Способ измерения характеристик радиотрактов Советский патент 1987 года по МПК G01R29/00 

Изобретение относится к радиотехнике и может использоваться для измерения и контроля комплексных коэф- фи11 1йнтов передачи четырехполюсников и радиотрактов в условиях изменяю- п;ейся их протяженности.

Цель изобретения - повышение точности измерения фазовых характеристи радиотрактов в условиях изменяющейся их протяженности.

На фиг. 1 представлен спектр сформированного измерительного сигнала; на фиг. 2 - зависимость приращения фазы If измерительного сигнала от его частоты to при распространении в среде без дисперсии, на фиг. 3 - то же, в среде с дисперсией;на фиг. 4 - структурная электрическая схема устройства, реализующего предлагаемый способ.

Устройство, реализующее предлагае- мьш способ, содержит на передающей стороне генератор 1, модулятор 2, генератор 3 модулирующего сигнала, антенну А, на приемной стороне фазометр 5, антенну 6, первый, второй и третий фильтры 7, 8 и 9, первый, второй и третий усилители 10, 11 и 12, первый и второй смесители 13 и 14, первый и второй фильтры 15 и 16 промежуточной частоты..

Сущность предлагаемого способа заключается в следующем.

Гармоническое колебание i с частотой W , соответствующей центральной частоте исследуемого радиотракта 17,

i AcosCwt + о )

(1)

где А - амплитуда колебания;

0 - начальная фаза колебания, модулируют по амплитуде другим гармоническим колебанием j с частотой Л, равной половине ширины полосы исследуемого радиотракта 17,

j Bcos(nt + )

(2)

где В - амплитуда колебания;

- начальная фаза колебания. Колебание i, промодулированное по амплитуде колебанием j записьшается в виде

I ACOS (ut + 0 ) + MAcos (О) + + Я )t + о -I- + I МАсоа (u) - ) t + с/ - л

(3)

где сигнал 1 является измерительным; М В/А - коэффициент модуляции. Первый член в выражении для I представляет собой сигнал несущей частоты U), второй член - сигнал верхней боковой частоты и + 51, тре- тий член - сигнал нижней боковой частоты Сх - Г . Спектр такого измерительного сигнала показан на фиг.1. Поскольку в заключительной операции способа сигналы сравниваются по фазе

фазометром 5 (фиг. 4), где, как известно, одной из предварительных операций является ограничение по амплитуде, в дальнейшем для упрощения коэффициенты, описывающие амплитуды сигналов и их изменения, не приводятся.

Измерительным сигналом I зондируют исследуемый радиотракт 17 В результате распространения в условиях

изменяющейся протяженности радиотракта 17 и взаимодействия со средой распространения сигнал I изменяется. Уменьшаются амплитуды составляющих спектра, каждая из них получает как доплеровское смещение частоты, так и приращение фазы L , пропорциональное своей частоте, длине радиотракта и дисперсионным свойствам исследуемого радиотракта. Известно, что при распространении радиоволн в среде без дисперсии дополнительное приращение фазы L/ в функции частоты сигнала представлено линейной зависимостью (фиг. 2), а в среде

с дисперсией - нелинейной зависимостью (фиг. 3). Из фиг. 2 и фиг. 3 видно, что отрезки на оси ординат, соответствующие равным (это обеспечено законом модуляции) частотным

отрезкам на оси абсцисс, равны величинам L/.5 .n u; и в случае среды без дисперсии они равны между собой (фиг. 2), а в случае среды с дисперсией (фиг. 3) не равны.

Таким образом, мера неравенства этих отрезков является мерой фазовых искажений л (f , вносимых радиотрактом распространения радиоволн, которую можно записать в виде разности этих

55

отрезков:

4/-(.)-( /ы.

или

/ы- u;-Л- и) + Л

(4)

Принятый на приемной стороне исследуемого радиотракт а 17 в условиях изменяющейся его протяженности измерительный сигнал I р с учетом вьппе- изложенного можно записать в виде

Как видно, сигналы D и F имеют с равные частоты величиной SI + 9 но разные фазовые приращения. Перемножим сигналы D и F

пр

cos (u)t +u)gt + of +

u,) +

и возьмем из

результата перемножения разностную составляющую, т.е. измерим относи- 10 тельный фазовый сдвиг этих колебаний. - 0/+/3+ cos(u -fJ)t + в результате получим

+ cos (w +n )t + (и)

+ Лд )t +

+ ( u) - i7)t + - /i + /.я.(

где , ( . /u,,« - величины дополнительных фазовых приращений, полученных составляющими спектра измерительного сигнала на несущей частоте, на верхней и нижней боковых частотах соответственно; ijj ; 4 величины доплеровского смещения частот.

