Формирователь сигналов с линейной частотной модуляцией Советский патент 1993 года по МПК H03C3/08 

ОснМ

-

/

(л

С

Использование: радиотехника, формирователь линейно-частотно-модулированных колебаний в радиотехнических и измерительных устройствах. Сущность изобретения: формирователь сигналов с линейной частотной модуляцией содержит формирователь 1 пилообразного напряжения, блок 2 установки уровня постоянной составляющей пилообразного напряжения, частотно-модулированный генератор 3, блок преобразования частоты, преобразователь 5 последовательности импульсов, блок сравнения 6, первый, второй фильтры нижних частот 7, 11, инвертирующий усилитель 8, сумматор 9, синтезатор частот 10, формирователь 12 управляющих сигналов временной синхронизации, усилитель 13 с управляемым коэффициентом усиления, управляемый ключ 14, формирователь кодовых управляющих сигналов 15. Алгоритм функционирования всех узлов обеспечивает увеличение диапазона перестройки частоты и уменьшение фазовых шумов путем повышения линейности модуляционной характеристики. 3 ил. 66/S0&

вл.2

&/

I

f5

Ю

Т

Aoafa.

//

to

/2

00

ю о

Фиг.1

318261194

Изобретение относится к радиотехни- на сигнала с линейной частотной модуля- ке и может использоваться для формиро- цией со вторым входом сумматора 9, выход вания линейно-частотно-модулированных сигнала установки режима работ с управля- колебаний в радиотехнических и радиоиз- ющим входом преобразователя 5 последо- мерительных устройствах различного на- 5 вательности импульсов, частота следования значения.которых изменяется по параболическому

Цель изобретения - увеличение диапа- закону в равномерную последовательность зона перестройки частоты (девиации) импульсов, выход сигнала установки уровня ЛЧМ-сигнала и уменьшение времени уста- постоянной составляющей с управляющим новки начальной частоты без увеличения Ю входом блока 2 установки уровня постоян- уровня фазовых флюктуации выходного ной составляющей пилообразного напряже- сигнала.кия; выходы формирователя кодовых

На фиг. 1 приведена структурная схема управляющих сигналов 15 соединены: вы- предлагаемого формирователя; на фиг. 2 - ход сигналов управления сбросом пилооб- характеристики сигналов; на фиг. 3-моду- 15 разного напряжения с управляющим ляционная характеристика ЧМ-генерато- входом формирования 1 пилообразного нэ- ра. пряжения, выход сигналов управления коФормирователь сигналов с линейной эффициентом усиления с управляющим частотной модуляцией содержит последова- входом усилителя 13 с управляемым коэф- тельно соединенные формирователь 1 пило- 20 фициентом усиления, а выход сигналов уп- образного напряжения, блок 2 установки равления ключом с управляющим входом уровня постоянной составляющей пилооб- управляемого ключа 14. Блок сравнения 6 разного напряжения, частотно-модулирован- выполнен в виде импульсного частотно-фа- ный (ЧМ) генератор 3, блок преобразования зового детектора (ИЧФД), формирователь частоты 4, преобразователь 5 последова- 25 пилообразного напряжения выполнен в ви- тельности импульсов, частота следования де интегратора со сбросом, которых изменяется по параболическомуФормирователь сигналов с ЛЧМ рабозакону в равномерную последовательность тает следующим образом. импульсов, блок сравнения 6, первыйФормирование сигнала с линейной часфильтр нижних частот (ФНЧ) 7, инвертиру- 30 тотной модуляцией производится фазовым ющий усилитель 8 и сумматор 9, а также методом. Закон изменения фазы - парабо- синтезатор частот 10, второй фильтр ниж- лический, т.к. законы изменения фазы и ча- них частот (ФНЧ) 11, формирователь 12 стоты сигнала связаны выражением управляющих сигналов временной синхронизации, усилитель 13 с управляемым коэф- 35у. фициентом усиления, управляемый ключ 14, У / J ytdt yjtdt . и формирователь кодовых управляющих

