гц на фиг. 4

О Of д.

при входной частоте fg 50 Гц), формируют основным входным напряжением Ugj( циклически подключаемых эквивалентных входных фаз преобраэо- вателя на интервал времени Т (например, моменты от t д до Ту на фиг. 4). При таком формировании выходного напряжения появляется рассогласование ди и .. ,„ - и.... о Для

PDi , р о

компенсации в выходном напряжении Ugyj преобразователя рассогласования U и требуемого (эталонного) выходного напряжения Ug Ug,|, и основного входного напряжения U применяют два (первое Ug, и второе Ug) дополнительных напряжения входной частоты преобразователя, регулируемые согласно зависимости A(t) изменения его амплитудного значения, как это пока- зано на фиг. 1-3 для случая Гд, ех когда значение выходной частоты преобразователя ниже значения ее входной частоты, и на фиг. 4 для случая вых значение выходной частоты выше входной частоты преобрат зователя.

В каждый момент времени сумма обо- их регулируемых по .значению дополнительных напряжений равна рассогласованию Urt, + Uo ли. Следовательно, суммирование обоих дополнительных напряжений Un , U 02 с основным напряжением Ug + и +.U52 Ugy +

+ U и и g, позволяет обеспечить синусоид альное напряжение требуемой выходной частоты, причем пределы регулирования по амплитудному значению ополнительных напряжений не превышают амплитудного значения входного напряжения (фиг, 1 и 4), т.е. трансформатор регулятора напряжения преобразователя не требует увеличенного коэффициента трансформации и, следовательно,, регулятор - увеличенного диапазона регулирования, как это имеет место согласно известному способу. ополнительные напряжения Ua, , Ua сдвинуты по фазе относительно подключенного основного входного напряжения 9ко качестве дополнительных напряжений применяют те напряжения эквивалентных входных фаз, которые в анный интервал подключения Ту составляют наименьшие отстающий и опережающий фазовые сдвиги с рассогласованием iUo

374

Основными входными напряжениями и для формирования выходного напряжения преобразователя с частотой ниже его входной частоты fgj,, &х на каждом интервале Tj. подключения и., используют следзтощие поочередО О

но входные напряжения эквивалентных фаз преобразователя, т.е. порядок чередования подключаемых основных напряжений задают прямым. При мостовой схеме преобразователя такими Ug являются поочередные напряжения с отстающим фазовым сдвигом на угол li (фиг. 1-3),, Например:

Л . ;

/

sin sin ( - j) -sin ( + -);

sin ( -); sin ( -sinQg t; sin (Wejft - --}

2ц sin ( Wg,t + J-);

51;

21Г,

sin ( - -) -sin (u) - ,

sin ( - 2T) sin 0)2 t;... и т.д.

Основными входными напряжениями ex-o формирования выходного напряжения преобразователя с частотой выше его входной частоты на каждом интервале Т используют поочередно опережающие входные напряжения эквивалентных входных фаз преобразовате- |ля, т.е. порядок чередования подклю чаемых основных напряжений задают ,обратным (фиг. 4). Например:

sin ( + j) sin ( f);sin«..,t+|),

sin (o. t + Т ) -sina-.t;

er

50

sin ( + ) sin ( - );

55 in («„,t +) -sin (O,,t + 1);

sin (Wgj,t + sin cOgx t;.- и Т.Д

S1241374

Для формирования выходного напря -f A(t) sin (Wg|,t т) sincOg,t - женин преобразователя ex л7/v

фазы первого U, и второго Ug до- - sin Л t.cos (SI t + j)-.sin ( полнительных Напряжений задают от- |3 стающими соответственно на углы 5 T, ,.

