Изобретение относится к радиотехнике и может использоваться для приема сложных сигналов, анализа их амплитудного спектра и пеленгации источника излучения сложных сигналов.
Известны устройства для приема сигналов, принцип действия которых основан на использовании параметров, обмотки возбуждения которых соединены с выходом синфазированного генератора; синфазного и квадратурного каналов; ячейки Брэгга; поэлементного приема и преобразования выборок в двоичный код; частотных и фазовых демодуляторов; корреляторов и согласованных фильтров и т. д.
Известно устройство [1] , представляющее собой пеленгатор, содержащий две разнесенные системы, два соответствующих усилителя высокой частоты, три смесителя, гетеродин, узкополосный фильтр и усилитель промежуточной частоты.
Из известных устройств наиболее близким к данному является устройство [2] , содержащее две приемные антенны, два смесителя, два гетеродина, усилитель промежуточной частоты, узкополосный фильтр, амплитудный детектор, а также последовательно соединенные фазометр и индикатор.
Известное устройство [2] , выбранное в качестве прототипа, обладает невысокой точностью.
Техническим результатом, достигаемым с помощью данного изобретения, является расширение функциональных возможностей устройства путем точной и однозначной пеленгации источника излучения сложных сигналов, а также представление результата пеленгации в цифровой форме.
Указанный результат достигается тем, что в известное устройство [2] введены второй, третий, четвертый и пятый усилители промежуточной частоты, второй и третий амплитудные детекторы, первый, второй и третий ключи, первый, второй, третий, четвертый, пятый и шестой перемножители, второй, третий и четвертый узкополосные фильтры, первый, второй и третий блоки обработки сигналов, первый и второй полосовые фильтры, второй и третий фазометры, второй и третий индикаторы, а также введены последовательно установленные и оптически сопряженные лазер, коллиматор, первая, вторая и третья ячейки Брэгга, первая, вторая и третья фокусирующие линзы.
Кроме того, каждый из трех блоков обработки сигналов содержит последовательно соединенные блок вычитания, сумматор по модулю два и первый мультиплексор, а также второй мультиплексор, последовательно соединенные генератор тактовых импульсов, элемент И, счетчик, первый регистр хранения, цифровой компаратор, второй регистр хранения и индикатор, а также последовательно соединенные n элементов задержки, n перемножителей, n фильтров нижних частот, n блоков сравнения и регистр сдвига, а также дополнительный элемент задержки.
Структурная схема устройства представлена на фиг. 1, где обозначено: 1 - первая антенна; 2 - преобразователь частоты; 3 - первый гетеродин; 4 - второй гетеродин; 5 - первый смеситель; 6 - второй смеситель; 7 - первый усилитель промежуточной частоты; 8 - второй усилитель промежуточной частоты; 9 - второй усилитель промежуточной частоты; 10 - четвертый усилитель промежуточной частоты; 11 - пятый усилитель промежуточной частоты; 12 - первый амплитудный детектор; 13 - второй амплитудный детектор; 14 - третий амплитудный детектор; 15 - четвертый амплитудный детектор; 16 - пятый амплитудный детектор; 17 - шестой амплитудный детектор; 18 - лазер; 19 - коллиматор; 20 - первая ячейка Брэгга; 21 - вторая ячейка Брэгга; 22 - третья ячейка Брэгга; 23 - первая фокусирующая линза; 24 - вторая фокусирующая линза; 25 - третья фокусирующая линза; 26 - первый фотодетектор; 27 - второй фотодетектор; 28 - третий фотодетектор; 29 - вторая антенна; 30 - первый перемножитель; 31 - первый узкополосный фильтр; 32 - второй перемножитель; 33 - второй узкополосный фильтр; 34 - первый фазометр; 35 - первый индикатор; 36 - третий перемножитель; 37 - третий узкополосный фильтр; 38 - второй фазометр; 39 - второй индикатор; 40 - четвертый перемножитель; 41 - четвертый узкополосный фильтр; 42 - третий фазометр; 43 - третий индикатор; 44 - пятый перемножитель; 45 - шестой перемножитель; 46 - первый полосовой фильтр; 47 - второй полосовой фильтр; 48 - первый блок обработки сигналов; 49 - второй блок обработки сигналов; 50 - третий блок обработки сигналов.
