АНАЛИЗАТОР СПЕКТРА СИГНАЛОВ Российский патент 2008 года по МПК G01R23/16 

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в анализаторах спектра радиосигналов с повышенной разрешающей способностью, например, для лазерных доплеровских локаторов с непрерывным режимом излучения.

Известны спектроанализаторы, в основе действия которых лежит одно из следующих явлений: интерференция, преломление при наличии дисперсии фазовой скорости, резонанс. Первые два явления используют для получения оптических спектров. Спектроанализаторы, использующие резонанс, наиболее универсальны. В качестве резонансных применяют колебательные контуры с сосредоточенными параметрами или отрезки линий с распределеными параметрами. Различают резонансные спектроанализаторы параллельного и последовательного действия. В параллельных спектроанализаторах используют набор резонаторов, настроенных на различные частоты и одновременно подвергающихся воздействию исследуемого колебания. В последовательных спектроанализаторах применяется один резонатор с переменной настройкой. Параллельный спектроанализатор имеет преимущество перед последовательным в скорости анализа, однако уступает ему в простоте. Последовательный анализатор пригоден для анализа периодических процессов или процессов, характер которых мало изменяется за время анализа.

Анализаторы спектра позволяют определить амплитуду и частоту спектральных компонент, входящих в состав анализируемого процесса. Важнейшей его характеристикой является разрешающая способность - наименьший интервал Δf по частоте между двумя спектральными линиями, которые еще разделяются спектроанализатором. Разрешающая способность определяется шириной полосы пропускания резонатора и связана со временем анализа Т соотношением Δf Т=const, причем значение этой константы зависит от параметров резонатора. Величина Т определяет время установления колебаний в резонаторе и пропорциональна значению избирательности последнего, то есть его полосе пропускания.

Избирательные свойства резонаторов описываются статическими резонансными характеристиками лишь при медленной перестройке резонансной частоты. В действительности перестройка ведется с определенной скоростью, поэтому для резонаторов вводится понятие динамических кривых резонанса, а для спектроанализаторов последовательного действия вводится понятие динамической разрешающей способности, которая зависит не только от свойств резонаторов, но и от времени анализа Т. Время анализа Т=2F/πμ(Δf)², где F - полоса анализа (ширина исследуемого диапазона частот), μ - допустимое динамическое расширение полосы пропускания.

Анализатор спектра может дать истинный спектр только тогда, когда анализируемое колебание x(t) периодично либо существует только в пределах интервала Т. При анализе длительных процессов анализатор спектра дает не истинный спектр S(ω) по бесконечным пределам интегрирования, а лишь его оценку S_Т(t₁, ω) с пределами интегрирования от t₁ до t₁+T, где t₁ - момент включения, и такая оценка определяет так называемый текущий спектр анализируемого колебания.

Случайные процессы принято характеризовать энергетическим спектром G(ω), определяющим распределение по шкале частот среднеквадратических значений используемого сигнала. Так, энергетический спектр G(ω) стационарного случайного процесса связан с текущим спектром S_T(ω) через усреднение квадрата последнего по множеству реализаций. Если процесс эргодический, то вместо усреднения по ансамблю реализаций можно использовать усреднение по времени вдоль одной реализации.

Кроме рассмотренных аналоговых спектроанализаторов существует широкий класс цифровых анализаторов, в которых вместо непрерывных реализации x(t) используются дискретные значения x(t_k)=х_k в дискретных временных точках t_k=k Δt, где k=0, 1, 2, 3..., N-1, Δt=T/N. Отсчеты x_k квантованы по величине, то есть представлены цифровыми кодами, например бинарными, с заданным числом двоичных разрядов. Развитие вычислительной техники способствовало появлению анализаторов спектра, действие которых основано на непосредственном вычислении коэффициентов разложения по определенной системе ортогональных, не обязательно гармонических, функций (см., напр., Харкевич А.А., Спектры и анализ, 4 изд., М., 1962; Дженкинс Г., Ватте Д. Спектральный анализ и его приложения, пер. с англ., М., 1971).