9 -1- 4- ( r-t 4-

- И -| относительно подключенного ° 3 га t.cos (Q t y-j«

основного напряжения на данном интер- . / ЭТ вале Т5.(фиг. -3). Для формирования в з )

8ых вых sx Ф 9 2z Ансшогично напряжение второй вы- задают опережающими соответственно ходной фазы paEiHo

(Г 2 и 7

на углы - и - относительно подклю U U sin (со t - -) +

товы к 4 2 В 3

ченного основного напряжения (фиг. 4) .4- A(t) sin (со ,t - -) + A(t)

Дополнительные напряжения в каждоминтервале подключения Т. не меняют , . . 2

вышеуказанных углов сдвига относи- , - к / sin ( - -j-j тельно основного напряжения соответ--,

ствующего интервала Т, однако такjO - sinn t-cos (jlt,+ |).sin (со, t+

же, как основные напряжения, допол-ли j в

нительные напряжения в каждом после-21 4

дующем интервале сдвлнуты на соответ- + у-) + sinQt-cos (lt - у) ствующий угол относительно дополни-т|3

тельных напряжений рассматриваемого25

интервала, т.е. при мостовой схемеsincOgut; KsincOg t;

преобразователя на + -j угла входно- напряжение третьей выходной фазы равНО

го напряжения, причем с отстающим

сдвигом для f g f g .тт .

На каждом интервале подключения ftbiit эз З ) Tg. основных входных напряжений Vg . Г / ii регулирование амплитудных значений sin +.A(t) sin ( + - ) дополнительных напряжений Ug, , Ua, осуществляют согласно зависимости sin (co t + --) - -- sin П t

A-(t) i:;sin«tcos.fltM-lf -f . -«- 7(вы. );CO,,,,a),,.: («It-f) slnco t-.J-sin Tt угловые выходная и входная частоты .„

преобразователя; i задают при СОвых CDS ( t - 1), sin (cOe t - 3). «„ равным 1 и 2, а при COg,,, со„ , . напояжеравным 2 и 1 соответственно для пер- вых Чх напряже

тг,тНИВ первой выходной фазы преобразовав

ВОГО Пл. и второго UQ. ДОПОЛНИТеЛЬ-« lij cuupd uod

ньпс на яжений, а t 1% пределах i интервале подключения от t, О t Т (О, Т - соответственно 45 ° основным входным напряжением

2- . г;и ду sinCJftift равно

начало и окончание интервала подклю- ° -вл

чения напряжения каждой эквивалент- вьи, gr U - а Un

ной входной фазы преобразователя);°

Тогда согласно вышеизложенному и как + A(t) sin (сОц, t + ) +

показано на фиг. 1-3, при f с f 502/

напряжение первой выходной фазы пре-+ A(t) sin (сОц. Ь + ) - sinco t +

образователя на интервале подключе- 4 .

ния Tg. с основным входным напряжени- рР sinfi t Сов (п t - .sin (( и„„ since, t равно .,

,.

бы., ах.. 9 (t 1)

,

sinQg,j.t + A(t) sin ( - у-) + usin ({ t + ) .

Аналогично напряжение второй вы™ хорной фазы равно

вьигг 92 si (ex t - J) +

+ A(t) sin (WB, t - J-) + A(t)

O/

Jfsin sin (cOg, t - -Jl.) +

4Zir

+ --sinnt.cos (nt ) sin (OP,

321Т. . 4 .,

+ -т-) - - sinflt cos ( nt +

{3

BX

2 R-v .

.. + з)з1ПСО„ t;

напряжение третьей выходной фазы равно

sin (OB, t + 3) -ACt)

XSin («g t + ) + A(t) sin (COgjt +

Alf.. /2ir.. 4

+ Y) sin (ex t T) + - sini2t 25

Tf

2f Д к cos ( 911 - -) sinOg tsin Q t

X cos (t + 1) sin (co, t - ).3°

В другие интервалы Т, где основным напряжением является не sin G3g,t, а циклически опаэдьшающее при f geix

например - sin ( ),

ах

или опережающее при f

вых 21Г,

f „ , на

пример - sin (cjg, t,- ) к т.д., преобразование частоты происходит аналогично вышеописанному, с той разницей, что основным напряжением, а также дополнительными являются други сдвинутые по фазе напряжения, опазды Бающие при fц с f. и опережающие