Раздельно перемножают сигнал несущей частоты с каждой из боковых составляющих спектра. Перемножим несущее колебание с 1гнала I

пр

с нижней

боковой составляющей спектра и возьмем из результата перемножения колебание D имеющее разностную частоту.

D cos(u)t +uiat+ el +1/ш)х xcos (u-fl)t + (u) - S2 )t +

30

Таким образом, в силу изложенных . выше операций с составляю1цими спектра принятого измерительного сигнала, результатом последней операции (8) является величина, пропорциональная значению фазовых искажений, вносимых исследуемым радиотрактом 17, которые в предлагаемом способе определяются,

(А) --I

как показано вьщ1е, величиной 4 i/

2 - ,fl частота + ( - ft + /u-fl cos(ut + и начальные фазы генераторов 1 и 3,

+ (/ + V,

- W t + n t - со t +

+ t - + ft - f/.fl).

Окончательно получим

D cosCfl t + Л j t + /3 + -V-я (6)

g формирующих измерительный сигнал, их нестабильности и доплеровские сдвиги частот в силу производимых операций исключаются.

Устройство работает следующим об4Q разом.

Генератор 1 вырабатывает гармоническое колебание с частотой, соответствующей центральной частоте исследуемого радиотракта 17. Генератор 3

1 с верхней составляющей и возьмем 45 модулирующего сигнала вырабатывает гармоническое колебание с частотой,

равной половине ширины полосы исследуемого радиотракта 17. Колебания от генераторов 1 и 3 поступают на модулятор 2, где вырабатывается измерительный сигнал, который поступает в антенну 4 и излучается в исследуемый радиотракт 17. В результате распространения измерительного сигнала в радиотракте в условиях изменяющейся его протяженности и взаимодействия со средой распространения уменьшаются амплитуды составляющих спектра

Перемножим несущее колебание сигнала

из результата перемножения колебание F, имеющее разностную частоту,

F COs(LOt + U) а t + С +

X COS( W +fl)t + (ы + )t +

/w) X S

COS(Ш t +

50

/ + u,.л

+ flt+cJ t + + +

.fl --U. t - P t - c - (f Окончательно получим

55

F cos (51 r. + /j- V

w

+

U1 1

(7)

Как видно, сигналы D и F имеют равные частоты величиной SI + 9 но разные фазовые приращения. Перемножим сигналы D и F

и возьмем из

15

D X F cos(wt n.t + Л Vtj -i/ ) X cos(57t + Q t + л - /,

),

или

20 D X F cos(2 (1( .л

(8)

25

30

Таким образом, в силу изложенных . выше операций с составляю1цими спектра принятого измерительного сигнала, результатом последней операции (8) является величина, пропорциональная значению фазовых искажений, вносимых исследуемым радиотрактом 17, которые в предлагаемом способе определяются,.

I

(6)

50

55

сигнала, каждый из них получает доплеровское смещение частоты и прираще ние фазы, пропорциональное своей частоте, протяженности радиотракта

5

10

20

И его дисперсионным свойствам.

Измерительный сигнал принимается антенной 6, с выхода которой он поступает на первый, второй и третий фильтры 7, 8 и 9, настроенные на отдельные частоты составляющих спектра принятого измерительного сигнала, С выхода фильтров 7, 8 и 9 разделенные составляющие спектра измерителЁного сигнала усиливаются первым, вторым и третьим усилителями 10, 11 и 12 до уровней, обеспечивающих нормальный режим работы первого и второго смесителей 13 и 14,

С выхода первого усилителя 10 отфильтрованная и усиленная первая боковая частота измерительного сигнала подается на первый (сигнальный) вход первого смесителя 13. С выхода усилителя 12 отфильтрованная и усиленная вторая боковая частота измерительного 25 сигнала подается на первый (сигнальный) вход второго смесителя 14. С выхода второго усилителя 11 отфильтрованная и усиленная несущая частота измерительного сигнала одновременно подается на вторые (гетеродинные) входы первого и второго смесителей 13 и 14. В этих смесителях осуществляется раздельнбе перемножение сигнала несущей частоты с каждой боковой составляющей спектра принятого измерительного сигнала. Результаты перемножения с выходов смесителей поступают на первьш и второй фильтры 15 и 16 промежуточной частоты, которые настроены на разностные частоты (составляющие) результатов перемножения. Сигналы, выделяемые фильтрами 15 и 16 и имеющие равные частоты, но разные фазовые приращения, подаются на фазометр 5, который измеряет фазовый сдвиг между разностными составляющими перемноженных сигналов.