На фиг. 2 представлена структурная схема каждого из блоков обработки сигналов; 51 - первый информационный вход блока; 52 - второй информационный вход блока; 53 - блок вычитания; 54 - сумматор по модулю два; 55 - первый мультиплексор; 56 - второй мультиплексор; 57 - многоканальный коррелятор; 58 - n элементов задержки; 59 - блок из n перемножителей; 60 - n фильтров нижних частот; 61 - n блоков сравнения; 62 - регистр сдвига; 63 - генератор тактовых импульсов; 64 - элемент И; 65 - дополнительный элемент задержки; 66 - счетчик; 67 - первый регистр хранения; 68 - цифровой компаратор; 69 - второй регистр хранения; 70 - четвертый индикатор.
На фиг. 3 представлена частотная диаграмма, поясняющая принцип образования зеркальных каналов приема.
На фиг. 4 показан принцип пеленгации источника излучения сложных сигналов в одной плоскости фазовым методом.
На фиг. 5 представлена пеленгационная характеристика устройства.
На фиг. 6 представлена таблица истинности.
Устройство работает следующим образом.
Принцип пеленгации источника излучения сложных сигналов осуществляется фазовым методом, при котором сигналы принимаются двумя антеннами, фазовые центры которых разнесены в пространстве на расстояние d (измерительная база) (фиг. 4). Линия визирования источника излучения сложных сигналов образует угол γ с осью, перпендикулярной к линии, соединяющей обе антенны, т. е. с равносигнальным направлением. Расстояния между приемными антеннами 1, 29 и источником излучения сигналов определяются выражениями
R1= R+(d/2)sinγ, R2= R-(d/2)sinγ. Запаздывание сигналов, принимаемых антеннами 1 и 29, определяется разностью хода лучей
ΔR = R1 - R2 = d˙ sinγ.
Разность расстояний ΔR соответствует разности фаз
Δϕ= 2Π(ΔR/λ)= 2Π(d/λ)sinγ, где λ - длина волны.
Это дает возможность определить угол прихода γ радиоволн по измеренной величине фазового сдвига Δϕ между сигналами, принимаемыми двумя разнесенными антеннами 1 и 29.
Последнее выражение показывает, что фазовый сдвиг Δϕ обращается в нуль не только при γ = 0, но также и при других углах рассогласования, соответствующих условию
γ = arcsin 2nΠ/Kd , n = 1, 2, 3, . . . K = 2Π/d . Вследствие этого пеленгационная характеристика (фиг. 5)
Uвых(γ)= U0·cosΔϕ = U0·cos[2Π(d/λ)·sinγ] , где Uo - амплитуда сравниваемых колебаний, получается знакопеременной, обладающей наряду с основным направлением (истинным пеленгом γo ), многими ложными направлениями (ложными пеленгами γ1, γ2 ). В этом заключается причина неоднозначности измерений фазовым методом.
Следовательно, фазовому методу пеленгации свойственно противоречие между требованиями точности пеленгации и однозначности отсчета угла. Действительно, согласно вышеприведенной формуле приемник тем чувствительнее к изменению угла γ , чем больше относительный размер базы d/λ . Однако с ростом d/λ уменьшается значение угловой координаты γ , при котором разность фаз превосходит значение 2π , т. е. наступает неоднозначность отсчета.
Исключить неоднозначность пеленгации фазовым методом можно двумя классическими способами:
1) применение остронаправленных антенн;
2) использованием нескольких измерительных баз (многошкальность).
Системы пеленгации с остронаправленными антеннами обладают большой дальностью действия и высокой разрешающей способностью по направлению. Однако они требуют источника излучения до начала измерений и его автоматического сопровождения по направлению антенны лучом в процессе измерений.
Многошкальность достигается использованием нескольких измерительных баз. При этом меньшая база образует грубую, но однозначную шкалу отсчета, а большая база - точную, не однозначную шкалу отсчета. Применение многошкального способа устранения неоднозначности пеленгации с помощью разнесенных ненаправленных или слабонаправленных антенн не требует предварительного поиска источника излучения. Однако системы, использующие такой способ, имеют ограниченную дальность действия и сложную антенную систему.
В данном приемнике для устранения неоднозначности пеленгации источника излучения сложных сигналов используется их корреляционная обработка.
Напряжение на выходе приемника зависит от угла γ (фиг. 5), однако вследствие того, что косинус - функция - четная, знак напряжения Uвых (γ) не зависит от знака угла γ , т. е. не зависит от стороны отклонения. В данном приемнике указанный недостаток также устраняется.