Известны способы анализа спектра, основанные на использовании согласованных фильтров (см., напр., Б.Р.Лезин. Теоретические основы статистической радиотехники, М., Сов. радио, 1974, кн.1-3; В.И.Тихонов. Оптимальный прием радиосигналов, М., Радио и связь, 1983). Для осуществления оптимального когерентного приема необходимо соблюсти следующие условия: передаваемые сигналы полностью известны и могут быть точно воспроизведены в приемном устройстве, канал связи гауссов с постоянными параметрами, искажения сигналов в канале связи отсутствуют, спектральная плотность аддитивной помехи известна, синхронизация принимаемых и опорных сигналов является идеальной. Применительно к лазерной доплеровской локации эти условия можно считать практически выполнимыми, поэтому процесс обнаружения цели сводится к регистрации в поле зрения фотоприемнка монохроматического сигнала, частота которого отличается от частоты зондирующего непрерывного излучения на величину доплеровского сдвига, определяющую радиальную скорость цели относительно локатора. Анализируя оптимальный алгоритм обработки сигналов, следует отметить, что идеальный приемник (приемник Котельникова) определяет в гильбертовом пространстве сигналов расстояние между принятым сигналом и всеми другими сигналами и принимает решение, что передавался именно тот сигнал, к которому принятый ближе всего. Однако указанная интерпретация процесса оптимальной обработки сигнала основана на учете того обстоятельства, что энтропия сигнала не равна нулю, то есть сигнал является модулированным. В лазерной доплеровской локации может использоваться немодулированное монохроматическое излучение одночастотных лазеров с нулевой энтропией зондирующего сигнала, однако в отраженном от цели сигнале содержится полная информация о радиальной скорости цели, и в этом смысле нельзя принимать энтропию такого сигнала нулевой. Кроме того, наличие самого отраженного сигнала также содержит полезную информацию о факте обнаружения цели локатором.

В основе различных структурных схем оптимального приемника обычно лежат схемы линейной обработки сигналов. Их отличие состоит в аппаратурной реализации схем линейной обработки, к числу которых относятся оптимальный корреляционный приемник, оптимальный приемник на согласованных фильтрах и другие.

При работе лазерного доплеровского локатора в режиме сканирования по угловым координатам (в поисковом режиме) принимаемое излучение от цели с неизвестным доплеровским сдвигом частоты представляет собой радиоимпульс длительностью Т_имп=γ/ Ω, где γ - мгновенный угол зрения фотоприемника в плоскости углового сканирования, Ω - угловая скорость сканирования. При использовании анализатора спектра параллельного действия его полоса пропускания ΔF_∑ выбирается из условия ΔF_∑=2 ΔV ν/с, где ΔV - полоса неопределенности радиальных скоростей цели, ν - частота лазерного излучения, c - скорость света, а число фильтров М определяется полосой пропускания каждого из них Δf₁=ΔF_∑/М. Так, при длительности принимаемого импульса Т_имп=0,5 мс и полосе анализа ΔF_∑=10 МГц получаем М=5000, и такой анализатор становится весьма громоздким. По схеме последовательного анализа с узкополосным фильтром (для приведенного выше примера Δf₁=2 кГц) возникает другая сложность, связанная с низким быстродействием локатора в режиме его сканирования по угловым координатам, поскольку скорость изменения частоты гетеродина анализатора выбирается из условия df_гет/dt≈Δf₁ ², и при этом время поиска по частоте в заданном угловом направлении Т_п=ΔF_∑/Δf₁ ² существенно превосходит длительность принимаемого импульса Т_п>>Т_имп (в данном примере Т_п=2,5 с), что и приводит к необходимости резкого снижения угловой скорости Ω сканирования, чтобы не пропустить цель.