Пример. Измерительный сигнал

чаются три частоты: нижняя боковая частота спектра с f - F 90 МГц, несущая частота с f 100 МГц; верхняя боковая частота с f + F 110 МГц. Источник измерительного сигнала размещается на самолете, скорость полета которого вдоль трассы распространения радиоволн равна 100 м/с (360 км/ч).

Подсчитаем энергетический потенциал системы. Мощность каждой составляющей спектра принятого измерительного сигнала с дистанции R 100 км g вычислим при условии, что суммарная выходная мощность Р-,,. 0,1 Вт; копер

эффициент усиления антенны 4 G 3 дБ (2 раза), коэффициент усиления антенны 6 G 10 дБ (10 раз) среднее значение длины волны измерительного сигнала /1 3 м.

Суммарная мощность, принятая антенной 6, определяется известным выражением .

PjS-G

nf р

пр5

16)r2R2

1,14-10 Вт .

(9)

30

35

40

Полагая для упрощения, что все составляющие спектра имеют равные интенсивности, мощность каждой составляющей спектра Р. принятого измерительного сигнала примерно составляет

PI Pnps /3 3,8 Вт, (10)

Предельная чувствительность на при емной стороне по одному из каналов приема Р р . можно оценить из известного соотношения

Пр. W ИИ 1

к T.4f (N - 1), (11)

где К - постоянная Больцмана,

45

Т - физическая температура приемного устройства,

Af - полоса пропускания N - коэффициент шума.

Полосой пропускания в данном слу- I формируем путем амплитудной модуля- gQ чае можно считать полосу пропуска- ции непрерывного колебания с частотой ния фильтров 15 и 16 промежуточной f, соответствующей центральной частоте исследуемого радиотракта 17 и равной 100 МГц, другим непрерывным колебанием с частотой F, равной поло- gg 14 соответственно. Эти частоты в вине ширины полосы исследуемого ра- конкретном примере определены часто- диоканала, в данном случае 10 МГц. Таким образом, с помощью генераторов 1 и 3, модулятора 2 и антенны 4 излучастоты выделяющих разностные составляющие результатов перемножения в первом и втором смесителях 13 и

той модуляции F 10 МГц. В качестве первого и второго фильтров 15 и 16 промежуточной частоты применим

5

10

20

25

378296

чаются три частоты: нижняя боковая частота спектра с f - F 90 МГц, несущая частота с f 100 МГц; верхняя боковая частота с f + F 110 МГц. Источник измерительного сигнала размещается на самолете, скорость полета которого вдоль трассы распространения радиоволн равна 100 м/с (360 км/ч).

Подсчитаем энергетический потенциал системы. Мощность каждой составляющей спектра принятого измерительного сигнала с дистанции R 100 км g вычислим при условии, что суммарная выходная мощность Р-,,. 0,1 Вт; копер

эффициент усиления антенны 4 G 3 дБ (2 раза), коэффициент усиления антенны 6 G 10 дБ (10 раз) среднее значение длины волны измерительного сигнала /1 3 м.

Суммарная мощность, принятая антенной 6, определяется известным выражением .

PjS-G

nf р

пр5

16)r2R2

1,14-10 Вт .

(9)

25

30

35

40

Полагая для упрощения, что все составляющие спектра имеют равные интенсивности, мощность каждой составляющей спектра Р. принятого измерительного сигнала примерно составляет

PI Pnps /3 3,8 Вт, (10)

Предельная чувствительность на приемной стороне по одному из каналов приема Р р . можно оценить из известного соотношения

Пр. W ИИ 1

к T.4f (N - 1), (11)

где К - постоянная Больцмана,

Полосой пропускания в данном слу чае можно считать полосу пропуска- ния фильтров 15 и 16 промежуточной 14 соответственно. Эти частоты в конкретном примере определены часто

частоты выделяющих разностные составляющие результатов перемножения в первом и втором смесителях 13 и

Полосой пропускания в данном слу- чае можно считать полосу пропуска- ния фильтров 15 и 16 промежуточной 14 соответственно. Эти частоты в конкретном примере определены часто-

той модуляции F 10 МГц. В качестве первого и второго фильтров 15 и 16 промежуточной частоты применим

одиночные колебательные контуры с частотой настройки 10 МГц и нагруженной добротностью Q 50, Полоса пропускания их определяется как

,

где г - резонансная частота контура, и равна jf 200 кГц. Предельная чувствительность с такой полосой и величиной N 10 дБ равна Рпр, „„„ , 7,45 Вт. Следовательно, прием составляющих сигнала I на предельной дистанции исследуемого радиотракта 17 обеспечен при соотношении сигнал- шум, определяемом величиной

PC Pi

10

-fi

7,45 .10-

ш Р- 510,07 раз (+27,08 дБ).