сигналов 15, причем выход эталонной по- где - фаза сигнала; следовательности импульсов синтезатораш-круговая частота;

частот 10 соединен с входом опорного сиг- 40ш

нала блока сравнения 6, выход синусои-X -f скорость изменения частоты

дальнего сигнала синтезатора частот 10 ЛЧМ сигнала (параметр наклона); соединен со вторым входом блока преобра-t текущее время,

зования частоты 4, выход блока сравненияВо время рабочего хода цикла форми6 соединен с входом усилителя 13 с управ- 45 рования ЛЧМ-сигнала на управляющий ляемым коэффициентом усиления, выход вход преобразователя 5 поступает сигнал усилителя 13 с управляемым коэффициен- управления режимом работы от формирова- том усилителя с входом второго фильтра ,теля 12. По этому сигналу преобразователь нижних частот 11 и с сигнальным входом 5 из параболической последовательности управляемого ключа 14, дополнительный и ИМПуЛЬСОВ1 поступающей на его вход, вы- управляющий вход ЧМ-генератора 3 соеди- деляет равномерную последовательность, нен с выходами второго ФНЧ 11 и управля- Частота импульсов на выходе фунщио- емого ключа 14, выход сумматора 9 нального преобразователя равна Q Vy. соединен с информационным входом фор- в ИЧФД 6 производится сравнения вре- мироватвля 1 пилообразного напряжения, 55 менного положент импульсов из после- выходы формирователя 12 управляющих довательности, поступающей на вход сигналов временной синхронизации соеди- ИЧФД 6 от преобразователя 5, и импульсов йену: выход сигнала выбора частот с входом эталонной последовательности, формируе- установки частот синтезатора частот 10, вы- мой синтезатором частот 10, также равной ход сигнала управления параметром наклоQ поступающей на другой вход ИЧФД 6 от синтезатора частот 10. На выходе ИЧФД 6 выделяется сигнал рассогласования, используемый для подстройки закона параболической фазовой модуляции ЛЧМ сигнала. Сигнал рассогласования поступает через усилитель 13 с управляемым коэффициентом усиления и второй ФНЧ 11 на дополнительный управляющий вход частотно-модулированного генератора 3, в ко- тором и вырабатывается сигнал с линейной частотной модуляцией (параболической фазовой модуляцией). В усилителе 13с управляемым коэффициентом усиления во время рабочего хода по сигналу, поступающему на его управляющий вход от формирователя 15 кодовых управляющих сигналов.установлен коэффициент усиления, оптимальный для работы системы в режиме фазовой автоподстройки частоты. Коммутатор 14 во время рабочего хода разомкнут. Соответствующая команда поступает на его управляющий вход от формирователя 15 кодовых управляющих сигналов.

Шумовые составляющие сигнала на вы- ходе усилителя 13с управляемым коэффициентом усиления, которые в дальнейшем преобразуются в частотно-модулируемом генераторе 3 в фазовые флюктуации выходного сигнала, уменьшаются при прохожде- нии сигнала через ФНЧ 11, который уменьшает уровень шумовых составляющих на частотах, превышающих частоту среза фильтра ФНЧ 11. Одновременно ФНЧ 11 является звеном коррекции в системе авто- матического регулирования закона формирования фазы ЛЧМ-сигнала. Другие звенья коррекции, необходимые для обеспечения устойчивости основной петли авторегулирования фазы ЛЧМ-сигнала, в явном виде на фиг. 1 не показаны, они входят в состав ИЧФД 6. Основную петлю регулирования фазы ЛЧМ-сигнала составляют ЧМ-генера- тор 3, преобразователъ частоты 4, преобразователь 5, ИЧФД 6, усилитель 13, ФНЧ 11.