С учетом указанных обстоятельств автором предложен способ спектрального анализа на основе следующей последовательности операций:

- входной сигнал предварительно усиливают и разделяют на n частей с приблизительно равным отношением сигнал/шум в них;

- формируют линейно-частотно-модулированный (ЛЧМ) сигнал гетеродинирования в виде радиоимпульсов, следующих с частотой запускающих синхросигналов;

- разделяют сформированный ЛЧМ-импульс на n частей;

- сдвигают во времени каждую из n частей ЛЧМ-импульса гетеродинирования на время, не менее чем на порядок большее обратной величины полосы пропускания при спектроанализе с использованием дисперсионных линий задержки (ДЛЗ);

- преобразуют n составляющих входного сигнала в соответствующие ЛЧМ-эквиваленты путем смешения n составляющих входного сигнала с n ЛЧМ импульсами гетеродинирования, взаимно сдвинутыми во времени;

- осуществляют спектро-временное сжатие n полученных ЛЧМ-эквивалентов входного сигнала в соответствующих n согласованных фильтрах на ДЛЗ;

- задерживают во времени сжатые радиоимпульсы до их временного совмещения между собой с использованием n-канальной линии задержки;

- детектируют по амплитуде n задержанных радиоимпульсов;

- складывают в аналоговом сумматоре n полученных детектированием видеоимпульсов;

- подвергают результирующий видеоимпульс пороговому ограничению по минимуму в компараторе при заданном значении порогового уровня ограничения;

- измеряют интервал времени между возникновением импульса на выходе компаратора с синхроимпульсом, создающим ЛЧМ-импульс гетеродинирования;

- определяют частоту входного сигнала - частоту доплеровского сдвига - по величине указанного измеренного интервала времени с учетом характеристики используемых ДЛЗ.

Использование данного способа спектрального анализа, а точнее - измерения несущей частоты принимаемого сигнала, содержащего доплеровский сдвиг, позволяет увеличить произведение энергетического потенциала локатора на его быстродействие благодаря тому, что существенно сокращается число каналов анализа (n<<ΔF_∑/Δf₁) с некоррелируемыми шумовыми составляющими в них, поскольку на входе использован широкополосный тракт, а время задержки Δτ в расщепляемых n ЛЧМ-импульсах гетеродинирования для смежных каналов существенно превышает обратную величину полосы пропускания входного приемного тракта Δτ>>1/ΔF_∑, что позволяет повысить отношение сигнал/шум в суммируемом сжатом видеоимпульсе по сравнению с таковым в каждом отдельно взятом сжатом радиоимпульсе (в одном канале с ДЛЗ).

Рассмотренный способ может быть использован в заявляемом техническом решении в качестве ближайшего аналога (прототипа).

Недостатком известного способа является его некоторая громоздкость, связанная с применением n однотипных ДЛЗ и дополнительной n-канальной линии задержки сжатых ЛЧМ-импульсов.

Целью изобретения является упрощение реализующего способ устройства.

Указанная цель достигается в анализаторе спектра сигналов, содержащем входной полосовой усилитель с n выходами, соединенными с n смесителями, гетеродинные входы которых подключены через n-отводную линию задержки к выходу генератора линейно-частотно-модулированных импульсов, управляющий вход которого соединен с первым выходом генератора синхроимпульсов, n выходов смесителей соответственно соединены с n широкополосными усилителями, а также последовательно соединенные амплитудный ограничитель по минимуму, схему временного сравнения и преобразователь «время-частота», причем второй выход генератора синхроимпульсов подключен ко второму входу схемы временного сравнения, отличающемся тем, что в нем установлены подключенная к n выходам широкополосных усилителей n-канальная дисперсионная линия задержки, имеющая общий для всех n ее каналов выходной электрод, подключенный через выходной широкополосный усилитель к амплитудному детектору, который выходом соединен с входом амплитудного ограничителя по минимуму, причем временные задержки в n-канальной дисперсионной линии задержки выполнены соответствующими задержкам в n-отводной линии задержки для соответствующих каналов.

