СОГЛАСОВАННЫЙ ФИЛЬТР Российский патент 1994 года по МПК H03H9/46 

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в обнаружителях сигналов лазерных когерентных локаторов с непрерывным режимом излучения и обзором по угловым координатам.

В радио- и оптической локации широкое применение нашли широкополосные сигналы для повышения обнаружительной способности и разрешающей способности локаторов. Сжатие таких сигналов осуществляют в согласованных фильтрах, максимизирующих отношение сигнал/шум на их выходе. В качестве важного компонента такого согласованного фильтра используют дисперсионные линии задержки (ДЛЗ) на поверхностных акустических волнах (ПАВ).

Наиболее близким техническим решением является анализатор с ДЛЗ на ПАВ, осуществляющий спектровременное сжатие широкополосного сигнала локатора, который содержит последовательно включенные полосовой фильтр, смеситель и ДЛЗ, а также линейно-частотно-модулированный (ЛЧМ) гетеродин, включенный к второму входу смесителя. В таком анализаторе полосовой фильтр является существенно широкополосным в силу широкополосности самого обрабатываемого сигнала, что снижает возможности увеличения отношения сигнал/шум на выходе ДЛЗ в случае приема квазимонохроматических радиоимпульсных сигналов лазерных когерентных локаторов с непрерывным излучением и обзором по угловым координатам. Недостатком этого устройства также является его сложность.

Целью изобретения является упрощение фильтра.

Согласованный фильтр содержит последовательно соединенные полосовой фильтр, смеситель и ДЛЗ, а также ЛЧМ-гетеродин, поключенный к второму входу смесителя, и отличается введением в него компенсирующего усилителя и линии задержки на ПАВ, выходной электрод которой выполнен в виде согласованной с несущей частотой входного радиоимпульса монопериодической и непрерывной структуры с продольной длиной вдоль вектора распространения ПАВ, равно l_вых= Nv τ_n, где N - число, много большее единицы; v - скорость распространения ПАВ; τ_n - длительность входного радиоимпульса, причем выходной электрод соединен с входом полосового фильтра через компенсирующий усилитель, а полоса пропускания Δ f полосового фильтра соответствует условию τ f≈1/N τ_n.

Упрощение фильтра достигнуто путем когерентного накопления сигнала в монопериодической структуре выходного электрода линии задержки (ЛЗ) с последующей узкополосной фильтрацией расширенного до длительности в N раз радиоимпульсного сигнала и усиления смеси сигнала и шума перед смесителем до такого уровня, при котором собственный широкополосный шум смесителя можно не учитывать при оценке результирующего отношения сигнал/шум на выходе ДЛЗ.

На чертеже представлена схема согласованного фильтра.

Фильтр содержит последовательно соединенные ЛЗ 1 с входным 2 и выходным 3 электродами, компенсирующий усилитель 4, полосовой фильтр 5, смеситель 6, снабженный ЛЧМ-гетеродином 7, и ДЛЗ 8.

Входной радиоимпульс длительностью τ_n воздействует на входной электрод 2 ЛЗ 1, возбуждая в звукопроводе последней, выполненном из пьезоэлектрика, ПАВ в форме волнового цуга с продольным размером v τ_nвдоль вектора распространения ПАВ в звукопроводе ЛЗ. По мере движения этого цуга волн в пространстве выходного электрода 3 в его элементах возбуждаются ЭДС на частоте несущих колебаний входного радиоимпульса. В силу непрерывности и монопериодичности структуры выходного электрода 3 ЛЗ парциальные колебания, возбуждаемые локально в различных участках этого электрода, когерентно складываются во времени между собой, если выполняется условие согласования монопериодической структуры с частотой несущих колебаний входного радиоимпульса, в частности, когда расстояние между смежными штырями монопериодической структуры выходного электрода 3 равно половине длины волны несущего колебания входного радиоимпульса либо целочисленно-кратно ей для соответствующего ПАВ в звукопроводе ЛЗ 1. В результате такого накопления растет не амплитуда выходного радиоимпульса, а его длительность, т.е. имеет место спектровременное преобразование входного сигнала. В результате такого преобразования длительность выходного радиоимпульса, поступающего через компенсирующий усилитель 4 на вход полосового фильтра 5, когерентно расширяется в N раз, где N= τ*/τ_n, τ* - время длительного взаимодействия волнового цуга с выходным электродом 3 ЛЗ 1, определяемое длиной последнего l_вых=v τ*.