Принцип устранения неоднозначности отсчета угловой координаты γ , присущей фазовому методу пеленгации, заключается в корреляционной обработке принимаемых сложных сигналов. При этом разность фаз высокочастотных колебаний, принимаемых двумя антеннами 1 и 29, определяется соотношением: Δϕ = 2 Δϕ= 2Π(d/λ)·sin γ .
С другой стороны указанная разность фаз определяется следующим образом: Δϕ = 2πfпр(t + τo ) - 2π fпрt = 2π fпр τo , где τ0= ΔR/c - время запаздывания сигнала, приходимого на одну из антенн, по отношению к сигналу, приходящему на другую антенну;
с - скорость распространения света. Следовательно, приравняв указанные соотношения, получим
2Πfпрτ0= 2Π(d/λ)sinγ0= 2Πfпр(d/c)sinγ0, τ0= (d/c)sinγ0. Таким образом, измерив величину задержки τo и зная измерительную базу d, можно однозначно определить значение истинного пеленга:
sin γo = c/d·τ0. .
Минимальное (нулевое) значение τo ( τomin= 0) будет соответствовать значению γo= 0. Максимальное значение τo(τomax) будет соответствовать углу γo = = 90о.
τ0max= (d/c)sinγ0= (d/c)sin 90°= d/c . Измерив τo с помощью корреляционной обработки принимаемых сложных сигналов, можно определить истинный пеленг γo . При этом устраняется зависимость результата измерения от несущей (промежуточной) частоты принимаемых сложных сигналов и неоднозначность измерения, присущая фазовому методу пеленгации. Данный приемник обеспечивает измерение τo , используя свойство корреляционной функции сложных сигналов.
Акустооптический приемник работает следующим образом.
Принимаемые сложные сигналы, например, с фазовой манипуляцией (ФМн) u1(t) = Uccos[2π fct + ϕk (t) + ϕ1 ] ,
u2(t) = Uc cos[2π fct + ϕk (t) + ϕ 2 ] , 0 ≅t ≅ Tc, где Uc, fc, Tc, ϕ 1 , ϕ2 - амплитуда, несущая частота, длительность и начальные фазы сигналов;
ϕk(t) - манипулируемая составляющая фазы сигналов, отображающая закон фазовой манипуляции, причем ϕk (t) = const при К τn< 1< (К + 1) τn и может изменяться скачком при t = K τn , т. е. на границах между элементарными посылками (К = 1, 2, . . . , N- - 1);
τn, N - длительность и количество элементарных посылок, из которых составлены сигналы длительностью
Тс (Тс = N ˙τn); с выходов антенн 1 и 29 поступают на первые входы смесителей 5 и 6 соответственно, на вторые входы которых с выходов гетеродинов 3 и 4 подаются напряжения:
uг1(t) = Uг1 ˙cos(2πfг1t + ϕг1),
uг2(t) = Uг2˙ cos(2πfг2t + ϕг2 ), где Uг1, Uг2, fг1, fг2, ϕг1 , ϕг2 - амплитуды, частоты и начальные фазы напряжений гетеродинов.
Причем частоты fг1 и fг2 гетеродинов 3 и 4 разнесены на удвоенное значение промежуточной частоты fг2 -fг1 = 2fпр и выбраны симметричными относительно несущей частоты
fc - fг1 = fг2 - fc = fпр. Это обстоятельство приводит к появлению второго зеркального канала на частоте fз2 (фиг. 3).
Частота настройки fн1 и полоса пропускания Δ f1 усилителей 7, 9 и 11 промежуточной частоты и полосовых фильтров 46 и 47 выбраны следующим образом:
fн1 = fпр; Δ f1 = 
fпр. Частота настройки fн2 и полоса пропускания Δ f2 усилителей 8 и 10 промежуточной частоты выбраны следующим образом:
fн2 = 3fпр; Δ f2 = 
fпр. Частота настройки fн3 узкополосных фильтров 31, 33, 37 и 41 выбрана следующим образом:
fн3 = 2fпр. В смесителях 5 и 6 принимаемые ФМн сигналы преобразуются в напряжения следующих частот:
fc1 = fc - fг1 = fпр
fc2 = fг2 - fc = fпр, где первый индекс обозначает канал, по которому принимается сигнал; - второй индекс обозначает номер гетеродина, частота которого участвует в преобразовании несущей частоты принимаемого сигнала. Усилителями 7, 9 и 11 промежуточной частоты выделяются следующие напряжения:
uпр1(t) = Uпр1˙cos[2πtпрt + ϕк(t) + ϕпр1 ] ,
uпр2(t) = Uпр2˙сos[2 πfпрt - ϕк(t) -ϕпр2 ] , 0≅ t ≅ tTc где Uпр1 = 
К1 ˙Uc˙ Uг1;
Uпр2 = 
К1 ˙Uc˙ Uг2,
К - коэффициент передачи смесителей;
fпр = fc - fг1 = fг2 - fc - промежуточная частота;
ϕпр1= ϕ1-ϕг1; ϕпр2= ϕ2-ϕг2.