Достижение поставленной цели объясняется существенным сокращением количества оборудования: вместо n отдельных ДЛЗ и второй (как в прототипе) n-канальной линии задержки в заявляемом техническом решении использована интегрированная ДЛЗ. На ее единой звукопроводящей подложке выполнены n однотипных каналов ДЛЗ, из n рассредоточенных по длине входных электродов относительно общего для всех n ее каналов выходного электрода для организации разных временных задержек, согласованных с задержками в соответствующих каналах n-отводной линии задержки, кроме того, в заявляемом техническом решении в n раз сокращено количество выходных широкополосных усилителей и амплитудных детекторов. Наиболее сложная часть такой интегрированной ДЛЗ - ее выходной электрод - является общим для всех n каналов, поэтому усложнение связано только с установкой на общем звукопроводе n входных электродов и с некоторым удлинением звукопровода для рассредоточения этих входных электродов по длине. Методами литографии изготовление такой ДЛЗ не вызывает особых затруднений.

Заявляемое техническое решение понятно из представленной фиг.1. На фиг.2 приведены графические пояснения процессов преобразования «частота-время».

Устройство содержит последовательно установленные входной полосовой усилитель с n выходами 1, n смесителей 2, 3, ...4, n широкополосных усилителей 5, 6, ...7, n-канальную дисперсионную линию задержки 8, содержащую n входных электродов 9, 10, ...11 и один общий выходной электрод 12, выходной широкополосный усилитель 13, амплитудный детектор 14, амплитудный ограничитель по минимуму 15, схему временного сравнения 16 и преобразователь «время-частота» 17. В устройстве также имеется генератор синхроимпульсов 18, первый выход которого соединен с генератором ЛЧМ-импульсов 19, а второй - со вторым входом схемы временного сравнения 16, и n-отводная линия задержки 20, входной электрод 21 которой подключен к выходу генератора ЛЧМ-импульсов 19, а n выходных ее электродов 22, 23, ...24 - к гетеродинным входам n смесителей 2, 3, ...4 соответственно.

Рассмотрим действие заявляемого анализатора спектра сигналов.

Общая схема реализации анализа на основе использования ДЛЗ сводится к преобразованию входного сигнала в ЛЧМ-эквивалент с последующим его сжатием в ДЛЗ, согласованной с применяемым ЛЧМ-импульсом гетеродинирования. После детектирования короткого радиоимпульса и его ограничения по минимуму с заданной величиной порога ограничения осуществляется временное сравнение фронтов полученного указанной обработкой видеоимпульса с синхроимпульсом, запускающим генератор ЛЧМ-импульсов гетеродинирования, и по величине измеренного временного интервала судят о частоте входного сигнала. Таким образом, изменение частоты входного сигнала преобразуется во временное смещение сжимаемого в ДЛЗ импульса [1-6]. При этом важно отметить, что шумовая составляющая широкополосного тракта прохождения ЛЧМ-эквивалента практически не сказывается на снижении отношения сигнал/шум на выходе решающего устройства (то есть на выходе амплитудного ограничителя по минимуму), поскольку усиление входного сигнала, поступающего на вход смесителя, выбрано достаточно большим.