N-кратное расширение длительности радиоимпульса позволяет сузить в N раз полосу пропускания во входной цепи смесителя 6 путем выбора полосы пропускания Δ f в полосовом фильтре 5, равной (соизмеримой) обратной величине длительности радиоимпульса, образующегося на выходе ЛЗ 1, т.е. Δ f≈1/N τ_n. При этом отсутствует потеря энергии полезного сигнала, участвующего в процессе его сжатия во времени на основе ДЛЗ 8. С другой стороны, N-кратное сужение полосы пропускания в полосовом фильтре 5 обеспечивает инвариантность дисперсии шума на выходе полосового фильтра 5 по отношению к изменению времени взаимодействия волнового цуга в пространстве выходного электрода 3 ЛЗ, дисперсия шума на выходе которого при этом N-кратно возрастает в процессе N-кратного расширения радиоимпульса по длительности на выходе ЛЗ 1. В силу свойства инвариантности для дисперсии шума на выходе полосового фильтра 5, согласованного с длительностью расширенного когерентно радиоимпульса по вышеуказанному условию, стало возможным существенно увеличивать число N (кратность накопления энергии полезного сигнала) за счет увеличения длины выходного электрода 3 в ЛЗ 1, ограничение на величину которой определяется практически технологическими возможностями изготовления ЛЗ. Другим существенным ограничением числа N является фактор монохроматичности входного радиоимпульса, определяемый стабильностью частоты излучения лазерного передатчика локатора (дисперсией Аллана).

В компенсирующем усилителе 4 смесь сигнала и шума линейно усиливается до уровня, при котором дисперсия узкополосного шума на выходе полосового фильтра 5 оказывается существенно большей дисперсии собственного шума широкополосного тракта смесителя 6. Широкополосность тракта по цепи "смеситель-ДЛЗ" определяется рабочей полосой ДЛЗ Δ F_ЛЗ, которая на несколько порядков может быть больше полосы пропускания в полосовом фильтре 5, поэтому коэффициент усиления в компенсирующем усилителе 4 должен выбираться по условию
k > , где G_см - спектральная полость мощности шума смесителя 6 (обычно =3 ... 5). При выполнении этого условия собственным широкополосным шумом смесителя в полосе ДЛЗ 8 Δ F_ЛЗ можно пренебречь, и дисперсия шума на выходе ДЛЗ III останется почти такой же, как и на выходе полосового фильтра 5 (при условии, что коэффициент передачи в тракте "смеситель - ДЛЗ" равен единице, что требует, естественно, применения усилителя после ДЛЗ 8. В то же самое время полезный радиоимпульс длительностью τ*= N τ_nпосле его ЛЧМ-преобразования в смесителе 6 с ЛЧМ-колебанием гетеродина 7 будет сжат во времени с помощью ДЛЗ 8 в базу раз B= Δ F_ЛЗ τ_ЛЗ, где τ_ЛЗ- длительность импульсной характеристики ДЛЗ 8, которая выбирается из условия соизмеримости с длительностью когерентно расширенного во времени входного радиоимпульса (τ_ЛЗ≈τ*). В силу закона сохранения энергии такое временное сжатие выходного радиоимпульса на выходе ДЛЗ 8 приведет к -кратному увеличению амплитуды напряжения сжатого радиоимпульса (корреляционного пика) по сравнению с напряжением сигнала на выходе полосового фильтра 5 (также в предположении единичного коэффициента передачи в тракте "смеситель - ДЛЗ", как это имело место при рассмотрении величины дисперсии шума на выходе ДЛЗ 8).

