Способ управления транзисторами многоячейкового преобразователя постоянного напряжения Советский патент 1992 года по МПК H02M3/337 

Изобретение относится к электротехнике и может быть использовано в системах вторичного электропитания.

Известен способ преобразования постоянного или выпрямленного напряжения путем его однотактного инвертирования одновременно в несколько последовательностей однополярных импульсов, сдвинутых друг относительно друга по фазе с последующим выделением постоянных составляющих путем фильтрации и их сложением по

току в цепи общей нагрузки (многофазные импульсные преобразователи).

Данный способ преобразования напряжения позволяет улучшить характеристики однотактных преобразователей, но принципиально устранить их не может из-за необходимости в энергонакапливающих фильтрующих элементов для выделения постоянной составляющей выходного напряжения.

Известен способ преобразования постоянного или выпрямленного напряжения

vj CJ

ч|

О О -vl

путем двухтактного инвертирования входного напряжения в последовательность высокочастотных разнополярных прямоугольных импульсов с последующей их трансформацией и дальнейшим двухполу- периодным выпрямлением, Теоретически идеализированный двухтактный преобразователь не требует применения инерционного сглаживающего фильтра в выходной цепи. Однако наличие процессов накопления и рассасывания избыточного заряда в базе полупроводниковых диодов выходного выпрямителя реальной схемы приводит к возникновению в моменты смены полярности импульсов на входе выпрямителя временных интервалов, в течение которых преобразователь работает в режиме, близком к короткому замыканию, что обуславливает, в свою очередь, возникновение нулевой паузы на осциллограмме выходного выпрямленного напряжения.

Наиболее близким к изобретению является способ, согласно которому входное напряжение инвертируют в две сдвинутые по фазе друг относительно друга последовательности разнополярных прямоугольных импульсов, затем их выпрямляют с помощью двухполупериодных выпрямителей и суммируют по току в цепи общей нагрузки.

Параллельная работа на общую нагрузку двух сдвинутых по фазе двухтактных конверторов позволяет уменьшить емкость фильтрующего конденсатора в цепи нагрузки, так как в интервалах коммутации диодов выпрямителя одного преобразователя роль фильтрующего конденсатора выполняет другой преобразователь.

Целью изобретения является повышение качества выходного напряжения и КПД.

Это достигается тем, что управление транзисторами многоячейкового преобразователя, состоящего из m ячеек, соединенных параллельно как по входу, так и по выходу, и выполненных по двухтактной схеме с выходным трансформатором и двухпо- лупериодным выпрямителем, выполняют так, что транзисторы всех ячеек включают синхронно с периодом Т, включение транзистора одного плеча каждой ячейки производят со сдвигом во времени на т.сд относительно момента включения транзистора одноименного плеча смежной ячейки, при этом устанавливают временной сдвиг т.сд iT/2m, где i - любое целое число от i 1 до i m-1, а выключение каждого транзистора производят в момент, предшествующий окончанию полупериода на временной интервал нулевой паузы, устанавливаемый в пределах от (tp.T. + tp.J до T(m-1)/2m, где tp.T

и 1р.д - время рассасывания неосновных носителей в базах запирающихся транзисторов и диодов соответственно.

Способ управления транзисторами при

m 3 в частном случае может состоять в установке временного интервала нулевой паузы, равным или кратным временному сдвигу tCA.

На фиг. 1 показана функциональная схе0 ма; на фиг. 2 - вариант выполнения схемы ячеек; на фиг. 3, 4 - диаграммы, поясняющие работу преобразователя; на фиг. 5 - эквивалентные схемы цепей коммутации диодов; на фиг. 6 - диаграммы процесса

5 коммутации.

Предлагаемый способ преобразования напряжения может быть реализован с помощью преобразователя, содержащего (фиг. 1) инвертор 1 с фиксированной нуле0 вой паузой генерируемых импульсов, выполненный по любой из известных двухтактных схем: дифференциальной, мостовой или полумостовой; двухполупериод- ный выпрямитель 2, выполненный под

5 дифференциальной или мостовой схеме. Каждая пара узлов, состоящая из инвертора 1 и выпрямителя 2, образует ячейку 3 преобразования постоянного напряжения 3. Блок 4 асинхронного управления инверторами

0 устанавливает требуемые длительности и углы фазовых сдвигов генерируемых импульсных последовательностей. Выходы ячеек соединены с общим сопротивлением нагрузки 5. К выводам 6, 7 подключены вхо5 ды всех инверторов.

На фиг. 2 показан вариантсиловой цепи двухтактного преобразователя для случая m 2, где каждый из двух инверторов 1 выполнен по дифференциальной схеме и со0 держит транзисторные коммутирующие ключи 8, выходной трансформатор 9 с первичной обмоткой 10 и вторичной обмоткой 11, которая подключена к входу двухполупе- риодного выпрямителя 2, выполненного по

5 дифференциальной схеме на диодах 12.