Закон линейной частотной модуляции задается интегратором 1, который формирует линейное пилообразное напряжение (фиг. 2г) по сигналу в виде прямоугольного импульса (фиг. 2в), поступающему от сумма- тора 9. На второй вход сумматора 9 сигнал в виде прямоугольного импульса необходимой амплитуды поступает от формирователя 12 управляющих сигналов временной синхронизации. Пилообразное напряжение на выходе интегратора 1, формируется при отсутствии сигнала на первом входе сумматора 9. По команде, поступающей от формирователя 12 управляющих сигналов временной синхронизации на блок 2 установки уровня постоянной составляющей пилообразного напряжения, задается необходимое напряжение на основном управ- ляющем входе ЧМ-генератора 3 для формирования заданной начальной частоты сигнала. Таким образом, на основном управляющем входе ЧМ-генератора 3 формируется пилообразное напряжение на заданном уровне напряжения. Сигнал с выхода ЧМ-генератора 3 поступает на выход устройства. Одновременно этот сигнал поступает на преобразователь частоты 4, на другой вход которого поступает сигнал от синтезатора частот 10. При смене начальной частоты ЛЧМ-сигнала смещается частота синтезатора частот 10 (дискретно) таким образом, чтобы разностная частота на выходе преобразователя частот 4 оставалась неизменной (не учитывая изменения частоты по закону ЛЧМ). Это необходимо, чтобы преобразователь 5 и ИЧФД 6 во время рабочего хода работали все время на одинаковой частоте. Смена частоты в синтезаторе частот 10 производится по команде, поступающей на его управляющий вход от формирователя 12.

Блок 2 установки уровня постоянной составляющей пилообразного напряжения представляет собой стабилизированный источник постоянного тока, изолированный от корпуса и снабженный коммутаторами для подключения необходимого уровня напряжения на выходе блока коммутаторы срабатывают по сигналу от формирователя 12. Таким образом, блок 2 как источник постоянного тока эквивалентно представляет собой схему фильтра нижних частот. Интегратор 1 также эквивалентно представляет собой схему фильтра нижних частот, собранного на интегрирующих RC-цепочках. Таким образом, уровень шума сигнала управления по основному управляющему входу ЧМ-генератора 3 достаточно низкий, т.к. схема интегратора 1 и блока 2 эквивалентно представляют собой схемы фильтров нижних частот. Шумовые составляющие сигнала, поступающего от сумматора 9 на вход интегратора 1 уменьшаются за счет прохождения через схему интегратора (эквивалентно представляющую собой схему фильтра нижних частот) на частотах, превышающих частоту среза этого фильтра. Сложение сигналов пилообразного напряжения и постоянной составляющей на основном управляющем входе ЧМ-генератора 3 производится последовательным способом, что не требует высоковольтных элементов и в то же время не увеличивает уровень шума выходного сигнала.

Учет нелинейности модуляционной характеристики частотно-модулированного генератора 3 производится автоматически: на сумматоре 9 формируется сигнал, складывающийся из двух составляющих - первая составляющая представляет собой импульс прямоугольной формы (фиг. 2г), поступающий на второй вход сумматора 9 от формирователя 14. вторая составляющая - это-сигнал, который в инверсном виде повторяет форму модуляционной характеристики ЧМ-генератора 3 (фиг. 2е), и поступает на первый вход сумматора 9. Этот сигнал формируется из сигнала ИЧФД 6 путем прохождения его через первый ФНЧ 7 с последующим усилением и инвертированием в инвертирующем усилителе 8. Примерный вид сигналов на выходе сумматора 9 и интегратора 1 показан на фиг. 2ж, 2з. Частотная характеристика ФНЧ 7 и интегратора 1 сформирована таким образом, чтобы пропустить без искажения область нижних частот сигнала рассогласования, формируемых ИЧФД 6. определяемых формой модуляционной характеристики ЧМ-генератора 3 (фиг. 2д) и подавить частоты сигнала рассогласования, формируемых ИЧФД 6 соответствующие области средних частот логарифмической амплитудно-частотной характеристики системы регулирования в этой, параллельной ветви не менее чем на 20 дБ по сравнению с основной ветвью регулирования, что необходимо для обеспечения устойчивости работы системы автоматического регулирования.

