Преобразователь переменного напряжения в постоянное с принудительным формированием входных токов Советский патент 1991 года по МПК H02M7/12 

Изобретение относится к электротехнике, в частности к устройствам преобразования параметров электрической энергии, и может быть использовано для создания высокоэффективных источников вторичного электропитания с бестрансформаторным входом и улучшенной электромагнитной совместимостью.

Цель изобретения - уменьшение статической нестабильности выходного напряжения и искажений входного тока, а также уменьшение динамической нестабильности выходного напряжения.

На фиг. 1 показана структурная схема преобразователя и принципиальная схема предлагаемого корректирующего звена с частотно-зависимым коэффициентом передачи; на фиг. 2 - требуемая зависимость величины коэффициента передачи корректирующего звена от частоты а) передававмого сигнала, где и (Jkp - граничное и среднее значения частот; на фиг. 3 - принципиальная схема модифицированного корректирующего звена; на фиг. 4 - пример практической реализации преобразователя переменного напряжения в постоянное с принудительным формированием входного тика.

Преобразователь содержит импульсный регулятор повышающего типа (ИР) 1, датчик входного напряжения сети (ДН) 2, датчик входного тока (ДВ) 3, формирователь эталонного напряжения (ДЭН) 4, схема сравнения (СС) 5, импульсный модулятор (ИМ) 6, датчик выходного напряжения (ДВН) 7, усилитель 8 сигнала рассогласования, корректирующее звено 9, включающее резисторы 10, 11, 12 с сопротивлением Ri, R2, Нз соответственно и конденсаторы 13, 14 с емкостями Ci, C2, двухсторонний стабилитрон 15 (см. фиг. 3), шунтирующий резистор 16с сопротивлением R4, цепочка из диода 17 и резистора 18 с величиной сопротивления RS.

ИР 1 подключен к источнику переменного напряжения. Между входными выводами ИР включен ДН 2, выход которого подключен к входу ФЭН 4. Другой вход ФЭН 4 через корректирующее звено 9 и усилитель 8 связан с выходом ДВН 7, подключенного к входным выводам ИР. Между входным выводом ИР 1 и питающим источником включен ДТ 3, выход которого соединен с прямым входом СС 5, к инверсному входу которой подключен выход ФЭН 4. Выход СС через ИМ 6 соединен с ключевыми элементами ИР 1.

Преобразователь работает следующим образом.

На вход ФЭН 4 непрерывно поступают сигналы, пропорциональные мгновенным значениям входного напряжения UBx источника питания переменного тока, и сигналы управления Uy с выхода корректирующего звена 9 цепи обратной связи. Последние формируются по усиленным усилителем 8 сигналам рассогласования UA с выхода ДВН 7, осуществляющего сравнение величины выходного напряжения UH ИР 1 с опорным Uo.

В результате на выходе ФЭН 4 вырабатывается эталонный сигнал U3, пропорциональный UBX, амплитуда которого определяется сигналами управления Uy с выхода корректирующего звена 9. Указанный сигнал ИЭ сравнивается схемой сравнения с сигналом, пропорциональным мгновенному значению входного тока в, на

выходе которой формируются разностный сигнал Up:

Up ( I слвх I - I иэ ) К|.

0)

где a i - коэффициент передачи ДТ 3;

Kj - коэффициент усиления усилителя разностного сигнала.

Сигнал Up поступает на вход ИМ б, на выходе которого формируется двухполяр- ная импульсная последовательность управления ключевым элементом Upi, определяющая алгоритм его переключения. Моменты коммутации ключевого элемента, например, при использовании в качестве ИМ релейных несинхронизированных систем, определяются граничными условиями неравенства

Ur

1Г

I «lax I - I иэ I

U

пмакс

Kl

(2)

где ипмин, ипмакс - соответственно минимальное и максимальное значения порогов срабатывания релейного элемента ИМ.

Таким образом, производится регулирование энергии, поступающей от первичного источника в нагрузку, и формируется входной ток, форма которого практически повторяет форму приложенного напряжения с точностью, определяемой шириной зоны гистерезиса релейного элемента.

Однако появление в выходном напряжении низкочастотных пульсаций, кратных частоте питающей сети, например, в переходных режимах, при несинусоидальности Питающих напряжений вызывает их усиление цепью обратной связи, колебания управляющего сигнала и, как следствие, модуляцию эталонного сигнала иэ. Это. в

свою очередь, приводит к искажению входного тока, сопровождающегося увеличением пульсаций выходного напряжения. Следовательно, в рассматриваемом преобразователе возможно возникновение периодических режимов с несинусоидальными входными токами. Очевидный путь устранения последних заключается в уменьшении результирующего коэффициента усиления цепи обратной связи.