Напряжение uпр2(t) с выхода усилителя 11 промежуточной частоты поступает на вход амплитудного детектора 12, где выделяется его огибающая, которая поступает на управляющий вход ключа 15, открывая его. Ключи 16, 15 и 17 в исходном состоянии закрыты. При этом напряжение uпр1(t) с выхода усилителя 7 промежуточной частоты через открытый ключ 15 поступает на информационный вход 51 блока 48 обработки и на пьезоэлектрический преобразователь ячейки Брэгга 20, где происходит преобразование в акустическое колебание.
Пучок света лазера 18, сколлимированный коллиматором 19, проходит через ячейки Брэгга 20, 21, 22 и дифрагирует в ячейке Брэгга 20 на акустических колебаниях.
На пути распространения дифрагируемой части пучка света установлена линза 23. В фокальной плоскости линзы 23 (24, 25), формирующей пространственный спектр принимаемого ФМн сигнала, размещены 26 (27, 28) фотодетекторы. Каждому разрешаемому элементу анализируемого частотного диапазона соответствует свой фотодетектор.
Ячейка Брэгга 20 (21, 22) состоит из звукопровода и возбуждающей гиперзвук пьезоэлектрической пластины, выполненной из кристалла ниобата лития соответственно Х и Y - 35о среза. Это обеспечивает автоматическую подстройку по углу Брэгга и работу ячейки в широком диапазоне частот. Пространственный спектр принимаемого ФМн сигнала фиксируется фотодетектором 26.
Напряжения uпр1(t) и uпр2(t) с выходов усилителей 9 и 11 промежуточной частоты поступают соответственно на первые входы ключей 16 и 17. Так как в полосу пропускания Δf2 усилителей 8 и 10 промежуточной частоты напряжения uпр1(t) и uпр2(t) не попадают, то ключи 16 и 17 остаются в закрытом состоянии.
Напряжение uпр1(t) и uпр2(t) с выходов усилителей 7 и 11 промежуточной частоты через открытый ключ 15 одновременно поступают на два входа перемножителя 32, на выходе которого образуется гармоническое колебание:
u3(t) = U3 ˙ cos(4 πfпрt + Δϕг + Δϕ1 ), 0≅t≅Тс, где U3 = 
K2Uпр1 ˙ Uпр2;
К2 - коэффициент передачи перемножителя:
fг2 - fг1 = 2fпр; Δϕ 2= ϕ г2 - ϕ г1 ;
Δϕ1 = ϕ1 - ϕ2 - разность фаз, определяющая направление на источник излучения ФМн сигнала. Это колебание выделяется узкополосным фильтром 33 и поступает на первый вход фазометра 34.
Напряжения uг1(t) и uг2(t) с вторых выходов гетеродина 3 и 4 поступают на два входа перемножителя 30, на выходе которого образуется гармоническое колебание
u4(t) = U4 ˙cos(4πfпрt + Δϕг), где U4 = 
K2˙ Uг1˙ Uг2. Это колебание выделяется узкополосным фильтром 31 и поступает на второй вход фазометра 34, который измеряет разность фаз
Δϕ1= ϕ1-ϕ2= 2πd/λ˙sinγ . Измеренная разность фаз Δϕ1 регистрируется индикатором 35.
Напряжение uпр1(t) с выхода усилителя 7 промежуточной частоты через открытый ключ 15 поступает на информационный вход 51 блока 48 обработки сигналов, а затем через мультиплексор 55 на вход n элементов задержки 58 i, на выходе которой образуется напряжение
uпр3(t)= uпр1(t-τ)= Uпр1˙cos[2πfпр(t-τ)+ ϕ 
t-τ)+ϕ 
, 0 ≅t≅ T 
где τ - время задержки линии задержки 58 i; Это напряжение поступает на первые входы n перемножителей 59.
