Способ определения сдвига фаз Советский патент 1992 года по МПК G01R25/00 

Изобретение относится к измерительной технике и может быть использовано в устройствах для измерения разности фаз и фазовых шумов, в фазовых радиотехнических системах

и ДРо

Известен способ измерения фазовых сдвигов, основанный на выделении временного интервала, пропорциональногЬ двойному фазовому сдвигу, путем интегрирования гармонических сигнало на одном временном участке, причем интегрирование исследуемого сигнала начинают в любой произвольный момент по отношению к опорному и заканчивают в моменты равенства нулю интегрированных значений по каждому ия гармонических сигналов

Преимущества способа заключаютс в возможности формирования сигнала пропорционального двойному сдвигу. Равенство нулю интегральных значений измеряемых сигналов можно записать

titj

jU sincot Oj U6in(cot-cp.0

Ч to

Если время интегрирования меньше длительности периода сигналов, то

At t(i-t 24/Lj 3 К недостаткам способа можно отнести необходимость измерения часто ты сигналов и низкую точность измерений, обусловленную нестабильностями срабатывания ключей, формирую щих моменты начала и конца инте грирования, погрешностями определения нулевых значений интегралов и частоты сигналов. Известен способ измерения изменения сдвига синусоидальных напряже ний, заключающийся в формировании последовательностей прямоугольных импульсов, временной сдвиг между которыми пропорционален измеряемому сдвигу фаз, выделении гармоники пов .торения, расположенной водной иззон максимальной чувствительности к изменению временного сдвига и выпрямлении ее, формировании суперпози ции последовательностей прямоугольных импульсов, выделении и выпрям|лении гармоники повторения, обладающей минимальной чувствительностью к изменениям длительности импульсов. Достоинством способа является возможность формирования сигнала, пропорционального кратному фазовому сдвигу Недостатком способа является наличие погрешностей измерении;, свя занных с преобразованием сигналов в последовательности прямоугольных импульсов с временным сдвигом ts, пропорциональным фазовому сдвигуui.,. При сложении последовательностей импульсов длительностью о и временной задержкой t, согласно формулам приведенным в книге ИоС Гоноровского Радиотехнические цеИи и сигналы, М., Сов.радио, 1966 г,стр.ЗЗ. Найдем, что амплитуды спектральных составляющих суперпозиции определяются .выражениями, 2Е ,. пЛ(С+ t,) Anrfn nJb(,) л Е г Тьп При L более чувствительными к фазовому сдвигу будут составляющие а при t « О - составляющие При выделении в процессе измерений гармоник с максимальной чувствительностью к изменениям фазового сдвига возникают погрешности измерений, обусловленные соизмери6мостью фронтов и длительностей импульсов суперпозиции Л при выборе гармоник с меньшей чувствительностью к фазовому сдвигу возрастают погрешности, обусловленные нестабильностями формирования импульсных последовательностей. Наиболее близким к предлагаемому является способ измерения сдвига фаз путем гетероидинного понижения частоты входных сигналов, ограничения ихПО амплитуде, определения фазового сдвига между этими сигналами с усреднением показаний за временной цикл измерения, выделение из ограниченных по амплитуде сигналов посредством фильтрации первых гармоник этих сигналов, преобразования их гетеродинным методом в сигналы высокой частоты и отфильтрсвания до определения фазового сдвига. Преимущество способа заключается в возможности формирования сигналов, разность фаз между которыми пропорциональна кратному сдвигу фаз. Однако способу присуща недостаточная точность измерений, обусловленная погрешностями, возникающими за счет комбинационных помехойых составляющих При гетеродинном повышении час,тоты )p ct)c, возникает большое количество нежелательных продуктов преобразования, спектральный состав которых определяется видом вольтамперной характеристики смесительного диода и выбором частот сОоИ ьЭг-. Наибольший вклад в погрешность измерений вносят составляющие вида |j-mci t,+ псОг 1 Jit совпадаю1дие по частоте с частотой выделяемого сигнала сОс и не поддающиеся отфильтровке. Это, прежде всего, составляющая, возникающая в результате взаимодействия второй гармоники гетеродина с разностной частотой: 2(jLV+tt)p ZLOr+ (бОо ) (jOt Ее амплитуда может составлять (-1П)+(-15)дВ. Расчет, выполненный по известному методу показывает, что помеха с такой амплитудой и случайной фазой вызывает среднеквадратическую погрешность измерения разности фаз 13 + 7