Главными параметрами ДЛЗ являются длительность ее импульсной характеристики (времени задержки) τ_лз и полоса пропускания ΔF_лз, произведение которых определяет величину базы В=τ_лзΔF_лз>>1. Энергия ЛЧМ-эквивалента принимаемого сигнала определяется длительностью импульсной характеристики τ_лз, и в результате сжатия ЛЧМ-сигнала в согласованной с ним ДЛЗ на ее выходе образуется весьма короткий радиоимпульс длительностью t_имп=1/ΔF_лз, что приводит к увеличению отношения сигнал/шум в (В)^1/2 раз по сравнению с отношением на входе устройства. Построение n-канального анализатора на ДЛЗ позволяет дополнительно повысить это отношение еще в (n)^1/2 раз. Последнее связано с некоррелированностью суммируемых шумовых компонент на выходах n широкополосных усилителей 5, 6, ...7 из-за вводимой временной задержки ЛЧМ-импульсов гетеродинирования на интервалы Δτ>>1/ΔF_Σ за счет применения n-отводной линии задержки 20 при формировании ЛЧМ-эквивалентов входного сигнала в смесителях 2, 3, ...4. Полная задержка в этой линии составляет величину (n-1)Δτ, что определяет полную временную задержку ΔT_лз в n-канальной дисперсионной линии задержки 8 как сумму ΔT_лз≥(n-1)Δτ+τ_лз.

На фиг.2а изображена последовательность синхроимпульсов, запускающих работу генератора ЛЧМ-импульсов 19 и определяющих начало отсчета времени в схеме временного сравнения 16, которые вырабатываются в генераторе синхроимпульсов 18.

На фиг.2б даны частотно-временные диаграммы процесса формирования ЛЧМ-импульсов гетеродинирования с линейно-возрастающей во времени частотой f_лчмГ(t) в рабочем участке работы анализатора, преобразования входного сигнала частоты f_c=const(t) в сигналы - ЛЧМ-эквиваленты - путем смешения его частоты f_c с частотой f_лчмГ(t), в результате чего образуются ЛЧМ-эквиваленты частоты f_лчмЭ(t). Поскольку частота входного сигнала находится в пределах некоторой полосы частот ΔF_Σ, то при изменении частоты f_c (при изменении радиальной скорости движения цели) в пределах этого диапазона ΔF_Σ будет смещаться и характеристика ЛЧМ-эквивалента вдоль частотной оси, как это показано пунктирными линиями. Заштрихованная полоса, ограниченная пунктиром, относится к спектро-временной характеристике ДЛЗ: ее ширина соответствует полосе пропускания ДЛЗ ΔF_лз, а ее длина соответствует проекции наклонной прямой колебания ЛЧМ-эквивалента f_лчмЭ(t) на ось абсцисс, которая заключена внутри указанной полосы ДЛЗ ΔF_лз, и характеризует величину импульсной характеристики ДЛЗ τ_лз.

На фиг.2в представлен импульс-отклик процесса «сжатия» ЛЧМ-эквивалента f_лчмЭ(t) на выходе ДЛЗ - сигнал u_имп(t) с длительностью t_имп=1/ΔF_лз. Его временное положение может изменяться в указанных пунктиром пределах при изменении частоты входного сигнала f_c в заданном диапазоне частот ΔF_Σ.

На фиг.2г показан импульс u_cp(t) длительностью τ_зад, образующийся на выходе схемы временного сравнения 16 и определяющий интервал времени между моментами действия фронтов синхроимпульса (фиг.2а) и импульса на выходе амплитудного ограничителя по минимуму 15 (фиг.2в). Этот импульс может иметь различную длительность τ_зад в зависимости от значения частоты входного сигнала f_c (показано пунктиром).

Длительность образующегося импульса на выходе схемы временного сравнения 16 обрабатывается в преобразователе «время-частота» 17 путем его заполнения высокочастотными импульсами счета, следующими с частотой f_сч. Их число N_сч=τ_зад f_сч однозначно связано со значением измеряемой частоты f_c. Период следования счетных импульсов определяет погрешность измерения временного интервала τ_зад и, следовательно, погрешность определения частоты f_c. Значение частоты входного сигнала в цифровом коде поступает на соответствующее устройство доплеровского локатора, перерабатывающее получаемую информацию в интересах функционирования тех средств, для которых используется локатор.