Напряжение uпр2(t) с выхода усилителя 11 промежуточной частоты через информационный вход 52 и мультиплексор 56 подается на вторые входы n перемножителей 59 i, на выходе которых образуются напряжения суммарной и разностной частот. На выходе i-го элемента перемножителя 59 i образуется напряжение, которое будет иметь максимальное значение при условии τ i= τo , где τ i- время задержки i-го элемента задержки. n фильтрами 60 i нижних частот выделяется напряжение разностной частоты, пропорциональное корреляционной функции R(τ ). Причем напряжение будет максимальным только при τ i = τo [R( τ o), τ0≡γ0 ] , где γo - истинный пеленг. Напряжение с выходов n фильтров 60 i нижних частот поступает на входы n блоков 61 i сравнения. В каждом из блоков сравниваются два напряжения: входное Uвх и опорное Uоп. В случае превышения входного напряжения над опорным (Uвхi> Uоп) на выходе i-го компаратора формируется постоянное напряжение, соответствующее логической единице "1". Напряжения с n фильтров 60 i нижних частот подаются на аналоговые компараторы блока 61 i сравнения таким образом, что на два соседних компаратора подается одно и то же напряжение. Причем на один из компараторов в качестве входного напряжения Uвх, а на другой - опорного Uоп. Таким образом, на выходах компараторов образуется параллельный двоичный код, в котором наличие "1" соответствует превышению напряжения в (i + 1)-м канале коррелятора над напряжением в i-м канале. Последовательность единиц двоичного кода соответствует возрастанию корреляционной функции R( τ), а последовательность нулей соответствует спаду корреляционной функции R(τ). Следовательно, последняя единица в двоичном коде будет соответствовать максимальному значению корреляционной функции R( τo). Подсчитав количество единиц m двоичного кода, можно определить номер канала, в котором τi = τ o , а следовательно, и значение τo .
Параллельный двоичный код с выходов аналоговых компараторов n блоков 61 i сравнения поступает на регистр 62 i сдвига, где он преобразуется в последовательный двоичный код. Сдвиг параллельного двоичного кода в регистр 62 сдвига осуществляется подачей на его управляющий вход (вход синхронизации) тактовых импульсов с выхода генератора 63 тактовых импульсов. Счетные импульсы формируются с помощью элемента И 64, на один из входов которого поступают тактовые импульсы с выхода генератора 63, а на другой - последовательный двоичный код с выхода регистра 62 i сдвига. Последовательность счетных импульсов, количество m которых равно числу "1" двоичного кода, поступает на вход счетчика 66, где производится подсчет числа "1". Счет прекращается по окончании последовательности единиц двоичного кода с выхода регистра 62 i сдвига, т. е. при переходе от уровня логической "1" к уровню логического "0". По окончании счета его результат необходимо записать в регистр 67 хранения, а затем перевести счетчик 66 в нулевое состояние. Запись в регистр 67 хранения осуществляется одновременно с окончанием счета управляющим сигналом с выхода регистра 62 i сдвига. Для перевода счетчика 66 в нулевое состояние именно после записи результата счета в регистр 67 хранения управляющий сигнал с выхода регистра 62 i сдвига задерживается элементом 65 задержки и поступает на вход сброса счетчика 66.
Значение двоичного кода, записанного в регистре 67 хранения, сравнивается со значением двоичного кода, имеющего в регистре 69 хранения, с помощью цифрового компаратора 68. Это делается для исключения повторной записи одного и того же значения двоичного кода, соответствующего одному и тому же значению истинного пеленга γo .
Если сравниваемые двоичные коды не равны друг другу, то в цифровом компараторе 68 формируется управляющий сигнал, соответствующий уровню логической "1", который поступает на управляющий вход регистра 69 хранения, разрешая запись нового значения двоичного кода.
Если сравниваемые двоичные коды равны, то повторной записи в регистре 69 хранения не производится.
Следовательно, на выходе регистра 69 хранения формируется двоичный код, равный числу единиц m в последовательном двоичном коде, поступающим с выхода регистра 62 i сдвига (i = 1, 2, . . . , n).
Указанный код соответствует τ i= τ o, т. е. значению задержки, при которой корреляционная функция R( τo) имеет максимальное значение
τo= m τ з, где m - число единиц в двоичном коде;
τ з - величина задержки одного элемента многоотводной линии задержки 58 i. Данный код регистрируется индикатором 70.