На фиг. 3 приведены диаграммы напряжения инверторов 1 (в условном предположении раздельной их работы) и нагрузочных токов выпрямителей 2, связанных с инвер0 торами 1. Фиг. За соответствует случаю m 2; фиг. 36 - m 3; фиг. Зв - m 4.

На фиг. 4 приведены частные варианты временных диаграмм работы преобразователя, позволяющих исключить пульсации

5 выходного напряжения, связанные с конечностью значений выходных сопротивлений ячеек, для случаев m 3 (фиг. 4а) и m 4 (фиг. 46, в).

Временные диаграммы на фиг. 3 и 4 даны в предположении, что транзисторные

ключи инверторов 1 и диоды выпрямителей 2 являются безынерционными коммутирующими элементами.

Работу преобразователя напряжения с функциональной схемой на фиг. 1, реализующую предлагаемый способ, рассмотрим для наиболее простого двухфазного варианта (фиг. 2). Управление коммутирующими транзисторами инверторных ячеек осуществляется в соответствии с диаграммой на фиг. За.

Пересчитывая сопротивления вторичных обмоток 11 трансформаторов 9, параметры диодов 12 и сопротивление нагрузки 5 в цепь первичных обмоток 10, получаем эквивалентную схему двухфазного преобразователя (фиг. 2) для интервала параллельной работы конверторов (фиг. 5а), где Нвых сумма сопротивлений: открытого транзисторного ключа 8, первичной обмотки 10 трансформатора 9 и приведенных в первичной обмотке сопротивлений вторичной обмотки 11 и дифференциального сопротивления RA диодов 12, Еп - напряжение источника питания, подключаемого к входным выводам 6 и 7.

Пусть в момент to (фиг. 6) в цепь базы проводящего транзисторного ключа 8 (работающего в режиме насыщения базового тока) одного из инверторов 1 подается запирающий базовый ток. В этом случае в течение интервала tp.T (фиг. 6) происходит процесс рассасывания избыточного заряда в базе запираемого транзисторного ключа, а его коллекторный ток 1«1 практически остается неизменным и равным приведенно- нагрузки данного конвертора: 1к1 1н1 En/2RH , где RH - приведенное к первичной стороне сопротивление нагрузки 5.

На фиг. 6 одним штрихом помечены коллекторный ток (1к1 ) и напряжение коллектор-эмиттер (Укэ ) закрывающего транзисторного ключа 8 и двумя штрихами - коллекторный ток () и напряжение коллектор-эмиттер (UK S ) другого транзисторного ключа 8 условно первой ячейки, т.е. обеспечивающего ток iHi. Условно вторая ячейка обеспечивает ток iH2.

После окончания процесса рассасывания ток коллектора запирающегося транзисторного ключа 8 спадает до нуля за время 1вык (фиг. 6). В течение этого интервала приведенная эквивалентная схема преобразователя может быть представлена в виде, показанном на фиг. 56, где запирающийся транзисторный ключ моделируется источником тока , a j..- приведенное среднее значение намагничивающего тока н вторичной обмотки 11 трансформатора 9,который на интервале Твык можно не учитывать в силу

относительной малости по сравнению с током Тн1.

Дальнейшее рассасывание заряда в базе запираемого диода после полного выключения транзисторного ключа может осуществляться только током намагничивания ji,2 вторичной обмотки 11, приведенным к первичной обмотке 10 (ijj - на эквивалентной схеме (фиг. 5в).

Для идеализированной схемы двухфазного преобразователя (без учета инерцион- ностей полупроводниковых элементов), как следует из временных диаграмм на фиг. За, рабочая пауза каждого конвертора может

находиться в пределах 0 Тп 0,25 ТПр. В реальной же схеме (с учетом инерционно- стей полупроводниковых элементов), как это видно из диаграмм на фиг. 6, реальная рабочая пауза уменьшается на величину интервала рассасывания избыточного заряда в базе запирающего транзисторного ключа

tp.T..

Таким образом, для того, чтобы рассасывание избыточного заряда в базе запира- ющегосядиода выпрямителя

заканчивалось за время реальной рабочей паузы инвертора необходимо и достаточно выполнения условия

РЛ - ВЫК + t рд ТП - tpT о /-Ардч ...

- Г„u Plvrr;

Ч

Д

где Sup(tp.A./ Гд) означает, что величина интервала (Тп - tp.T.)/ тд является верхней границей величины Тр.д./ Гц.

Например, для преобразователя с ТПр 40 мкс и Тп 0,125 Тпр 5 мкс в случае использования диодов с гд 0,4 мкс для tp.T. 1,0; 1,5; 2,0; 2,5 мкс соответственно получим граничные значения условия (1):

SUp(tp.fl./ Гц) 10; 8,75; 7,5; 6,25.