Наряду с этим при выполнении измерений в диапазоне частот возникают также помеховые составляющие по частоте за счет преобразования вниз высших гармоник mft)o и п tJj-,

Кроме того, прототипу свойственны погрешности , обусловленные нежелательными составляющими на частотах несущей tJo и нижней боковой (Ор, которые в лучшем случае могут быть подавлены в смесителе на (-15)+ -f(-20) дБ и требуют дополнительной отфильтровки, а также погрешности, обусловленные шумами дополнительного гетеродина,

. К недостаткам способа следует отHectM также сложность аппаратуры, обусловленную необходимостью использования второго гетеродина и ВЧ филь ров помех Цельизобретения - повышение точности измерения сдвига фаз путем исключения погрешностей, обусловленных комбинационными помеховыми составляющими, возникающими при гетеродинном повышении частоты сигналов. Поставленная цель достигается тем что согласно способу измерения сдвига фаз путем гетеродинного понижения частоты входных сигналов, ограничения их по амплитуде, выделения посре ством фильтрации первых гармоник эти сигналов, вводят следующие операции: первые гармоники ограниченных по амплитуде сигналов преобразуют в периодические последовательности импульсов синусоидальной формыJ полученные импульсные последовательности складывают отфильтровывают гармонику высокой частотьГ} измеряют амплитуду гармоники высокой частоты, пропорциональную кратному фазовому сдвигу. Благодаря преобразованию гармонических сигналов в периодические последовательности импульсов синусоидальной формы и с/южению этих после довательностей образуются высшие гар моники, амплитуда которых пропорциональна фазовому сдвигу, кратному измеряемому. Это позволяет исключить погрешность измерений сдвига фаз, свойственные прототипу, возникаю1чие при гетеродинном повышении частоты налов о На фиг,1 изображена функциональная схема устройства, реализующего предлагаемый способ; на

фиг. 2 - осциллограмма сигнала, преобразованного в периодическую последовательность импульсов синусоидальной формы; на фиг. За,б - суперпозиция импульсных последовательностей синоусоидальной формы} на фиг.4 спектр импульсной последовательности синусоидальной формы. В центре составляющая на частоте гетеродина индикатора, вправо и влево от нее составляющие на частотах о , , 3 соответственно

60, 110.