Для устранения неоднозначности отсчета угловой координаты γ , обусловленной нечувствительностью пеленгационной характеристики к знаку угла γ (фиг. 5), и правильной работы многоканального коррелятора 57 используется блок 53 вычитания, сумматор 54 по модулю два и два мультиплексора 55 и 56.
На выходе блока 53 вычитания формируется напряжение, соответствующее уровню логической "1" в том случае, когда uпр1(t)≠uпр2(t) (фиг. 4а, в). Если uпр1(t) ≈ uпр2(t), (фиг. 4б), то на выходе блока 53 вычитания формируется напряжение, соответствующее уровню логического "0".
Если источник излучения ФМн сигнала находится в правой полуплоскости (фиг. 4а), то на выходе первого блока из n блоков сравнения формируется напряжение, соответствующее уровню логической "1", потому, что при сравнении сигналов первого и второго каналов коррелятора 57 сигнал первого канала имеет большую задержку, чем сигнал второго канала, т. е. ближе расположен к максимальному значению корреляционной функции R( τo), и, следовательно, имеет большую задержку. При этом выход усилителя 7 промежуточной частоты через открытый ключ 15, информационный вход 51 и мультиплексор 55 оказывается подключенным к n элементам задержки 58 i, а выход усилителя 11 промежуточной частоты через информационный вход 52 и мультиплексор 56 оказывается подключенным к блоку из n перемножителей 59 i.
Если источник излучения ФМн сигнала находится в левой полуплоскости (фиг. 4в), то сигнал второго канала коррелятора 57 будет больше сигнала первого канала и на выходе первого блока сравнения формируется напряжение, соответствующее уровню логического "0". В этом случае на выходе сумматора 54 по модулю два формируется управляющий сигнал, соответствующий уровню логической "1". Мультиплексоры 56 под воздействием управляющего сигнала соответствующего уровня логической "1" осуществляют коммутацию приемных каналов, при которой усилитель 7 промежуточной частоты подключается к многоканальному перемножителю 59 i, а усилитель 11 промежуточной частоты - к n элементам 58 i задержки.
Если источник излучения ФМн сигнала находится на равносигнальном направлении (фиг. 4б), то переключение приемных каналов не происходит. Коммутация приемных каналов осуществляется согласно таблице истинности (фиг. 6).
Описанная выше работа приемника соответствует случаю приема ФМн сигналов по основному каналу на частоте fc (фиг. 3). При этом амплитудный спектр принимаемого ФМн сигнала анализируется фотодетектором 26, а индикаторы 35 и 70 фиксируют разность фаз Δϕ1 и величину задержки τo в цифровой форме, определяющие направление на источник излучения.
Если ФМн сигналы принимаются по первому зеркальному каналу на частоте fз1:
u5(t) = Uз1 ˙cos[2π fз1t + ϕk(t) + ϕ5 ] ,
u6(t) = Uз1 ˙cos[2π fз1t + ϕk (t) + ϕ6 ] , 0≅t≅ Тз, то в смесителях 5 и 6 они преобразуются в напряжения следующих частот:
f11 = fг1 - fз1 = fпр,
f12 = fг2 - fз1 = 3fпр, которые попадают в полосы пропускания Δf1 и Δf2 усилителей 7, 9 и 10 промежуточной частоты:
uпр4(t) = Uпр4˙ cos[2πfпрt - ϕk(t) - ϕпр4 ] ,
uпр5(t) = Uпр5˙ cos[2πfпрt - ϕk(t) - ϕпр5 ] , 0≅t≅Tз1, где Uпр4 = 
К1˙ Uз1˙ Uг1;
Uпр5 = 
К1˙ Uз1˙ Uг2;
fпр = fг1 - fз1; 3fпр = fг2 - fз1;
ϕпр4= ϕ г1-ϕ5; ϕпр5= ϕг2-ϕ6 . Напряжение Uпр5(t) с выхода усилителя 10 промежуточной частоты поступает на вход амплитудного детектора 14, где оно детектируется и поступает на управляющий вход ключа 16, открывая его. При этом напряжение uпр4(t) с выхода усилителя 9 промежуточной частоты через открытый ключ 16 поступает на пьезоэлектрический преобразователь ячейки Брэгга 21, где происходит его преобразование в акустическое колебание.