Дополнительный управляющий вход ЧМ-генератора 3 для основной ветви системы автоматического регулирования имеет малый динамический диапазон по перестройке частоты. Иметь по этому входу большой динамический диапазон невыгодно из-за увеличения шумов. Основной управляющий вход ЧМ-генератора 3 имеет полный динамический диапазон по перестройке частоты.

Во время обратного хода цикла формирования ЛЧМ-сигнала ЧМ-генератор 3 производит сброс достигнутого в предыдущем цикле значения частоты на начальное значение (фиг. 2а). Соответствующий сигнал на сумматор 9 поступает на его второй вход от формирователя управляющих сигналов временной синхронизации 12 (фиг. 2в). Одновременно производится сброс интегратора 1 также по команде от формирователя 12,

Во время обратного хода преобразователь 5 работает как буферный каскад: пропускает на выход все поступающие на него импульсы (т.е. практически закорочен). Соответствующая команда поступает на его управляющий вход от формирователя 12.

ИЧФД 6 во время обратного хода цикла ЛЧМ работает в режиме частотного детектирования (в режиме подстройки начальной частоты). По команде, поступающей на управляющий вход управляемого ключа 14 от формирователя 15, коммутатор 14 замкнут и, следовательно, второй ФНЧ 11 не участвует в работе системы регулирования. Одновременно по команде от формирователя 15 в усилителе 13 величина коэффициента усиления становится оптимальной для работы системы в режиме частотной автоподстройки. Благодаря тому, что коммутатор 14 замкнут, второй ФНЧ 11 исключен из цепи регулирования, а коэффициент усиления в ней оптимальный, время установления частоты - минимальное. При этом уровень фазовых флюктуации увеличился во время лишь обратного хода цикла ЛЧМ-сигнала, а во время рабочего хода цикла ЛЧМ, не изменился.

Оценим время установления начальной

частоты для схемы прототипа (базового объекта) во время обратного хода цикла ЛЧМ. Это время определяется в основном частотой среза наиболее инерционного элемента в цепи авторегулирования. Таким

звеном является второй ФНЧ 11, При условии получения низкого уровня фазовых флюктуации, определяемых схемой управления, частота среза этого фильтра лежит в пределах f 10 ... 20 Гц.

Ориентировочно можно оценить время переходного процесса как

,2

1

40

2 JTG-tcp К

где т- время переходного процесса;

ср - частота среза фильтра ФНЧ 11, %р 2 лгтср - 6,28 (10 ... 20) 62,8 ... 135,6 1/с:

к - коэффициент усиления системы регулирования по частоте, К 5 ... 20. Тогда

г

(10...20)2гг(5...20)

0,9...7мс.

В предлагаемом устройстве во время обратного хода цикла ЛЧМ второй ФНЧ 11 исключен из цепи регулирования. Частота среза других звеньев цепи регулирования по крайней мере на порядок (в 10 раз) больше, чем у ФНЧ 11. Поэтому время переходного процесса уменьшится примерно в 10 раз и составит г 0,09 - 0,7 мс.

Сравним эффективность компенсации нелинейности модуляционной характеристики для схемы прототипа (базового объекта) и предлагаемого устройства.

Сигнал компенсации нелинейности модуляционной характеристики в схеме базового объекта проходит через второй ФНЧ 11, частота среза которого 10 ... 20 Гц. При этом, в случае формирования крутых наклонов (и соответственно м алых по длительности рабочего хода) значительная часть спектра сигнала компенсации отфильтровывается, т.к. спектр его шире. Действительно, если длительность рабочего хода t 5 мс, то полоса спектра сигнала компенсации, ориентировочно определяемая как величина, обратная длительности рабочего хода будет

не менее, чем

П

1

1

1 2 л 5 6,28 - 32 Гц, а 32 Гц 10 Гц в 3 раза

На самом деле спектр еще шире, т.к. нелинейность модуляционной характеристики резко увеличивается при формировании верхних частот ЛЧМ-сигкала (в конце рабочего хода имеем крутой загиб характеристики, что вцдно на фиг. 2д... з). Кроме того, сигнал компенсации поступает на дополнительный управляющий вход ЧМ-генератора 3, по которому крутизна управления меньше, чем по основному управляющему входу, что, в свою очередь, уменьшает эффект компенсации.