Способ определения сдвига фаз заключается в гетеродинном понижении частоты входных сигналов, ограничени их по амплитуде, выделении первых гармоник ограниченных по амплитуде сигналов, преобразовании их в периодические последовательности импульсов синусоидальной формы, сложений этих последовательностей импульсов, отфильтровднии гармоники высокой частоты и Иv мepeнии ее амплитуды. Способ может быть реализован, например,, с помощью устройства, блок,схема которого изображена на фиг.1. Устройство состоит из гетеродина 3,смесителей 1,. фильтров А и 5, амплитудных ограничителей 6 и 7, фильтров 8 и 9, преобразователей 10 и 11, сумматора 12, индикатора 13. Устройство содержит две цепочки последовательно соединенных смесителей 1 и 2, подключенных вторыми входами к общему выходу гетеродина 3, фильтров и 5, амплитудных ограничителей 6 и 7, фильтров 8 и 9, преобразователей 10 и 11, а также сумматор 12 и индикатор 13. При этом первые входы смесителей 1 и 2 первой и второй цепочек соответственно являются входами устройства, выход преобразователя 10 первой цепочки подключён к первому входу, а выход преобразователя 11 второй цепочки подключен ко второму входу сумматора 12, подключенному к индикатору 13. Смесители 1 и 2 предназначены для гетеродинного преобразования вниз частоты измеряемых сигналов. Для этой .цели могут использоваться балансный микрополосковый смеситель или смесители других типов. Гетеродин 3 используется в качестве источника сигнала, подаваембго на смесители 1 и 2 для транспортире-, вания частоты измеряемых сигналов на промежуточную частоту. Здесь целесообразно применять автогенераторы на диодах Ганна, или транзисторные автогенераторы, перестра иваемые- варакторами или сферами ЖИГ. В большинстве .случаев можно поль зоваться стандартными генераторами типа rk-83, и др. Для отфильтрования измеряемых сигналов, преобразованных на промежуточную частоту используются фильтk и 5-, выполненные в виде ЬС-фйль|т ры ров или актирных RC-фильтров, печат-1 ные гребенчатые фильтры и фильтры других типов. Амплитудные ограничители 6 и 7 предназначены для уравнивания амплитуд и исключения влияния амплитудных шумов измеряемых сигналов на точность измерения. Схемы и режимы рабо ты транзисторных амплитудных ограничителей и ограничителей других типов ИЗВ СТНЫ, С помощью фильтров 8 и 9 выполненные; аналогично фильтрам и 5, отфильтровываются измеряемые сигналы после амплитудного ограничения. Преобразователи 10 и 11 предназнст чены для преобразования измеряемых . гармонических сигналов в периодические последовательности импульсов синусоидальной формы с длительностью равной половине периода и частотой повторения, равной частоте измеряемых сигналов. Для эгой цели могут при меняться диодные ограничители, выполненные по последовательным или параллельным схемам с нулевым порогом ограничения или усилители-ограничители, работающие с углом отсечки 90 (режим В). Преобразователь 10 первой цепочки выполняют в виде ограничителя снизу, а преобразователь 11 второй цепочки в виде ограничителя сверху. В этом случае нулевому сдвигу фаз соответству ет нулевой сигнал на выходе индикатора 13. Для исключения искажений формы . выходных импульсов необходимо, чтобы постоянная времени преобразователя была много меньше периода сигнала. Сумматор 12 используется для преобразования сформированных преобразователями 10, 11 импульсных после довательностей в суперпозицию импульсных последовательностей. Здесь 17 необходимо применить двухканальный широкополосный полосковый сумматор ; мощности или широкополосный сумматор другого типа. . Индикатор 13 применяется для измерения и индикации сдвига фаз, игмерения и индикации пропорциональных- кратному фазовому сдвигу амплитуд спектральных составляющих суперпозиции импульсных последовательностей, сформированных сумматором 12. Здесь целесообразно использовать стандартный анализатор спектра (типа СКЧ-56, СКЧ-5Э или др.), прокалиброванный непосредственно в градусах, или цифровой вольтметр (например, В7-18) с полосовым фильтрам на входе аналогичным по конструкции фильтрам и 5, однако настроенным на одну из высших гармоник промежуточной частоты. Калибровка индикатора может быть осу1чествлена, например, с помощью калиброванного фазовращателя. Устройство, реализующее предлагаемый способ измерения сдвига фаз, работает следующим образом. Измеряемые сигналы, поступаю1цие на входы устройства, преобразуют с помощью смесителей 1 и 2, гетеродина 3 и фильтров и 5 в сигналы промежуточной частоты с фазовым сдвигом, равным фазовому сдвигу Чо измеряемых сигналов. Сигналы промежуточной частоты проходят вначале через амплитудные ограничители 6 и 7 с равными порогами ограничения, а затем через фильтры 8 и 9. Выделе:чные фильтрами 8 и 9 сигналы промежуточной частоты равной амплитуды подают на входы преобразователей 10 и 11. Преобразователь 10 путем ограничения снизу осуи(ествляет преобразование гармонического сигнала в периодическую последовательность импульсов, синусоидальной формы положительной полярнюсти с длительностью, равной половине периода, и частотой повторения, равной частоте сигналов промежуточной частоты О (0t , u(a)t) UoSintOt, при i t Т . T. 2f где Т Осциллограмма выходного сигнала преобразователя 10 приведена на фиг.2. Сигнал (1) можно представит в виде ряда Uo(c3t) S .+ (A«cosct)t + Bf|Sin nu t), где A, B, АЯ коэффициенты ряда Фурье. -U;sin((