при Гц f gjf на угол - относительно соответствующих, напряжений предыдущего интервала Т. подключения. Та- КИМ образом, как видно из фиг. 1,4 и приведенных зависимостей, в каждом интервале Т. подключения основного входного напряжения Ugire рассогласование iU можно ком пенсировать двумя дополнительными напряжениями Ча, + + Ua, регулируемыми по предложенной зависимости A(t), т.е. применением

+ 10

15

20

25

3°

,

40

-

5055

двух соответствующим образом регулируемых дополнительных напряжений в сумме с основным напряжением можно получи ть синусоидальное трехфазное выходное напряжение требуемой эталонной частоты (фиг. З).

В большинстве .случаев достаточно иметь определенную степень приближения выходного напряжения к синусоидальной форме, поэтому достаточно выбрать минимально необходимое число уровней регулирования переменного входного напряжения дополнительных напряжений для достижения естественными коммутациями преобразователя требуемой степени приближения Ugt,, и Ug, как это показано на фиг. 2 с тремя уровнями амплитудного значения каждого из дополнительных напряжений, а также на фиг. 4 с тремя и четырьмя уровнями соответствующих Ug и

12 .

Для реализации предлагаемого спо- „оба требуется формирование второго дополнительного напряжения, что осуществляется введением в каждую выходную фазу преобоазователя регулятора 11 второго дополнительного напряжения, выходные выводы 8 и 10 которого включены последовательно (с вьшодами 6, 8, 10, 7) между первым регулятором 9 переменного напряжения и нагрузкой 12 (фиг. 5), При этом первичная обмотка I4 трансформатора второго регулятора I1 напряжения подключена к выходным выводам 17 и I8 тиристорного моста с основным напряжением, опережающим по фазе основное напряжение данной выходной фазы на

2Т угол -. Таким образом, согласное

включение обмоток 14 и 20 трансформатора второго регулятора 11 напряжения (фиг. 5) обеспечивает отстающий сдвиг

м на угол - второго дополнительного

напряжения Ua, относительно основного напряжения U g в данном интервале подключения Т, что требуется для реализации предлагаемого способа и при f gj,,x fg « Встречное включение обмоток 14 и 20 (фиг. 6) обеспечивает

2

опережающий сдпиг на угол - относительно и , что требуется при fg, ;

8..

Встречное включение обмоток I3 и 19 трансформатора первого регулятора9

9 напряжения (фиг. 5) обеспечивает отстающий сдвиг на угол 21Г первого

т

дополнительного напряжения UQ отно

сительно Ugif буется при f

в -данном Tg., что тревых

в

Согласное

включение обмоток 3 и 19 (фиг. 6) обеспечивает опережающий сдвиг Ua

на угол

относительно U

f

что

ело соответствует случаю вых вх

Переключение тиристоров второго регулятора 11 переменного напряжения а также первого регулятора 9 согласно фиг. 5 и 6 позволяет ступенчато регулировать уровни напряжения от вы водов вторичных обмоток 20 и 19 ре- гуляторов 11 и 9, подавая его на выходные выводы 8, 10 и 6, 8 регуля торов соответственно. Следует отметить, что подключение первичных обмоток 14 и 13 второго и первого регуляторов напряжения к соответствующим выходным выводам основньпс тиристор- ных мостов выходных фаз с опережающим и отстающим фазовыми сдвигами позволяет, формировать требуемые фазовые сдвиги дополнительных напряжений на каждом интервале Т подключе

ния.

Регуляторы напряжения могут иметь различное исполнение, позволяющее с требуемой точностью соблюдать предложенную зависимость регулирования амплитудных значений дополнительньш напряжений. Основные входные напряжения всех трек выходных фазах преобразователя формируют переключением основных тиристорных мостов 5 силово схемы согласно фиг. 5.