Если же не полностью скомпенсировать нелинейность модуляционной характеристики, то система авторегулирования выходит из синхронизма и нарушается закон формирования ЛЧМ-сигнала. Это явление накладывает ограничение на реализуемый диапазон перестройки частоты (девиации ЛЧМ-сигнала базового объекта.

В предлагаемом устройстве эти недостатки устранены. Сигнал компенсации нелинейности модуляционной характеристики поступает на основной управляющий вход ЧМ-генератора 3 через блоки 9,1,2. По этому входу нет фильтра с полосой пропускания 10 Гц и сигнал компенсации нелинейности проходит без искажения на управляющий вход ЧМ-генератора 3. Хотя блок 2 представлен собой эквивалентно фильтр нижних частот, но в силу того, что производится последовательное суммирование пилообразного напряжения и постоянной составляющей, он не может влиять на полосу пропускания схемы. Интегратор 1 также эквивалентно представляет собой схему фильтра нижних частот, но его частота среза выбирается более высокой, чем у ФНЧ 11 ( 300 Гц), а спад характеристики - более крутым (40 ... 60 дБ/дек). Большие воэ- можности при формировании частотной характеристики интегратора 1 возможны благодаря тому, что он не входит в основную петлю регулирования фазы выходного сигнала, Более крутой спад частотной характе0 ристики интегратора 1 обеспечивает необходимое подавление шумовых составляющих спектра сигнала, поступающего на основной управляющий вход ЧМ-генератора 3. что обеспечивает сохранение низкого

5 уровня фазовых флюктуации выходного сигнала при частотах отстройки от несущей, превышающих частоту среза частотной характеристики интегратора 1 {более « 300 Гц). Формирование аналогичной частотной

0 характеристики ФНЧ 11 невозможно без нарушения устойчивой работы системы авторегулирования (основной петли) или увеличения уровня фазовых флюктуации выходного сигнала.

5 Отсюда следует, что в предлагаемом устройстве девиация частоты ЛЧМ сигнала ограничена лишь возможности ЧМ-генератора 3, а в базовом объекте - также частотой . среза второго ФНЧ 11 и меньшей крутизной

0 управления по дополнительному управляющему входу ЧМ-генератора 3. В то же время в предлагаемом устройстве уровень фазовых флюктуации выходного сигнала не изменился по сравнению с базовым

5 объектом. Действительно, в ближней зоне отстроек до 10 кГц от несущей уровень фазовых флюктуации определяется полосой частот и коэффициентом усиления системы регулирования фазы выходного

0 сигнала, а они остались без изменения. В дальней зоне отстроек (более 10 кГц) от несущей вклад схемы управления в величину уровня шумов выходного сигнала ЧМ-генератора 3 также не изменился, т.к. сигнал

5 управления на дополнительный управляющий вход попрежнему поступает через второй ФНЧ 11, а на основной управляющий вход-через схемы, эквивалентно представляющие собой схемы фильтра нижних час0 тот (интегратор 1, блок 2).

Сравним методы компенсации нелинейности модуляционной характеристики ЧМ- генератора 3 предлагаемого устройства и устройства-прототипа, где используется

5 дискретная система компенсации. Эта система обладает двумя недостатками:

1)она настраивается только для данного эксземпляра генератора,2)в спектре выходного сигнала имеются паразитные составляющие, которые возникают при переключении дискретов во время рабочего хода цикла ЛЧМ, а это недопустимо при высоких требованиях к чистоте спектра (к уровню фазовых флюктуации сигнала).