Для преобразователя с ТПр 25 мкс при тех же условиях будут иметь место граничные условия: Sup(tp.fl./ Гд) 5,3; 4,06; 2,8; 1,56; выбирая различные значения ТПр, Тп,

Тд, tp.T. можно практически произвольно устанавливать уровень выполнения условия

(1).

Например, Тп 5 мкс, гд 0,4 мкс и

соответствующем граничном значении условия (1) Sup(tp.fl./ Гд) 7,5 ограничений на параметр конверторов En/2RH LHCT.

Если же установить 5цр(т.р.д./ Тд) 5, то ограничений на реализацию параметра Еп/2Кн f/i i конверторов преобразователя не существует лишь при т.вык/ тд 1,0. Для Зир(1р.д / Гц) 2,8 преобразователь с параметром Еп/2Рн 1 10 может быть реализован ЛИШЬ ПРИ teblK/ 7д 1,0.

Из вышеприведенного анализа можно видеть, что выполнение условия полного рассасывания избыточного заряда в базах запираемых диодов выпрямителей практически всегда реализуемо и при прочих равных условиях облегчается с уменьшением постоянной времени диодов (Гд) и увеличением интервала времени спада коллекторного тока запирающегося транзисторного ключа инвертора (1Вык).

Данное обстоятельство имеет практическое значение, так как позволяет использовать в качестве ключей инвертора более дешевые транзисторы с невысокими частотными характеристиками.

В течение интервала Твык происходит перераспределение нагрузочных токов iHi и н2 конверторов преобразователя и в момент to + tp.j. + Хвык н1 0, а Н2 En/Ни (фиг.

6). При этом из эквивалентной приведенной схемы (фиг. 56) видно, что выключение транзисторного ключа инвертора (фиг. 6) происходит при напряжении нч коллекторе (икэ1), близким к нулю (фиг. 6), и следовательно динамические потери транзисторных ключей в процессе их запирания в двухфазном преобразователе практически отсутствуют.

В момент времени ti to + 0,125 ТПр происходит включение транзисторного ключа противоположного плеча первой ячейки (фиг. 2а и фиг. 6), его коллекторное напряжение Ыкэ спадает в течение интервала tewi (фиг. 6) от величины 2ЕП до значения напряжения насыщения (на фиг. 6 не показано из-за его малости). Одновременно со спадом коллекторного напряжения Укэ1 происходит рост коллекторного напряжения Ккэ1 . Однако нагрузочный ток конвертора (iHi) начнет нарастать лишьтогда, когда процесс включения практически закончится и выходное напряжение станет достаточным для того, чтобы открылся соответствующий диод выпрямителя, т.е. когда выходное напряжение первой ячейки станет по существу равным выходному напряжению второй ячейки. Процесс включения транзисторного ключа одного из конверторов двухфазного преобразователя, следовательно, также не сопровождается динамическими потерями.

На фиг. 6 показана эпюра выходного напряжения двухфазного преобразователя. Некоторый уровень вынужденных пульсаций выходного напряжения двухфазного преобразователя (фиг. 6) обусловлен разницей падений напряжений на выходных сопротивлениях конверторов при обтекании их половинным и полным нагрузочными токами в чередующиеся интервалы времени.

На фиг. 6 пунктирной линией показан случай, когда рассасывание избыточного заряда в базе запираемого диода не успевает закончиться за время реальной рабочей паузы, например, из-за слишком большой постоянной времени диодов (Гд|. В этом случае в момент включения транзисторного ключа противоположного плеча инвертора (ti + -Квык) становится возможным протеканием

сквозного тока через оба диода выпрямителя данного конвертора. В результате на эпюрах нагрузочных токов обоих конверторов возникают выбросы (пунктирные линии на фиг. 6), а на эпюре выходного напряжения - соответствующие провалы.

При увеличении числа фаз (т) преобразователя характер коммутационных процессов по существу ничем не отличается от процессов в двухфазном преобразователе.

Так же, как и в двухфазном варианте многофазный преобразователь требует выполнения условий полного рассасывания избыточного заряда запирающихся диодов выпрямителей конверторных ячеек в течение их реальных рабочих пауз. Отличительной особенностью многофазных преобразователей является то, что длительность рабочей паузы идеализированных (безынерционных) конверторных ячеек связана с числом фаз и может устанавливаться в пределах 0 Тп (т-1)ТПр/2т, а длительность положительных и отрицательных импульсов инвертированных последовательностей при этом должна быть установлена в пределах ТПр/2т Ти ТПр/2 (на фиг. 3 указанные пределы показаны пунктирными линиями).