Напряжения uпр4(t) и uпр5(t) одновременно поступают на два входа перемножителя 36, на выходе которого образуется гармоническое колебание
u7(t) = U7 ˙ cos(4πfпрt + Δϕг + Δϕ 2); 0≅t≅Тз1 где U7 = 
K2˙ Uпр4 ˙Uпр5; Δϕ2= ϕ5-ϕ6 . Это колебание выделяется узкополосным фильтром 37 и поступает на первый вход фазометра 38, на второй вход которого подается напряжение u4(t) с выхода узкополосного фильтра 31. Измеряемая фазометром 38 разность фаз Δϕ2 фиксируется индикатором 39.
В этом случае ФМн сигнал, принимаемый по первому зеркальному каналу на частоте fз1, анализируется фотодетектором 27, индикатор 39 фиксирует разность фаз Δϕ2 , определяющую направление на источник излучения, а временная задержка определяется с помощью блока 49 обработки сигналов.
Напряжение uпр(t) с выхода усилителя 9 промежуточной частоты через открытый ключ 16 одновременно поступает на первый вход блока 49 обработки. Напряжение uпр5(t) с выхода усилителя 10 промежуточной частоты одновременно поступает на первый вход перемножителя 44, на второй вход которого подается напряжение u4(t) с выхода узкополосного фильтра 31. На выходе перемножителя 44 образуется напряжение
u8(t) = U8 ˙cos[2πfпрt - ϕк(t)-ϕпр5-Δϕг] , где U8 = 1/2 K2˙ Uпр5˙ U4; которое выделяется полосовым фильтром 46 и поступает на второй вход блока 49 обработки сигналов. Перемножитель 44 и полосовой фильтр 46 предназначены для вырабатывания по частоте напряжений, поступающих на два входа блока 49 обработки.
Если ФМн сигналы принимаются по второму зеркальному каналу на частоте fз2
u9(t) = Uз2˙ cos[2π fз2t + ϕк (t) + ϕ9 ] ,
u10(t) = Uз2 ˙сos[2π fз2t + ϕк(t) + ϕ10 ] 0≅t≅Tз2, то в смесителях 5 и 6 они преобразуются в напряжения следующих частот:
f22 = fз2 - fг2 = fпр;
f21 = fз2 - fг1 = 3fпр, которые попадают в полосы пропускания Δf1 и Δf2 усилителей 11 и 8 промежуточной частоты
uпр6(t) = Uпр6 ˙cos[2π fпрt + ϕк(t) + ϕ пр6 ] ,
uпр7(t) = Uпр7˙cos[2πfпрt + ϕк (t) + ϕпр7 ] , 0≅t≅Tз2, где Uпр6 = 
К1˙ Uз2˙ Uг2;
Uпр7 = 
К˙ Uз2 ˙ Uг1;
fпр = fз2 - fг2; 3fпр = fз2 - fг1;
ϕпр6= ϕ9-ϕг2; ϕпр7= ϕ9-ϕг1 ; Напряжение uпр7(t) с выхода усилителя 8 промежуточной частоты поступает на вход амплитудного детектора 13, где оно детектируется и поступает на управляющий вход ключа 17, открывая его. При этом напряжение uпр6(t) с выхода усилителя 11 промежуточной частоты через открытый ключ 17 поступает на пьезоэлектрический преобразователь ячейки Брэгга 22, где происходит его преобразование в акустическое колебание.
Напряжения uпр6(t) и uпр7(t) одновременно поступают на два входа перемножителя 40, на выходе которого образуется гармоническое колебание
u11(t) = U11˙ cos[4π fпрt + Δϕг + Δϕ3 ), 0≅t≅ Tз2, где U11 = 1/2 K2˙ Uпр6˙ Uпр7;
Δϕ3= ϕ9-ϕ10. Это колебание выделяется узкополосным фильтром 41 и поступает на первый вход фазометра 42, на второй вход которого подается гармоническое колебание u4(t) с выхода узкополосного фильтра 31.
Измеряемая фазометром 42 разность Δϕ3 фиксируется индикатором 43. Напряжение uпр6(t) с выхода усилителя 11 через открытый ключ 17 одновременно поступает на первый вход блока 50 обработки сигналов. Напряжение uпр7(t) с выхода усилителя 8 промежуточной частоты одновременно поступает на первый вход перемножителя 45, на второй вход которого с выхода узкополосного фильтра 31 подается напряжение u4(t). На выходе перемножителя 45 образуется напряжение
u12(t) = U12 ˙cos[2πfпрt + ϕк(t) + ϕпр7 - Δϕ1] , 0≅t≅Tз2, где U12 = 1/2 K2˙ Uпр7˙ U4, которое выделяется полосовым фильтром 47 и поступает на второй вход блока 50 обработки.