Предлагаемое устройство свободно от этих недостатков за счет того, что является автоматическим и непрерывным.

Проиллюстрируем сказанное примером сравнительного расчета компенсации нелинейности модуляционной характеристики схемы прототипа (базового объекта) и предлагаемого устройства. На фиг. 3 приведена в увеличенном масштабе модуляционная характеристика ЧМ-генератора. Для конкретности зададимся параметрами: Время прямого хода цикла ЛЧМ30 мс

Начальная

частота450 МГц

Заданная конечная частота650 МГц Частота среза ФНЧ 11 20 Гц Наклон характеристики ФНЧ 11 минус 20 дБ/декаду Крутизна управления ЧМ-генератора 3 по дополнительному управляющему входу в 2 раза меньше крутизны по основному входу. По модуляционной характеристике определяем размах управляющего напряжения (по основному входу) для обеспечения девиации 650 ... 450 МГц1

22-5 17 В.

Определяем графически величину наклона (такая величина обеспечивает оптимальные условия захвата системы авторегулирования при вводе в наклон) пилообразного напряжения, проведя касательную к модуляционной характеристике в области управляющего напряжения 5В. Эта касательная достигает значения частоты 650 мГц при 15 В. Следовательно, наклон пилообразного напряжения должен быть:

15-5 В 1

30 мс

-- « D/MC,

напряжение компенсации должно составлять UKOMD 22 -15 7 В, а компенсация по частоте должна составлять

- 650 - 580 - 70 МГц, где 650 - конечная частота;

580- частота, определяемая по модуляционной характеристике при напряжении управления 15 В.

Примерная эпюра сигнала компенсации представлена на фиг 2е Мгновенный спектр этого сигнала лежит в пределах от

10 Гц на начальном участке рабочего хода до 70 Гц на конечном участке за счет крутого загиба модуляционной характеристики при длительности рабочего хода 30 мс. Со- отношение составляющей с максимальной частотой в спектре этого сигнала и частоты среза ФНЧ 11 составляет

n

Af,

сигн.

fcpeaa

70 20

3,5.

При наклоне характеристики ФНЧ 11 минус 20 дБ/декаду, подавление высокочастотных составляющих спектра управляющего сигнала составит 3,5 раза (10,9 дБ) для

устройства-прототипа. Следовательно, для

получения сигнала компенсации после

ФНЧ 11, равного ик 7 В, на входе величина

его должна составить икхп 7х3,5 24,5 В.

Учтем также, что крутизна по дополнительному управляющему входу ЧМ генератора 3 в 2 раза меньше, чем по основному входу. Тогда величина сигнала компенсации должна быть увеличена вдвое UK 24,5 х 2 49 В.

Суммарная величина сигнала компенсации и основного сигнала автоподстройки системы ( 5 В) составит: 49 + 5 54 В, Очевидно, что формирование сигналов с такой амплитудой на серийно выпускаемых элементах

(операционные усилители, коммутаторы, сумматоры) невозможно. Оценим, какую компенсацию по частоте можно получить реально в устройстве прототипе.

Максимальный сигнал компенсации,

который реально можно получить на существующей элементной базе 20 В. После прохождения фильтра ФНЧ 11. он уменьшится в 3,5 раза и составит UK Uynp : n 20 : 3.5 5,7 В, учитывая, что

крутизна по дополнительному управляющему входу ЧМ-генератора 3 в 2 раза меньше, эффективное напряжение компенсации будет

45

иЭфф 5,72 2,86В.

Определим графически по фиг. 3 крутизну управления по модуляционной характеристике в области управляющих 50 напряжений 20 В, проведя касательную, .получим

SZOB

55

(675-595)МГц,8МГц/В1

тогда перестройка частоты, получаемая за счет схемы компенсации, составит A faKOMn ЧЬфф х Ззов 2,86 х 8 23 МГц, что мало, т.к. необходимо скомпенсировать 70 МГц. С

учетом компенсации полученная верхняя частота будет 580 + 23 ЬОЗ МГц.