Угол фазового сдвига между инвертированными импульсными последовательностями, равный (фиг. 3, 4), может быть принят за основной. В общем же случае для m 3 угол фазового сдвига может устанавливаться неоднозначно в соответствии с формулой vf i/m, где i 1,2m-1.

Каких-либо принципиальных изменений в работу асинхронно-многофазных преобразователей дополнительные углы фазового сдвига между импульсными последовательностями (при i 2) не вносят, хотя в некоторых случаях могут представить удобства с точки зрения реализации блока формирования импульсов управления транзисторными ключами инверторных ячеек.

При произвольной установке длительностей положительных и отрицательных импульсов инвертированных последовательностей в пределах ТПр/2 Ти ТПр/2 в работе многофазных преобразователей возможны, как это следует из диаграмм на фиг.

3 и 6, чередующиеся временные интервалы с неодинаковым числом одновременно работающих конверторных ячеек, что обусловливает соответствующее перераспределение их нагрузочных токов и приводит к возникновению неконтролируемой вынужденной пульсации выходного напряжения (фиг. 6).

Указанный недостаток может быть устранен в преобразователях с m 3 путем выбора длительностей импульсов инвертированных последовательностей равным Ти 0 + 1)Тпр/2т, где j 1,2т-2 и соответственно длительностей рабочих пауз (идеализированный случай безынерционных ключей и вентилей) равными Тп (т - j - 1)ТПр/2т, например, как показано на фиг. 4а для т 3 (Тп Ти/6); на фиг. 46 для m 4, j 1 (Гп Ти/4); на фиг. 4в для m 4, j 2 (Гп Ти/8).

Из диаграмм на фиг. 4 видно, что в любой момент времени в рабочем состоянии находится только пара (фиг. 4а, б), либо тройка (фиг. 4в) конверторных ячеек. Таким образом, выходные сопротивления конверторных ячеек обтекаются (в пределах их ин- тервалов проводимости) всегда одним и тем же уровнем нагрузочных токов, что позволяет снизить вынужденный уровень неконтро- лируемых пульсаций выходного напряжения многофазного преобразователя, который в данном случае будет опреде- ляться лишь разбросом выходных сопротивлений ячеек.

Отсутствие сквозных токов позволяет исключить динамические потери в диодах

выпрямителей ячеек и устранить коммутационные провалы выходного напряжения и, следовательно, тем самым повысить КПД и улучшить качество выходного напряжения преобразователя.

Формула изобретения

1.Способ управления транзисторами многоячейкового преобразователя постоянного напряжения, состоящего из m ячеек,

соединенных параллельно, как по входу, так и по выходу, и выполненных по двухтактной схеме с выходным трансформатором и двух- полупериодным выпрямителем, при котором транзисторы всех ячеек включают

синхронно с периодом Т, включение транзистора одного плеча каждой ячейки производят со сдвигом во времени на 1сд относительно момента включения транзистора одноименного плеча смежной ячейки,

отличающийся тем, что, с целью повышения качества выходного напряжения и КПД, устанавливают временной сдвиг Ъд iT/2m, где i - любое целое число от i 1 до i m - 1, а выключение каждого транзистора производят в момент, предшествующий окончанию полупериода на временной интервал нулевой паузы, устанавливаемый в пределах от т.р.т. + Тр.д. до T(m-1)/2m, где tp.T. и т.р.д. - время рассасывания неосновных носителей в базах запирающихся транзисторов и диодов соответственно.

2.Способ поп. 1,отличающийся тем, что при m 3 временной интервал ну5 левой паузы устанавливают равными или кратными временному сдвигу т.с.д..

ui ил

ьт

vJ

/О

н

L99LZLI

Cl

iff

tl

tz

Риг 6

t3

Ь

Использование: преобразование и регулирования пост, напряжения в системах вторичного электропитания. Сущность состоит из m ячеек 3, соединенных как по входу, так и по выходу параллельно. Каждая ячейка состоит из инвертора 1,выполненного по двухтактной схеме с выходным трансформатором 2, и двухполупериодного выпрямителя 2. Транзисторы 8 всех ячеек переключают синхронно с периодом Т и со взаимным сдвигом между ячейками на время 1сд iT/2m, где i - любое целое число от i 1 до i m-1. Каждый транзистор 8 открыт на время, меньшее длительности полупериода Т/2. Благодаря тому, что во время нулевой паузы выходного напряжения ячейки оба транзистора оказываются закрытыми, в процессе выключения ток коллектора транзистора 8 спадает и в процессе включения нарастает при отсутствии напряжения на коллектор-эмиттер. Следовательно динамические потери в транзисторах исключаются. Процесс рассасывания избыточных носителей в диодах происходит при действии обратного тока на уровне тока намагничивания транс-ра 9.1 з.п.ф-лы, 6 ил. сл С