О,

UiCoDt)

-Uj sinCtJt ), Фурье - разложение сигнала (З) аналогично (2) запишется Uj tot) и; L- + 5 cos(2iuOt + 2) Г пм (2п) С выходов преобразователей 10, сигналы вида (1) и (З) поступают на первый и вторьй входы соответственн сумматора 12, где преобразуются в суперпозицию импульсных последовательностей. Как следует из (2) и С сигнал на выходе сумматора 12 при UD Ui имеет вид U((J)t) sini)t + sin(a)t +1/,) + -|C(2nkT (.2пЧо) - cos2n((5) После несложных преобразований в ражение (5) запишется U(c3t) Uofcos - sin(c5t+y) + QO + Д /I 7:;-i-I7 sin пЦ,- sin( -nf (6) Из выражения (6) следует, что спект выходного сигнала сумматора 12 определяется фазовым сдвигом Мо. Так , при , vOttt} jffin(t, а при Ц|д ТГ U(a)t) 0. В остальных слу чаях в спектре суперпозиции содержатся первая и высшие гармоники, ам плитуды которых пропорциональны

т(Ti

при

при I + Чо т + После вычислений коэффициентов получим:, UoWt)- + IsinoDt (X - -Г TflJ -naJt) где n 1,2., . . Сигнал с фазов.ым сдвигом о , поступающий на преобразователь 11, путем ограничения сверху преобразуется в периодическую последователь-, ность импульсов синусоидальной фор- мы отрицательной полярности cos J и sinn ifij , соответственно. Форма выходных сигналов сумматора 12 для 60 и iCt,- 110 приведена на фиг.30 осциллограммь а, б соответственно. Легко видеть также, что если амплитуды сигналов (1) и (З) отличаются, то в спектре суперпозиции (6) возникает постоянная составляющая (UP, - и; )/, которая может быть использована в цепи обратной связи для управления порогом ограничения одного из амплитудных ограничителей 6 и 7 и Точного уравнивания амплитуд измерительных сигналов. С выхода сумматора 12 сигнал (6) поступает в индикатор 13, который осуществляет измерения амплитуды одной из высших гармоник. Спектры сигналов, соответствующие фазовым сдвигам ( 60° и Мо ПО приведены на фиг.а, б соответственно. Номер измеряемой высшей гармоники определяется исходя из требований, предъявляемых к чувствительности и точности измерений устройства. Разность отсчитывается по шкале индикатора, проградуированной (при калибровке) непосредственно в градусах. I Преобразование измеряемых сигналов в суперпозицию разнополярных импульсных последовательностей синусоидальной формы обеспечивает формирование сигналов, пропорциональных кратному фазовому сдвигу, без испОльКования гетеродинного повышения частоты сигналов,

Это позволяет, по сравнению с прототипом исключить погрешности измереНИИ (З 7-13, обусловленные прмеховыми комбинационными составляющими, и обеспечивает значительное повышение точности измерений.

Кроме того, обеспечивается существенное упрощение устройств, реализующих предложенный способ за счет исключения второго гетеродина и сложных ВЧ фильтров помех, а также уменьшение веса и габаритов устройств. Формула изобретения

Способ определения сдвига фаз, заключающийся в том, что понижают с помощью гетеродинного преобразования Чу(стоту входных сигналов, ограничивают их по амплитуде и выделяют Первые гармоники ограниченных по амплитуде сигналов, отличающийс я тем, что, с целью повьшения точности определения сдвига фаз, первые гармоники ограниченных по амплитуде сигналов преобразуют в периодические последовательности импульсов синусоидальной формы, формируют суперпозицию импульсных последовательностей, выделяют сигнал п-й гармоники и измеряют его амплитуду, а фазовый сдвиг определяют согласно выражению

Ч{ (arcsin Аи):п1

где п - номер гармоники} .

АЦ- амплитуда п-й гармоники J tfo - измеряемый фазовый сдвиг.

Фиг.1

Фиг2

V

7

а

Г

У

Z

7

Фиг.ФигЛ