ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ АНАЛОГОВОЙ ВЕЛИЧИНЫ В ЧАСТОТНО-МОДУЛИРОВАННЫЙ СИГНАЛ Советский патент 1970 года по МПК G06J3/00 

Известен преобразователь аналоговой величины в частотно-модулированный сигнал, выполненный в виде генератора синусоидального напряжения с двойным Г-образным звеном в цепи положительной обратной связи, содержащий ннерпионную нелинейную отрицательную обратную связь, линейный смеситель и параметрический нреобразователь напряжения в цепи второй обратной связи.

Известное устройство не обеспечивает высокой линейности преобразования и приводит к появлению сопутствующей амплитудной модуляции.

В предложенном устройстве с целью нолучения линейной и гиперболической модуляционной характеристики при нодавленной амплитудной модуляции, в цепь второй обратной связи включены параллельные двойные Г-образные четырехнолюсникн с взаимнонротнвоположными характеристика.ми, питаемые противофазным напряжением параметрического преобразователя с относительными весами 1 и Уз- Для исключения линейного смесителя ноложительная обратная связь в описываемом преобразователе выполнена в виде Т-образных мостов, подключенных к выходу усилителя генератора и питаемых противофазным напряжением параметрического преобразователя с относительными весами 1 и /з, причем одна нз средних точек этих мостов генератора.

Блок-схелга предложенного устройства представлена на фнг. 1 н 2.

Усилитель / генератора охвачен положнтельной обратной связью через частотно-зависимое дво1П1ое Г-образное звено 2 н линейный смеситель 3. В схеме возникают незатухающие гармонические колебания, так как усилитель генератора нмеет частотно-независимую отрицательную обратную связь с ннерционной нелинейностью 4. Если мостовая схема находится в состояннн баланса, то генерируется начальная частота /«. Условня баланса амплитуд для этой схемы выражаются в том. что вектор напряжения, нрошедшего через мостовую схему 5 (параметрическнй преобразователь напряжения) и любое фазовранииощее звено 6 второй цени обратной связи, должен быть перпендикулярен на любой частоте к вектору напряжения, нрошедгпего через основное фазосдвигающее звено, т. е. должна быть нредуемотрена коррекция выходного напряжепия измерительпого .юста по фазе в зависимости от геперируе.мой частоты. Выходное напряжение корректора расщенляется на две части, в одной нз которых оно получает частотно-независимый поворот на 90 (нлн-90), а во второй дпфференцируется или интегрируется.

коэффициент передачи частотно-зависимой части цепи второй обратной связи

i

)(/

- -f( Р

/(;+1)

a+jb j

р - приведенная частота р (.oRC

где (рад)

п - угловой коэффициент в координатах ( -; К Р

К - коэффициент передачи моста с учетом его усиления;

1, ,

- коэффициент передачи основной

a+Jb

фазосдвигающей цепи.

Однако реализовать частотно-независимый поворот на 90° (-90°) при постоянстве модуля его коэффициента передачи в линейной системе сосредоточенных параметров не представляется возможным. Если представить элемент / в виде полусуммы коэффициентов передач дифференцирующего и интегрирующего звеньев, питаемых противофазны1М напряжение.м, и на интегрирующее звено подать напряжение в противофазе {-1), то

+ -)-()у /J V р

На начальной частоте (ра I) модуль коэффициента передачи этого звена будет «1, а с увели-чением или уменьщением частоты его модуль будет незначительно увеличиваться, давая некоторую методическую ошибку аппроксимации. Фаза входного напряжения этого звена по отношению к входному напряжению на всех частотах будет повернута на 90°. Тогда

- 2 Г

2 Г /.Р, / - 1

-JlPl

+ (-)

«-т a + Jp

a + jb 3 и Ci Cs

при

a + jb 3-i-i -Ц

2

Hi /2

+ (-1/4 1

3 у 1-рЧу-Зр

Реализацией первого слагаемого является цепь 7, а второго - цепь S, причем сомножитель () указывает на необходимость питания его противофазным напряжением, а коэффициент -I - на его относительную величину. Аналогично для линейно-частотного преобразования элемент ( - /) может быть представлен как полусумма коэффициентов передач интегрирующего и дифференцирующего звеньев, причем дифференцирующее звено питается противофазным напряжением:

5 Г

+(-)

Реализация его аналогична предыдущей, только взаимно меняются местами точки подключения питающих напряжений. Точное уравнение линейного преобразователя

./S

г 2

ЗК

где /С КМ/КУ, K., - коэффициент передачи iMocTa, /Су - коэффицие 1т усиления усилителя 9.

Это уравнение может быть представлено достаточно точно как / /о (1+3/( + 5,9/Сз). Величина /С 1 и поэтому член с его кубом не вносит значительных ногрещностей.