В связи с тем, что отношение сигнал/шум на выходе полосового фильтра 5 не изменилось по отношению к исходному значению μ_o благодаря свойству инвариантности дисперсии шума на выходе полосового фильтра 5 по отношению к изменению числа N, т.е. по отношению к изменению длины выходного электрода 3 ЛЗ 1 при соблюдении условия выбора ширины полосы в полосовом фильтре Δ f ≈ 1/N τ_n, а работа широкополосного тракта (в полосе Δ F_ЛЗ) "смеситель - ДЛЗ" осуществляется практически без учета собственного шума смесителя за счет рационального выбора коэффициента усиления в компенсирующем усилителе 4, то нетрудно понять, что отношение сигнал/шум на выходе ДЛЗ 8 будет существенно увеличено (в B раз) по сравнению с максимально возможным значением μ_o, которое достигается на выходе известных оптимальных (согласованных) фильтров с учетом равномерного по спектру гауссовского шума на входе таких фильтров, т.е. на выходе ДЛЗ 8 отношение сигнал/шум μ* станет равным μ*=В μ_o. Это определяет конкретную пользу от применения предлагаемого фильтра.

П р и м е р. ЛЗ 1 работает на центральной частоте 60 МГц с переходным затуханием 80 дБ в полосе частот 10 МГц с длительностью взаимодействия волнового цуга ПАВ с выходным ее электродом τ*=85 мкс. На входной электрод 2 ЛЗ 1 воздействует радиоимпульс длительностью τ_n=100 нс и с несущей частотой 60 МГц, согласованной с монопериодической структурой выходного электрода ЛЗ1 с учетом скорости распространения ПАВ в звукопроводе ЛЗ (в пьезокварца V=3,16 мм/мкс). При этом кратность уширения N длительности радиоимпульса на выходе ЛЗ будет равна N=850. В качестве ДЛЗ 8 используем стандартную ДЛЗ типа ЖГЗ. 836.022 в режиме третьей гармоники с параметрами: Δ FЛЗ=120 МГц; τ_ЛЗ=40 мкс и центральной частотой полосы прозрачности в 180 МГц. Переходное затухание в такой ДЛЗ в режиме третьей гармоники будет порядка -80 дБ. При использовании ЛЧМ-гетеродина 7 с центральной частотой ЛЧМ-импульсов гетеродинирования в 240 МГц, длительностью импульсов 80 мкс и полосой перестройки по линейному закону в пределах от 360 до 120 Мгц получаем достаточную избыточность во времени ЛЧМ-сканинге в ЛЧМ-гетеродине 7, обусловленную неопределенностью момента приема локатором входного радиоимпульса, отраженного от объекта локации, и при этом получаем ЛЧМ-эквивалент когерентно расширенного по длительности радиоимпульса на выходе смесителя 6 с частотой перестройкой его в зависимости от момента приема входного радиоимпульса в частотных границах от 300 до 60 МГц во времени 80 мкс. Однако, поскольку длительность импульсной характеристики ДЛЗ 8 выбрана равной 40 мкс, т.е. меньше приблизительно вдвое длительности когерентно расширенного по длительности радиоимпульса на выходе полосового фильтра 5 (85 мкс), то не вся его энергия будет обрабатываться в процессе спектровременного сжатия в ДЛЗ 8 (а только длительность в 40 мкс). Тем не менее расширение длительности радиоимпульса на выходе полосового фильтра 5 до 85 мкс (избыточное по сравнению с длительностью импульсной характеристики ДЛЗ 8 в 40 мкс) оказывается полезным, поскольку расширяет диапазон неопределенности приема входного радиоимпульса по времени относительно синхроимпульса запуска ЛЧМ-гетеродина 7 до величины ± 22,5 мкс, т.е. расширяет глубину диапазона дальностей до объектов локации (в данном примере до 6,75 км, например, от 2,25 до 8 км). Коэффициент временного сжатия в ДЛЗ 8 без аподизации составляет B=120 МГц х 40 мкс= 4800. Если спектральная плотность мощности на входе приемника локатора равна G= 2˙10^-19 Вт/Гц в полосе шума 10 МГц, дисперсия шума на входе составляет 10^-12 Вт, и эта величина задает порог чувствительности обнаружителя (при отношении сигнал/шум на входе решающего устройства, равном единице). Это означает, что если для обеспечения в локаторе требуемой вероятности обнаружения сигнала необходимо, например, иметь отношение сигнал/шум на выходе ДЛЗ 8 равным =12, то с учетом сжатия в ДЛЗ 8 (4700) минимальная мощность обнаруживаемого сигнала, воздействующего на фотоприемное устройство локатора, равна 3˙10^-14 Вт. При спектральной плотности мощности шума в смесителе 6 около 3˙10^-18 ВТ/Гц в рабочей полосе ДЛЗ 8 в 120 МГц дисперсия шума на входе смесителя имеет порядок 3,6˙10^-10 Вт. Для пренебрежения этой дисперсией собственного широкополосного шума смесителя при оценке шума на выходе ДЛЗ 8 величина коэффициента усиления в компенсирующем усилителе 4 должна быть существенно больше, чем 380, например, около 60 дБ. С учетом потерь сигнала в в ЛЗ 1 (80 дБ) и в полосовом фильтре 5 (до 10 дБ) полное усиление в усилительном тракте от входа до смесителя должно быть не менее 150 дБ в узкой полосе частот порядка 12 кГц на средней частоте 60 МГц. Полоса пропускания тракта формируется в полосовом фильтре 5 и равна 12 кГц применительно к выражению Δ f≈1/N τ_n при заданной конструкции ЛЗ 1. Такой полосовой фильтр легко выполняется в виде интегральной пьезокерамической конструкции на ниобатe лития. Перестройка частоты в ЛЧМ-гетеродина 7 по линейному закону в диапазоне 360 ... 120 МГц за 80 мкс осуществляется по схеме частотно-фазовой автоподстройки на основе делителя с переменным коэффициентом деления частоты СВЧ-генератора в диапазоне 1860 ... 1620 МГц с последующим переносом СВЧ-колебания к заданному диапазону гетеродинированием.