Таким образом, энергетические характеристики устройства, реализующего предлагаемый способ, обеспечивают прием сигнала I с большим соотношением сигнал-шум. В качестве первого, второго и третьего фильтров 7, 8 и 9, разделяющих составляющие спектра принятого сигнала, применим одиночные контуры. Требования к полосе пропускания, т.е. нагруженной добротности этих фильтров 7, 8 и 9, определяют исходя из следующих соображений. Так, например, первый фильтр 7 с частотой настройки f + F, в силу конечности затухания на частоте f - F, пропускает часть энергии сигнала этой частоты через первый усилитель 10 на вход первого смесителя 13, где он, перемножаясь с сигналом частоты f, на выходе дает составляющую с частотой F, но с фазовым сдвигом, соответствующим сигналу частоты f - F. Таким образом, на выходе первого смесителя 13 присутствует два сигнала с частотой F с разными фазовыми сдвигами: первый, большой мощности, за счет преобразования сигнала f + F и второй, малой мощности, за счет преобразования сигнала f - F. Аналогичные рассуждения справедливы и для третьего фильтра 9, третьего, усилителя 12 и второго смесителя 14. Можно показать, что при подавлении первым и вторым фильтрами 7 и 8 таких мешающих сигналов на величину больше 22 дБ максималь

ная суммарная погрешность меньше 10% от измеряемой величины j i/ . Прохождение сигналов с частотами f + F и f - F через второй фильтр 8 с частотой настройки f в силу конечности его затухания вне полосы пропускания не оказывает практического влияния, так как сигнал, снимаемый с второго фильтра 8 через вто- рой усилитель 11, является гетеродинным и подавляется в первом и втором смесителях 13 и 14. Одиночные колебательные контуры с нагруженной 15 добро Гностью 50-60 ед., что легко

реализуется на частотах порядка 100 МГц, обеспечивают подавление мешающих сигналов на 27-28 дБ, что можно определить из выражения

10

Л6

201й 1(1 + (2Q.

4fp

) . (13)

где d

де

затухание, вносимое контуром при расстройке Q - нагруженная добротность

контураi

3fp - величина расстройки; fp - резонансная частота контура.

Определим необходимый коэффициент усиления первого, второго и третьего усилителей 10, 11 и 12„ Наибольшее усиление требуется от второго усилителя 11 для обеспечения достаточного уровня гетеродинного напряжения при работе первого и второго смесителей 13 и 14. Положим, что суммарное входное сопротивление первого и второго смесителей 13 и 14 на частоте f равно 75 Ом, а требуемое напряжение равно 0,1 В. Такие параметры имеют большинство современных балансных транзисторных- смесителей. Тогда величина необходимой мощности Pj равна

г

где R

см /RC. ЬЗ-Ю- Вт,

ем

- входное сопротивление смесителя,

Следовательно, требуемое усилие от второго усилителя 11 Кр равно

Кр lOlRPj/P,. 75,

где Kf - коэффициент усиления второго усилителя 11 по мощности, дБ.

Для обеспечения режима работы первого и второго смесителей 13 и 14

по сигнальному входу, т.е. с первого и третьего усилителей 10 и 12, обычно требуется сигнал на 20 дБ

меньше, чем гетеродинный. Таким образом, коэффициент усиления первого и третьего усилителей 10 и 12 должен составлять порядка +55 дБ, Коэффициент передачи современных транзисторных балансных смесителей обычно составляет +10 дБ. Мощность сигналов частоты F на выходе первого и второго смесителей 13 и 14 достигает величины

133782910

выходов костью R и взаимодействия со средой распространения.

Как известно, такой фазовый набег записывается ч виде

1/ K-R,

(15)

10

где К 2«/Д - волновое число сигнала с длиной волны /t .

Выражение (15) можно записать в виде

2nniR

Р Р

ВИх см i

1,2-10

f.c

Вт,

- коэффициент усиления первого и третьего усилителей 10 20 и 12;

- коэффициент передачи первого и второго смесителей 13 и 14.

Следовательно, на входах фазомет- частоты f вследствие эффекта Доплера 5 при отсутствии потерь в первом и втором фильтрах 15 и 16 развивается напряжение, равное

ра:

„

УГ

Л

Vr-n-f с

(17)

Y

ВХ

R

6И

35 мВ,

где Р

б1

- мощность, развиваемая на

входе фазометра 5 R - входйое сопротивление фазометра 5, например, рав- ное 100 Ом,

что более чем достаточно для работы современных фазометров. Следует заметить, что второй усилитель 11 с коэффициентом усиления +75 дБ в од- ном блоке склонен к самовозбуждению. Поэтому усилитель следует разделить. Рассмотрим результат распространения измерительного сигнала I в исследуемом радиотракте 17 и процедуру его обработки.