Для гиперболического преобразования имеет:

Г Го (1-ЬЗЛ: + 5,9/(з).

Относительная нелинейность модуляционной характеристики при отклонении на ±30% по нериоду или частоте не превышает ± 0,38% и обусловлена только аппроксимацией элемента (/), т. е. незначительным ростом амплитуды при изменении частоты относительно начальной. При этом векторы напряжений основной п дополнительной фазосдвигающей цепи всегда находятся в квадритуре, что не приводит к амплитудной модуляции, и условие баланса амплитуды превращается в условие перпендик лярности векторов напряжений. Перпендикулярность векторов указанных напряжений досшгается путем подбора элементов звеньев. В простейшем случае они могут быть равными, т. е.

R R,,R Rl R; 5 И

f Х f Х- ,7 1

1 - - -I - 2- I - 2 5

cog С

0 При линейно-частотном преобразовании основная часть напряжения разбаланса моста проходит по цени R -Cj параллель, L - R

параллель и попадает на вход линейного смесителя, повернутой относительно вектора напряжения ОСНОВ1ЮЙ фазосдвигающей цепи на -90° на всех частотах.

Цепь Cl - Rl параллель и Cz - R2 параллель служит в этом случае корректирующей. Корректирующая цепь питается противофа0 .dOBbiM напряжением с весовым значением относительно напряжения, питающего основной фазовращатель в /з. Вектор входного напряжения в этой цепи получает дополнительный фазовый сдвиг. Вектор выхбдного напряжения

кулярен вектору напряжения основной фазосдвигающей цепи и отстает от него на - 90.

При увеличении частоты модуль вектора напряжения, вносимого корректирующим звеном, увеличивается, а при уменьшении - уменьшается и тем самым делает модуляционную характеристику линейной. При гиперболическом преобразовании основная часть напряжения разбаланса моста проходит по цепи 7 и по. &дает на вход линейного смесителя, повернутым относительно вектора напряжения основной фазосдвигающей цепи на + 90 на всех частотах. Цепь 8 служит в этом случае корректирующей. Корректирующая цепь, как и в предыдущем случае, питается противофазовым напряжением разбаланса с весовым значением Б /3 относительно величины напряжения, питающего цепь 7. Вектор входного напряжения получает в этой цепи дополнительный фазовый сдвиг. Вектор выходного напряжения этой цеп,1 остается на всех частотах пернендикулярнлм напряжению основной фазосдвигающей цепи, опережая его на 90°.

Opi; увеличении частоты модуль вектора корректирующего напряжение цепи 8 уменьпJileтcя, а при уменьшении - увеличивается, превращая модуляционную характеристику в гиперболическую. На фиг. 1,6 нредставлен возможный вариант фазовращателей второй цепи обратной связи. Начальная частота преобразователя /о

Применение линейного смесителя 3 не является принципиальным. ЛинеЙ1юе смешиваfine можно производить в линейных элементах фазосдвигаюпшх цепей.

На фиг. 2 представлена блок-схема устройства, в котором смешивание производится в линейных, частотно-зависимых элементах двух Т-образных мостов. Работа этой схемы полностью аналогична предыдущей. Соотношение сопротивлений в этой схеме быть

; ; /.р;

1Т 2Г К

1 -р

/ /, f I f

2т J- 1 Зт

11

р У

где р - есть любое число, лежащее в пределах

О р 1. Начальная частота генерируемых колебаний

f -1- 2r.RC

Предмет изобретения

1.Преобразователь аналоговой величины в частотно- модулированный сигнал, выполненный в виде генератора синусоидального напряжения с двойным Г-образным звеном в цепи положительной обратной связи, содержащий инерционную нелинейную отрицательную обратную связь, лилейный смеситель и параметрический преобразователь напряжения в цепи второй обратной связи, отличающийся тем, что, с целью получения линейной и гиперболической модуляционной характеристики при подавленной амплпт дно1 1 модуляции, в цепь второй обратной связи включены параллельlibie двойные Г-образные четырехполюсники с взаимно противоположными характеристиками, питаемые противофазным напрял ением параметрического преобразователя с относительными весами 1 и Д.

2.Преобразователь по п. 1, отличающийся тем, что, с целью исключения линейного смесителя, положительная обратная связь в нем зыио.лкена в виде Т-образных мостов, подключсн}1ых к выходу усилителя генератора и пптаелых противофазным напряжением параметрического преобразователя с относительными весами 1 и /з, причем одна из средних точек этих мостов заземляется, а вторая подключается к выходу усилителя генератора.

Omjtuqome/i MOf ofp

О/прицотели.ноя cfp

,0

I Г

I оложитвлйно обр. cSnjoJ

rI7 ,-г/ n

.J