В предлагаемом устройстве достаточно иметь напряжение компенсации

AfK

S20B

70МГц

8 МГц/В 8 8В

такая величина (с запасом более, чем вдвое) вполне может быть сформирована на имеющейся элементной базе.

Таким образом, по данным приведенного примера эффективность компенсации нелинейности модуляционной характеристики в предлагаемом устройстве больше:

1)по величине девиации ЛЧМ сигнала в

Лакоми. 70 МГц « пк „„„а ТЛЕ оо ..г- J,U5 раза,

ДТ2комп.23 МГц

где ДТиомп - компенсация по частоте заданная (реализуемая в предлагаемом устройстве);

Д 2комп - компенсация по частоте, реализуемая в базовом объекте;

2)по величине абсолютной перестройки частоты

( fKOH fbt34 1

( TKOH нам J2

650-450 МГц

603-450 МГц -JPa3a

(fKOH - fHan)i - девиация, реализуемая в предлагаемом устройстве: 650-450 200 МГц, (он - 34)2 - девиация, реализуемая в базовом объекте: 603 - 450 153 МГц.

Таким образом, положительный эффект предлагаемого устройства по отношению к базовому объекту составляет:

1)сокращение времени установки начальной частоты с 3 до 0,3 мс в 10 раз;

2)увеличение девиации ЛЧМ-сигнала в 1.3 раза (с 153 до 200 МГц);

3)увеличение эффективности компенсации по частоте в 3 раза (с 23 до 70 МГц),

Формула изобретения Формирователь сигналов с линейной частотной модуляцией, содержащий последовательно соединенные формирователь пилообразного напряжения, блок установки уровня постоянной составляющей пилообразного напряжения, частотно-модулированный генератор, блок преобразования частоты, преобразователь последовательности импульсов, частота следования которых изменяется по параболическому закону, в равномерную последовательность импульсов, блок сравнения, первый фильтр нижних частот, инвертирующий усилитель и

сумматор, синтезатор частот, первый выход которого соединен с другим входом блока преобразования частоты, второй фильтр нижних частот, формирователь управляющих сигналов временной синхронизации, первый и второй управляющие выходы которого соединены соответственно с входом установки режима работы преобразователя последовательности импульсов, частота

следования которых изменяется по параболическому закону, в равномерную последовательность импульсов и с управляющим входом блока установки уровня постоянной составляющей пилообразного напряжения,

выход сигнала выбора частоты и выход сигнала управления параметром наклона линейной модуляционной характеристики формирователя управляющих сигналов временной синхронизации соединены соответственно с входом установки частот синтезатора частот и с другим входом сумматора, при этом второй выход синтезатора частот соединен с другим входом Ьлока сравнения, выход второго фильтра нижних

частот соединен с вторым управляющим входом частотно-модулированного генератора, отличающийся тем, что, с целью увеличения диапазона перестройки частоты, уменьшения фазовых шумов путем повышения линейности модуляционной характеристики, введены усилитель с управляемым коэффициентом усиления, управляемый ключ и формирователь кодовых управляющих сигналов, блок сравнения

выполнен в виде импульсного частотно- фазового детектора, формирователь пилообразного напряжения выполнен в виде интегратора со сбросом, вход сигналов сброса которого подключен к первому управляющему выходу формирователя кодовых управляющих сигналов, второй и третий управляющие выходы которого соединены соответственно с управляющим входом управляемого ключа и с управляющим входом

усилителя с управляемым коэффициентом усиления, сигнальный вход которого подключен к выходу импульсного частотно-фазового детектора, при этом выход усилителя с управляемым коэффициентом усиления

соединен с входом второго фильтра нижних частот и с сигнальным входом управляемого ключа, выход которого подключен к второму управляющему входу частотно-модулированного генератора, а выход сумматора подключей к информационному входу интегратора со сбросом.