На фиг. 2 приведен пример преобразования частоты согласно предложенному способу при динамической нагрузке преобразователя типа асинхронного : электродвигателя и f3|,|.j 42,85 Гц. В верхней части фиг. 2 показаны изменения Ugj , ди, Ue, , Uoj при U0bix - U$, а в нижней части - дискретно регулируемые значения UB,, Uoj при приближении и к U, и формировании выходного тока i еь/гс преобразователя, отстающего от его

и

вы%

Преобразование частоты осуществляется по программам управления, составленным до преобразования сог- ласно предложенным зависимостям регулирования Un , Ug с учетом имеюще- гося числа вьгоодов вторичной обмотки

5

5

0

5

5

37410

регуляторов напряжения (или требуемой степени приближения , к U), и реализуется в процессе преобразования синхронизацией программ импульсов управления преобразователя с определенной фазой входного напряжения. Рассмотрим пример формирования положительной полуволны выходного тока л ,, преобразователя согласно

0 01 л

фиг. 2 с момента времени t. В момент времени t, согласно фиг. 5 включают тиристоры 21-24, основное напряжение от входных вьшодов 1 и 4 преобразователя подается к выводам 7 и 10 фазы нагрузки 12, что на фиг. 2 показано отрезком основного Напряжения. ,Ug)f Ugj,|j в пределах t - t, с В течение интервала t , - t напряжения Ua, и Un не формируют 0 , а регуляторы напряжения обеспечивают только протекание i j через них. В момент времени t для кбмпенсации возникщего рассогласования (фиг, 2, верхняя часть) согласно усредненной по времени предложенной зависимости A(t) в цепи формирования выходных напряжения и тока включают дополнительные напряжения UQ , и и.2 (с амплитудными значениями 0,4 и 0,15 входного фазного напряжения соответственно) открыванием тиристоров 25 и 26 согласно фиг. 5, Коммутация естественная, поскольку способ- ствует увеличе нию выходного , Как видно из фиг. 2 (нижняя часть),в момент времени t напряжение Пл достигает учитываемого отличия от требуемого верхнего, поэтому в целях улучшения качества UBJ,, переключают Ufl с увеличением его амплитудного значения до 0,5, что достигают включением тиристора 27 (фиг. 5)о Тиристор 25 закрывается, поскольку открывание тиристора 27 способствует увеличению тока ig|,,j( . В момент времени t, в инверторном режиме работы выходной фазы преобразователя (ток и напряжение противоположных полярностей) осуществляют переход на меньшее амплитудное значение (с 0,15 на 0,1) напряжения Ua открьшанием тиристора 28, поскольку такая естественная коммутация способст.вует сохранению значения тока i,,ик Вблизи момента

V0

времени tj прекращается положительный ток, и включением тиристоров 29 и 30 основного моста и тнристоров 31 и 32 обоих регуляторов формируется

0

5

0

отрицательная полуволна тока 1.. .

Bbl X

в момент времени t, увеличивается значение Ua включением тиристора 33 первого регулятора напряжения, а второй регулятор не переключается, Скачкообразное изменение Ua в момент t, вызвано изменением интервала Т подключения основного напряжения другой выходной фазы, от которого формируется Uflj, . Поскольку Ua транс формируется с уменьшением соответствующего основного напряжения, то коммутация в этой выходной фазе естественная, так как ее выходной ток больше первичного тока, формирующего Un, на соответствующей вторичной стороне рассматриваемой выходной фазы преобразователя. В.момент времени t (tg) заканчивается формирование выходного тока отрицательного знака, и в момент времени, tg (аналогичного с момента t.) начинается повторное формирование положительного выходного тока подключением циклически следующих основных входных напряжений, однако зависимость регулирования дополнительных напряжений повторяется, как рассмотрено от момента времени tj до tj, а также реализуется аналогичная по моментам времени программа управления. Однако поскольку с момента времени tg основным напряжением является другое, сдвинутое на угол 4- входное напряжение относительно

предыдущего Ug,, то, начиная с t, включаются тиристоры 34. и 35 (вместо предьщущих 21 и 24) основного моста преобразователя.