Заявляемое техническое решение отличается от рассмотренного одноканального анализатора с использованием ДЛЗ тем, что в нем применена n-канальная ДЛЗ с целью повышения отношения сигнал/шум на выходе амплитудного ограничителя по минимуму, необходимого для увеличения энергетического потенциала локатора (увеличения дальности обнаружения цели). Для организации n-канальной обработки принимаемого сигнала его расщепляют на n равных частей, и все эти части являются взаимно когерентными, а сами колебания в пределах процедуры анализа считаются монохроматическими (с частотой f_c). Каждый из таких сигналов преобразуется в смесителях 2, 3, ...4 (фиг.1) в соответствующие ЛЧМ-эквиваленты f_лчмЭ(t) по правилу f_лчмЭ(t)=f_лчмГ(t)-f_c преобразованием с частотой ЛЧМ-импульсов гетеродинирования f_лчмГ(t), которые также расщепляются на n частей, но сдвинутых по времени для смежных смесителей 2, 3, ...4 на временной интервал Δτ с помощью n-отводной линии задержки 20. При этом весьма важно отметить, что при соблюдении условия Δτ>>1/ΔF_∑ шумовые составляющие гауссова шума в сигнальных составляющих принимаемого сигнала являются взаимно некоррелируемыми, так как известно, что интервал корреляции обратно пропорционален полосе канала, то есть равен Δt_корр=1/ΔF_∑, что при последующем их сложении на выходе ДЛЗ 8 определяет рост шумовых компонент пропорционально корню квадратному из числа каналов обработки n, при этом накопление сигнальных компонент оказывается пропорциональным числу n, из чего следует, что отношение сигнал/шум дополнительно возрастает пропорционально (n)^1/2. Поскольку и сами ЛЧМ-импульсы гетеродинирования в их n частях также являются взаимно когерентными, поскольку образованы от одного источника - генератора ЛЧМ-импульсов 19, то сигнальные компоненты при их преобразовании в ЛЧМ-эквиваленты и последующей обработке в n-канальной ДЛЗ 8 складываются когерентно на выходе последней. При этом различие по времени действия ЛЧМ-импульсов гетеродинировапния компенсируется таким же различием задержек соответствующих ЛЧМ-эквивалентов в n-канальной ДЛЗ 8, как это видно из фиг.1, и при этом все n сжатых радиоимпульсов возникают на выходе ДЛЗ одновременно.

Сжатый импульс-отклик после амплитудного детектирования подвергается пороговому ограничению, уровень ограничения U_пор при этом следует выбрать из заданного значения вероятности ложных тревог G_лт, вероятности правильного обнаружения S_обн и спектральной плотности шума на выходе ДЛЗ σ_{ш вых}. Величина относительного порога ограничения где Ф^-1 - обратный оператор от интеграла вероятностей вида:

При этом вероятность правильного обнаружения сигнала где μ_вых - значение отношения сигнал/шум на выходе ДЛЗ 8, величина которого по сравнению со значением μ₀ на входе приемника растет пропорционально (n В)^1/2.