Однако при этом не обеспечивается высокой точности стабилизации выходного на- пряжения, для получения которой требуются большие значения коэффициента усиления. Устранить указанное противоречие к выбору величины коэффициента усиления позволяет дополнительно введенное в цепь обратной связи инерционное корректирующее звено 9 с частотно-зависимой передаточной характеристикой. Данное звено имеет высокое значение коэффициента передачи при частотах передаваемого сигнала Ш- 0 и низкое при ft).

Зависимость коэффициента передачи звена от частоты передаваемого сигнала приведена на фиг. 2. Пренебрегая влиянием емкости Са в области низких частот, передаточную характеристику звена можно представить как

(.+ R2+jQ CiR2R3

n Ri + R2 + R3 + J ш Ci R3 ( Ri + R2 )

(3)

Из последнего выражения следует, что при У-Ч) коэффициент передачи корректирующего звена 9 стремится к Ri+R2/Ri+R2+R3, a при а)- согр - к величине Ra/Ri4R2. Следовательно, при коэффициент передачи для (о - 0 и при таком соотношении параметров резисторов близок к D,5, a при а) - Одр - близок к 0,05.

Использование данного корректирующего звена позволяет, как минимум, на порядок увеличить коэффициент усиления усилителя сигнала рассогласования и устранить имеющееся противоречие в определении критической величины коэффициента усиления цепи обратной связи. При этом обеспечивается малая нестабильность выходного напряжения и исключаются периодические режимы с искаженными потребляемыми токами.

Вместе с тем, для формирования требуемой зависимости (см. фиг. 2) необходимо применение в схеме звена конденсатора 13 большой емкости Ci шунтирующего резистор 12 при со . В идельном случае при о) , С2 - . Однако в этом случае существенно ухудшаются динамические свойства корректирующего звена за счет значительного увеличения постоянных времени цепей заряда-разряда конденсатора 13: r3(Ri+R2)Ci и при сбросах- набросах нагрузки, приводящих к значительным выбросам и провалам выходного напряжения, что в большинстве случаев недопустимо. Снизить значения динамической нестабильности выходного напряжения позволяет схема модифицированного корректирующего звена, приведенная на фиг. 3.

Принцип действия данного звена (см. фиг. 3) основан на шунтирующем действии дополнительного нелинейного порогового элемента (двухстороннего стабилитрона 15), шунтирующего резисторе 16 и диодно- резисторной цепочки 17, 18, которые подключаются параллельно высокоомным цепям перезаряда конденсатора 13, причем

шунтирующее действие дополнительных цепей.имеет место только при динамических изменениях нагрузки, когда значения сигналов рассогласования 1)д достигают

максимальных значений. На практике они ограничиваются напряжениями источников питания ±Еп элементов схемы управления. При этом, если выбрать величину напряжения стабилизации UCr стабилитрона 15 из

0 условия |ист Еп, то при больших скачках 11л в динамических режимах происходит электрический пробой стабилитрона, шунтирующего зарядную цепь (резисторы 11, 12) конденсатора 13. В стационарных режи5 мах всегда выполняется условие UCT Щ , так как сигнал ошибки незначителен и ток через стабилитрон 15 практически равен нулю, что исключает его шунтирующее действие на высокоомную цепь. Следовательно,

0 применение дополнительных элементов позволяет существенно снизить инерционность корректирующего звена, при этом значительно уменьшается и динамическая нестабильность выходного напряжения.

5Введение в схему звена диодно-резисторной цепи 17, 18 позволяет формировать цепь перезаряда конденсатора 13 раздельного для режимов сброса и наброса .нагрузки. Так при набросах нагрузки после0 довательно со стабилитроном 15 включатся резистор 16, а при сбросах - диодно-рези- сторная цепь 17. Это позволяет путем выбора соотношений резисторов 16 и 18 обеспечить минимальные значения выбро5 .сов и провалов выходного напряжения и достичь требуемой динамической нестабильности.

На фиг. 4 приведен пример практической реализации схемы преобразователя

0 переменного напряжения в постоянное с принудительным формированием входных токов. ИР 1 здесь реализован на основе схемы одноключевого регупяюра переменного тока повышающего типа, г.иловая часть

5 которого выполнена по схеме , а ключевой элемент - на основе сило кл о транзистора 19, включенного в диагональ диодного моста. ДН 2 выполнен ня основе измерительного резистивного делителя

0 входного напряжения. ДН 3 рсзалг опан при помощи шунта. ФЭП 4 представляет собой умножитель аналоговых сигналов, например,.-микросхему 525 ПС 2.

СС 5 и ИМ 6 построены на основе схем

5 операционных усилителей. ДВН 7 включает измерительный резистивный делитель выходного напряжения источник опорного напряжения Uo, схему выделения сигнала рассогласования U на основе операционного усилителя, выполняющего одновременно и функции усилителя сигнала рассогласования.