Этапы процесса преобразования часто ты в моменты времени с t по t). CвeдeньI в таблицу. Указанные в графах 5-7 включения тиристоров в указанные моменты времени соответствуют подаче импульсов управления согласно заданной про- грамме управления при данной выходной частоте преобразователя.

На фиг. 4 внизу показан пример преобразования частоты с 60 Гц при fp 50 Гц в случае активной нагрузки выходной фазы преобразователя. Данные, характеризующие процессы управления, переключения и дискретного регулирования амплитудных значений дополнительных напряжений преобразователя, показаны в нижней части таблицы.

На фиг. 3 при f

Процесс преобразования частоты согласно предложенному способу в дру гих выходных фазах преобразователя осуществляется аналогично. .

.12.46,1

показаны кривые Ug, , iU, Ua, , Ug при трехфазном выходном напряжении преобразователя согласно предложенному способу преобразования частоты. Система управления предложенным способом и преобразователем должна в требуемые моменты времени подавать импульсы управления и распределять их на определенные тиристоры. Эти моменты времени и включаемые тиристоры заданы программой, например, аналогичной приведенной в таблице и изображающей процесс преобразования согласно фиг. 2 и 4. Система управления должна синхронизировать требуемую очередность подачи импульсов управления (программу) с определенной фазой входной системы, напряжения преобразователя (например, в моменты времени согласно фиг. 2.и 4), для того чтобы преобразование частоты по программе подачи 41мпульсов реализовалось в ситуации, аналогичной той, при которой была составлена программа. Для этой цели используют один или несколько компараторов, которые выявляют моменты времени нулевых значений соответствующих напряжений. При выявлении моментов времени нулевых значений фазных, линейных напряжений и промежуточных их значений можно в сумме получить очередность импульсов управления, которая (с достаточной точностью выбора дискретных моментов Iвремени) может быть использована для выбора (депшфрования) заданных программой импульсов управления. Далее |ИЗ этой очередности импульсов дешиф- .рируют те, которые необходимы для pea- лизации составленной программы и распределяют по соответствующим тиристорам. Программы управления составляют для дискретных значений выходных .частот согласно зависимости

«ы. в,

из которых более

короткими являются те, которые имеют меньшее значение общего наименьшего делимого периодов выходного и входного напряжений преобразователя. Удобно для составления программ подачи импульсов управления преобразовате-

13

лем частоты использовать приведенные значения, которые дополнительно опре„ Зп . деляются зависимостью

&ЫЛ

Jn+1 М;

где п - целое положительное число; . Г„. - входная частота преобразовате-

РА

ля;

знак

знак - f

определяет f

f.

в

Эти значения

b(X ВХ

ВЫХОДНЫХ частот соответствуют формированию выходного напряжения с ин-

m

тервалом подключения Т п,

т.е. интервал равен целому числу п полупериодов входного напряжения

ГТ1

- - плюс-минус продолжительность (

соответствующая углу сдвига между напряжениями поочередно подключаемых зквивалентных входных фаз (причем

для f

знак - „.,) Например, на фиг. 1

вых

Bf

знак +

9ых вх

видно, что .в каждом интервале Т

два полупериода входного напряжения и продолжительность соответствуют 2,85 Гц на фиг. 3, четыре

Т

у- и if соответствуют ,15 Гц

а согласно фиг. 4

Т два - минус (f

соответствуют fgbix Ч

На фиг. 7 приведен пример одного из возможньгх известных решений систе- мы программного управления согласно которому полупериод одной фазы сетевого напряжения заполняют высокочастотной последовательностью импульсов, считывают их и в требуемые моменты (согласно программе подачи импульсов управления тиристорами преобразователя) формируют управляющие импульсы. Известны аналогичные устройства, содержащие нуль-орган, связанный через логический элемент И-НЕ с первым двоичным счетчиком, счетный вход которого соединен с выходом генератора .импульсов, а выход перепол- нения - с формирователем и устройства управления тиристорами, содержащие блок синхронизации, генератор тактовых импульсов, счетчик, дешифратор тактовых импульсов, счетчик, дешифра-. тор и формирователи импульсов,,

Согласно фиг. 7 формирователь 41 импульсов синхронизации с сетевым ,напряжением, например.