Как следует из описания способа, на выходе фазометра 5 образуется сигнал, пропорциональный величине фазовых искажений j ( , вносимых исследуе мым радиотрактом 17, которые определяются как

йЧ

.F

где t/ij. u)-F. u)+F фазовые приращения сигналов соответствующих частот, полученные в результате распространения на дистанции протяжен(14) где f - несущая частота сигнала I, gg равная 100 МГц

f - нижняя боковая частота, равная 90 MГцj

fj - верхняя боковая частота, равная 110 МГц;

1/ K-R,

(15)

где К 2«/Д - волновое число сигнала с длиной волны /t .

Выражение (15) можно записать в виде

15

t/

2nniR

(16)

где п - коэффициент преломления среды на частоте f , с - скорость света в вакууме. При распространении радиоволн в условиях изменяющейся протяженности исследуемого радиотракта 17 величина f, входящая в формулу (16), изменяется, так как получает приращение

ра:

УГ

Л

Vr-n-f с

(17)

где V - скорость изменения протяженности исследуемого радиотракта 17, в данном случае равна 100 м/с.

Таким образом, выражение (16) запишется в виде

- 2/7n(f + f)

R

(1 +

(18)

Из этого выражения видно, что член V|,n/c значительно меньше единицы (так как п - величина порядка единицы, V в нашем случае равно 10 м/с, с З-Ю м/с) и, следовательно, им можно пренебречь Выражение (14) с учетом, что ш 2Н, можно записать в виде

aif

2FR

(2f« - .

- fen,), (19)

n - коэффициент преломления среды распространения радиоволн на несущей частоте

п - коэффициент преломления среды на нижней боковой частоте сигнала Ij

ng - коэффициент преломления среды на верхней боковой частоте сигнала I,

Как известно, коэффи1;иент преломления воздуха мало отличается от единицы и для стандартной тропосферы в приземном слое равен n „р 1,000335, а на высоте 9 км равен ri 1,000104. Положим, что среднее значение коэффициента преломления на трассе Земля-самолет имеет величину, равную на несущей частоте n 1,000218, а в силу сложившихся метеусловий коэффициенты преломления среды на нижней боковой частоте и верхней боковой частоте равны п 1,000215; HS 1,000221. По формуле (19) подсчитаем величину фазовых

Л (f

ВНОСИМЫХ таким радиоискажениитрактом:

IT.100-10 .,„ ,-.„ .„fe рс-А 3.10В (2-100-10 .

«1,000218 - 90 -ю 1,000215 - 110 .10 - 1,000221)

-0,125664 рад, или A(f -7,2 град

Расчет по точной формуле для 4 (/, т.е. не пренебрегая членом V,-п/с в

формуле (18), дает в этих же условиях величину л if - -7,24 град, Ош1б- ка не превышает -0,04 град,

Формула изобретения

Способ измерения характеристик радиотрактов, заключающийся в формировании измерительного сигнала, подаче сформированного измерительного сигнала в исследуемый радиотракт, формировании на его приемном конце из измерительного сигнала двух сигналов равных частот с последующим измерением их относительного фазового сдвига, отличающийся тем, что, с целью повышения точности измерения фазовых характеристик радиотрактов в условиях изменяющейся их протяженности, измерительный сигнал формируют в виде гармонического колебания с частотой, соответствующей центральной частоте исследуемого радиотракта, с последующей его модуляцией по амплитуде другим гармоническим колебанием с частотой, равной половине ширины полосы исследуемого радиотракта, на приемном конце формирование из измерительного сигнала двух сигналов осуществляется путем раздельного перемножения сигнала несущей частоты с каждой боковой составляющей спектра принятого измерительного сигнала, а фазовый сдвиг измеряют между разностными составляющими перемноженных сигналов.

л; фие1

a)

OL)

фиг.2

СЛ}4

Редактор И.Рыбченко

Составитель Е,Голуб

Техред М.Ходанич Корректор А.Тяско

4127/44

Тираж 730Подписное

ВНИИПИ Государственного комитета СССР

по делам изобретений и открытий 113035, Москва, Ж-35, Раушская наб., д. 4/5

Производственно-полиграфическое предприятие, г. Ужтюрод, ул. Проектная, 4

фиг A