Предлагаемое изобретение может найти применение также в анализаторах спектра высокой чувствительности, в измерительной технике, системах передачи информации, в сверхдальней космической связи и управлении лазерным излучением.

Изобретение относится к радиотехнике и приборостроению. Согласованный фильтр может быть использован в лазерной локации с когерентным приемом, непрерывным излучением и быстрым сканированием по угловым координатам, а также в измерительной технике и системах специализированной связи. Цель изобретения - упрощение фильтра. Упрощение фильтра достигнуто путем когерентного накопления сигнала в монопериодической структуре выходного электрода линии задержки (ЛЗ) с последующей узкополосной фильтрацией расширенного до длительности в N раз радиоимпульсного сигнала и усиления смеси сигнала и шума перед смесителем до такого уровня, при котором собственный широкополосный шум смесителя можно не учитывать при оценке результирующего отношения сигнал/шум на выходе ДЛЗ. 1 ил.

СОГЛАСОВАННЫЙ ФИЛЬТР, содержащий последовательно соединенные полосовой фильтр, смеситель и дисперсионную линию задержки, а также линейно-частотно-модулированный гетеродин, подключенный к второму входу смесителя, отличающийся тем, что, с целью упрощения устройства, в него введены последовательно соединенные компенсирующий усилитель и ультразвуковая линия задержки на поверхностных волнах, выходной электрод которой выполнен в виде монопериодической и непрерывной структуры с продольной длиной вдоль вектора распространения ультразвукового цуга волн, равной
l_вых = N τ_нV ,
где τ_н - длительность входного радиоимпульса;
N - целое число >> 1;
V - скорость распространения поверхностной ультразвуковой волны,
причем выходной электрод соединен с входом полосового фильтра через компенсирующий усилитель, а полоса пропускания Δ f полосового фильтра соответствует условию Δ f = 1 / N τ_н