В этом случае ФМн сигнал, принимаемый по второму зеркальному каналу на частоте fз2, анализируется матрицей 28 фотодетекторов, индикатор 43 фиксирует разность фаз Δϕ3 , определяющую направление на источник излучения, а временная задержка в цифровой форме определяется с помощью блока 50 обработки.
Если ФМн сигналы одновременно принимаются по основному каналу на частоте fс и по зеркальным каналам на частотах fз1 и fз2, то в работе участвуют все блоки приемника.
Таким образом, данный приемник по сравнению с прототипом обеспечивает повышение точности пеленгации источника излучения сложных сигналов. Это достигается увеличением измерительной базы d. Возникающая при этом неоднозначность отсчета угловой координаты γ , присущая фазовому методу пеленгации, и зависимость результатов пеленгации от несущей (промежуточной) частоты принимаемых сложных сигналов, устраняются корреляционной обработкой указанных сигналов.
Кроме того, данное устройство позволяет представить результаты пеленгации в цифровой форме, что обеспечивает возможность для их длительного хранения, передачи на большие расстояния по каналам связи и сопряжения с вычислительной техникой. (56) Основы радиоуправления. Под ред. Венцеля В. А. и Типугина В. Н. М. : Советское радио, 1973, с. 168-169.
Основы радиоуправления. Под ред. Венцеля В. А. и Типугина В. Н. М. : Советское радио, 1973, с. 166-167.
| название | год | авторы | номер документа |
|---|---|---|---|
| ПЕЛЕНГАТОР | 1991 |
|
RU2010258C1 |
| АКУСТИЧЕСКИЙ АНАЛИЗАТОР СПЕКТРА | 1992 |
|
RU2046358C1 |
| ПАНОРАМНЫЙ ПРИЕМНИК | 1992 |
|
RU2010245C1 |
| УСТРОЙСТВО ДЛЯ ПРИЕМА ШИРОКОПОЛОСНЫХ СИГНАЛОВ С ЛИНЕЙНОЙ ЧАСТОТНОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ | 1992 |
|
RU2010442C1 |
| СПУТНИКОВАЯ СИСТЕМА ДЛЯ ОПРЕДЕЛЕНИЯ МЕСТОПОЛОЖЕНИЯ СУДОВ И САМОЛЕТОВ, ПОТЕРПЕВШИХ АВАРИЮ | 1992 |
|
RU2027195C1 |
| ПРОТИВОУГОННОЕ УСТРОЙСТВО ДЛЯ ТРАНСПОРТНОГО СРЕДСТВА | 1992 |
|
RU2042548C1 |
| ПАНОРАМНЫЙ ПРИЕМНИК | 1991 |
|
RU2010244C1 |
| УСТРОЙСТВО ДЛЯ ПРИЕМА ШИРОКОПОЛОСНЫХ СИГНАЛОВ С ЛИНЕЙНОЙ ЧАСТОТНОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ | 1992 |
|
RU2010443C1 |
| УСТРОЙСТВО ДЛЯ РЕГИСТРАЦИИ ДЕЙСТВИЙ СПОРТСМЕНА НА ДИСТАНЦИИ | 1992 |
|
RU2031679C1 |
| УСТРОЙСТВО ОБНАРУЖЕНИЯ ВИДА ФАЗОМАНИПУЛИРОВАННЫХ СИГНАЛОВ | 1991 |
|
RU2010435C1 |
Изобретение относится к радиотехнике и может использоваться для приема сложных сигналов, анализа их амплитудного спектра и пеленгации источника излучения сложных сигналов. Сущность изобретения заключается в том, что в известное устройство, содержащее две приемные антенны, два смесителя, два гетеродина, усилитель промежуточной частоты, узкополосный фильтр, амплитудный детектор, фазометр и индикатор, введены четыре усилителя промежуточной частоты, амплитудные детекторы, три ключа, шесть перемножителей, три узкополосных фильтра, три блока обработки сигналов, два полосовых фильтра, два фазометра, два индикатора, последовательно соединенные и оптически сопряженные лазер, коллиматор, три ячейки Брэгга, три фокусирующие линзы. 2 з. п. ф-лы, 6 ил.