UBXO (см.

фиг. 4) формирует короткий импульс в момент перехода напряжения через нулевое значение, например в момент

124137414

времени t.Блоком 42 синхронизации осуществляется синхронизация импульсов генератора 43 высокой частоты с импульсом формирователя 41. Импульс

5 формирователя 41 является разрешающим импульсом для прохождения импульсов высокой частоты от генератора 43 на выход блока 42. Блоком 42 синхронизации задается количество

10 импульсов генератора 43 между двумя импульсами формирователя 41. Синхронизированные с сетевым напряжением импульсы поступают на вход двоичного счетчика 44 импульсов, который про-

15 изводит их подсчет. Дешифратор 45 выдает импульсы повторения счета счетчиком 44 после поступления от блока 42 синхронизации количества импульсов генератора, соответствзто-

20 щих по продолжительности повторению очередности импульсов управления преобразователем. Выход двоичного счетчика 44 импульсов соединен с дешифраторами 46-48 имг1:ульсов. Дешифратора-

25 ми производится дешифрация импульсов, .следующих на вькоде блока 42 синхронизации и подсчитанных двоичным счетчиком 44, например соответствующих моментам времени .Ha фиг. 2 и

30 4. Дешифрованные импульсы поступают

на распределители 49-51 импульсов по тиристорам. Распределители импульсов представляют собой линейку триггеров. Блоки 52 осуществляют усиление импульсов управления. Для уменьшения влияния помех и иск лючения возникших ложных импульсов введены блоки 53 и 54. Блок 53 осуществляет счет заданного числа, периодов входного напряжения, после чего дешифратор 54 импульса сбройа осуществляет сброс всей ранее записанной информации.

Для реализации предложенного способа может применяться также систе-

45 ма управления согласно фиг. 8, которая работает следующим образом.

Компараторами блока 55 выявляются моменты перехода через нуль фазных (например, в момент времени t на

50 фиг. 4) и линейных напряжений. Каждое напряжение является своим компаратором. Блок 56 формирователей импульсов формирует короткие импульсы в выявленные моменты. Каждый формиро-

55 ватель связан со своим компаратором.- Выходы формирователей импульсов блока 56 связаны с входом блока 57.коммутаторов каналов (выполненного, на-

35

40

пример, в виде микросхемы К155 КП5)„ Блоком 58 задается напряжение, импульсы от моментов перехода через нуль которого следуют на ьыходе коммутатора 57, Блок 58 - многопозицион- ный электронный переключатель соединений, представляет собой программируемое постоянное запоминающее устройство, его работой управляет двоичный счетчик, например, 59, Счетчики 59-61 ведут счет импульсов, поступающих с выхода блока 57, Из общего ряда поступающих импульсов дешифраторы блока 62 дешифрир-уют импульсы, необходимые для управления тиристорами по предлагаемому способу, которые поступают на блок 63 распределения импульсов по тиристорам. Соединение его элеме нтов задается блоком 58, Программы соединений программируются заранее, С приходом на двоичный счетчик 59 заданного блоком 64 числа импульсов, счетчик дает сигнал блоку 58, в котором происходит смена программы соединений, а на выходе блока коммутаторов следуют ntf пульсы от другого напряжения. Кроме того, блоком 64 задается подключение дешифраторов к выходам счетчиков 59- 61. .