Таким образом, применение в цепи обратной связи дополнительного корректирующего звена с частотно-зависимой передаточной характеристикой позволяет существенно уменьшить статическую и динамическую нестабильность выходного напряжения, а также искажения входных токов за счет автоматического регулирования величины коэффициента передачи цепи обратной связи в зависимости от режима нагрузки. Это выгодно отличает предлагаемый преобразователь от известных, в которых величина коэффициента передачи цепи обратной связи является неизменной. Кроме того, исключается возможность возникно- вения нежелательных периодических режимов с искаженными входными токами. При этом не требуется применения дополнительных устройств согласования с питающей сетью и нагрузкой (сетевых помехоподавляю- щих фильтров, выходных низкочастотных емкостных фильтров), что существенно улучшает массо-габаритные показатели преобразователя. Указанные преимущества позволяют улучшить режим работы сети, снизить несинусоидальность питающих напряжений, достичь высокой электромагнитной совместимости, как с питающей сетью, так и нагрузкой.

Использование изобретения позволяет создавать на его основе источники вторичного электропитания с высокой электромагнитной совместимостью, что особенно важно при разработке аппаратуры, питающейся от сети ограниченной мощности, в том числе автономных сетей энергоснабжения.

Формула изобретения 1. Преобразователь переменного напряжения в постоянное с принудительным формированием входных токов, содержащий импульсный регулятор повышающего типа на ключевых элементах, вход которого через датчик тока соединен с входными выводами для подключения источника питания, а выход - с выходными выводами для подключения нагрузки, датчик входного напряжения, подключенный входом к входным выходам, датчик выходного напряжения, подключенный входом к выходным выводам, формирователь эталонного напряжения, схему сравнения, импульсный модулятор и усилитель сигнала рассогласования, причем выход датчика входного напряжения подключен к одному из входов формирователя эталонного напряжения, выход датчика выходкого напряжения соединен с входом усилителя сигнала рассогласования, выход формирователя эталонного напряжения подключен к инверсному входу схемы сравнения, прямой вход которой соединен с выходом датчика входного тока, а выход через импульсный модулятор - с входом управления ключевыми элементами импульсного регулятора, отличающийся тем, что, с целью уменьшения статической нестабильности выходного напряжения и искажений входного тока, он дополнительно снабжен включенным между входом формирователя эталонного напряжения и выходом усилителя сигнала рассогласования корректирующим звеном с частотно-зависимым коэффициентом передачи, включающим три последовательно соединенных резистора, включенных между входным выводом указанного звена и его земляной шиной и два

конденсатора, включенных между земляной шиной и общими точками соединения, соответственно, второго и второго, третьего резисторов, причем общая точка соединения первого и второго резисторов образует выходной вывод корректирующего звена.

2. Преобразователь поп. отличающийся тем, что, с целью уменьшения динамической нестабильности выходного напряжения, корректирующее звено с частотно-зависимым коэффициентом передачи дополнительно снабжено двухсторонним стабилитроном, шунтирующим резистором и цепочкой из диода, последовательно подключенного анодом к резистору, причем

указанная цепочка и шунтирующий резистор включены параллельно между общей точкой соединения второго и третьего резисторов и выводом стабилитрона, другой вывод которого подключен к входному выводу

корректирующего звена.

ut

Bx

f

/„ 2f

Изобретение относится к электротехнике и может быть использовано для создания высокоэффективных источников вторичного, электропитания с бестрансформаторным входом и улучшенной электромагнитной совместимостью. Цель изобретения - уменьшение статической нестабильности выходного напряжения и искажений сходного тока, а также уменьшение динамической нестабильности выходного напряжения. Устройство выполнено на основе схемы импульсного регулятора повышающего типа 1, в котором осуществляется формирование входного тока по закону изменения питающего напряжения Устройство представляет собой замкнутую систему автоматического регулирования по двум координатам: уровню выходного напряжения и форме кривой входного тока В цепь обратной связи устройства между датчиком выходного напряжения 7 и формирователем эталонного напряжения 4 введено дополнительное корректирующее-звено 9 с частотно-зависимым коэффициентом передачи, обеспечивающее высокие значения коэффициента усиления цепи обратной связи в статических режимах и низкие - в динамических, при сбросах-набросах нагрузки. Это позволяет исключить нежелательные периодические режимы с искаженными потребляемыми токами и достичь низких значений статической и динамической нестабильности выходного напряжения. 1 з.п. ф-лы, 4 ил. ;. о ч м со hO о

UB

lex

)J

k

к

.

/a

J/5 2i

16

17 18

H3-c

12Г 14

Фиг.З

/Ji

I n

31 M

a:

к

CO

COcp

I

11

+ fy