Согласно предлагаемому способу можно получить значения выходных частот ниже и. Bbmie входной частоты осуществлением естественной коммутации преобразователя. Входной коэффициент мощности преобразователя высокий, поскольку основное напряжение формируется в им пульсном режиме работы входных фаз пр еобразователя.

Формула изобретения

1, Способ дискретнаго регулирования частоты непосредственного преобразователя, заключающийся в задании дискретных значений частот его выходного напряжения согласно зависимо-

k .

сти m - Wgj( на основе предварительно составленной программы .подачи импульсов управления тиристорами преобразователя характеризуемой циклическим подключением на одинаковые интервалы времени напряжений эквивалентных входных фаз для формирования основного выходного напряжения преобразователя и в суммировании каждого основного напряже- ния с первым дополнительным напряже

нием, входной частоты с изменяемой во времени по соответствующему закону амплитудой, отличающий- с я тем, что, с целью улучшения качества выходного напряжения преобра- зователя путем уменьшения значения коэффициента гармоник, в каддом интервале подключения формируют второе дополнительное напряжение входной

частоты и суммируют его с основным и первым дополнительным напряжениями, причем амплитудные значения A(t) дополнительных напряжений регулируют 3 соответствии с выражением

Г - Г i 2 Я

A(t) sint.fl (-l) j-Jj

1 , , где у (wg,,, -cog );

CO , угловые выходная и

входная частоты преоб разователя; i Г или 2; О - ,,

О, Т - соответственно начало и окончание интервала подключения напряжения каждой эквивалентной входной фазы преобразователя;m - число эквивалентных

входных фаз преобразо-гт вателя;

k, п - целые числа периодов выходного и вхйдного напряжений преобразователя, которые имеют общее наименьшее делимое,

2,Способ по п, 1, отличающий с я тем, что,при (ьх фазы первого и второго дополнительных напряжений задают отстающими соответственно на углы 2 н /3 и ТГ/З относи-

тельно подключенного основного напряжения, индекс i для первого и второго дополнительных напряжений - равным соответственно 1 и 2, а порядок чередования подключаемых основных напряжений - прямь,

3,Способ по п, 1, отличающийся тем, что при оьт л)6

фазы первого и второго дополнительных напряжений задают опережающими соответственно на углы й /З и относительно подключенного основного на-, пряжения, индекс i для первого и второго дополнительных напряжения равным соответственно 2 и 1, а порядок чередования подключенных основных напряжений - обратным.

Этапы формирования кривой выходного напряжения и естественных коммутаций преобразователя по фиг, 5

При f f согласно фиг. 2 (42,85.50)

Bt( t ex

Фиг. г

SinlUfjfr } iif4 fft ugjiyi n(J,

. / /

V ,. //

c% « «7/7Vv

N// t

« - -

-i/ir.jr

U/

. f

Фмг.7

Изобретение относится к электротехнике и может быть использовано в частотно-регулируемом электроприводе с дискретными ступенями изменений значений выходных частот ниже и выше входной частоты преобразования.Спо- соб позволяет приблизить выходное напряжение преобразователя к синусоидальной форме. Цель изобретения -„ улучшение качества выходного напряжения за счет уменьшения значения ко- зффициента гармоник, т.е. уменьшение с выходом напряжений преобразователя гармонических составляющих, не соответствующих заданной выходной частоте . Способ заключается в циклическом подключении тиристоров на одинаковые интервалы времени напряжения эквивалентных входных фаз для формирования основного выходного напряжения и в суммировании с первым дополнительным напряжением входной частоты по соответствующему закону. Отличается способ формированием и подключением второго дополнительного напряжения, суммированием с основным и первЕом дополнительным напряжениями, причем амплитудные значения дополнительных напряжений регулируют в соответствии с угловыми выходными и входными частотами преобразователя. Способ позволяет получить высокий коэффициент мощности устройства, поскольку основное напряжение формируется в игт- пульсном режиме работы входных фаз. 2 з.п. ф-лы, В ил, 1 табл. с S (Л