Рассмотрим один из примеров реализации заявляемого анализатора. Пусть лазерный доплеровский локатор на одночастотном CO₂-лазере непрерывного действия (ν=2,83·10¹³ Гц) ориентирован на обнаружение цели и измерение ее радиальной скорости V=300 м/с при движении цели по курсу, составляющему угол к оптической оси локатора в пределах [-π/6≤θ≤π/6]. Следовательно, частота доплеровского сдвига f_c лазерного излучения принимает значения из диапазона (5,66-4,90)·10⁷ Гц, то есть полоса частот приема ΔF_∑=7,6 МГц. Выбираем с запасом полосу приема равной ΔF_∑=10 МГц. Пусть угловая скорость обзора и мгновенный угол зрения локатора таковы, что импульс-отклик от цели не превосходит величины Т_имп=γ/ Ω=0,5 мс. Зададимся параметрами ДЛЗ 8 - полоса пропускания ΔF_лз=40 МГц и длительность импульсной характеристики τ_лз=40 мкс, то есть выбираем ДЛЗ с базой В=1600. Пусть число каналов обработки равно n=64. Тогда при интервале корреляции для шумовых компонент Δt_корр=1/ΔF_Σ=0,1 мкс можно выбрать канальную задержку Δτ в n-отводной линии задержки 20 равной Δτ=1 мкс, то есть полная величина задержки в этой линии будет несколько больше величины Δτ n=64 мкс, что реально выполнимо. Полная задержка в ДЛЗ 8 с 64-входными электродами 9, 10, ...11 будет соответствовать величине ΔT_лз≥(n-1)Δτ+τ_лз (при этом знак «больше» указывает на наличие технологического зазора между последним входным электродом 11 ДЛЗ 8 и ее выходным электродом 12). При этом время задержки импульса на выходе ДЛЗ (выходе амплитудного ограничителя по минимуму 15) τ_зад составляет величину порядка 110 мкс. Поскольку диапазон частотной перестройки в генераторе ЛЧМ-импульсов 19 должен выбираться из условия Δf_лчмГ≥ΔF_Σ+ΔF_лз=50 МГц, это означает, что за время контакта с целью Т_имп=γ/ Ω=0,5 мс можно произвести k≤Т_имп/τ_зад(1+ΔF_Σ/ΔF_лз)=10 циклов анализа, что дополнительно способствует уточнению исследуемого локатором параметра цели - ее радиальной скорости (усреднением данных в преобразователе «время-частота» 17). Длительность сжатого видеоимпульса на выходе амплитудного ограничителя по минимуму 15 имеет порядок t_имп=1/ΔF_лз=25 нс, разрешающая способность анализатора по частоте Δf_c=1/τ_зад=25 кГц и соответствует числу каналов эквивалентного параллельного анализатора с полосой приема ΔF_Σ=10 МГц, равному 400. Указанная величина разрешающей способности по частоте соответствует точности измерения радиальной скорости, равной δV=сΔf_c/2ν=λΔf_c/2=0,132 м/с, что вполне приемлемо. При этом отношение сигнал/шум на выходе решающего устройства увеличивается в (В n)^1/2=320 раз по сравнению с обычными анализаторами без использования ДЛЗ и когерентного накопления. При этом необходимо достаточно точно выполнить топологию n-канальной ДЛЗ 8 и n-отводной линии задержки 20. На фиг.2 рассматриваемый выше пример соответствует цели, движущейся априорно со скоростью V₀=300 м/с при отклонении ее курса от оптической оси локатора на угол θ=arccos(280,9/300)≈20,6⁰, так как f_c=53 МГц, что соответствует радиальной скорости цели V=280,9 м/с.

Конкретные характеристики энергетического потенциала локатора с рассмотренным анализатором определяются также мощностью и кратковременной стабильностью частоты излучения лазера. Последнее важно в связи с необходимостью осуществления когерентного приема отраженных от дифракционно-ограниченной цели излучений, чтобы за время задержки оптического излучения до цели и обратно (для дальности до цели 5 км эта задержка составляет 34 мкс в воздухе) сохранялась взаимная когерентность смешиваемых излучений. С целью повышения кратковременной стабильности частоты излучения лазера используют системы автоматической подстройки частоты (АПЧ), известные из работы автора [9]. Так, для одночастотного CO₂-лазера (λ=10,6 мкм) получают крутизну характеристики для кратковременной стабильности частоты S_ст˜100 Гц/мкс, так что за время задержки излучения до цели и обратно частота принимаемого и гетеродинного излучений не различается более чем на 3,4 кГц, что обеспечивает высокую степень когерентности при фотосмешении оптических излучений.

Заявляемое техническое решение ново, отражает изобретательский уровень и промышленно применимо, то есть отвечает критерию патентоспособности.

Литература

1. Тверской В.И. Дисперсионно-временные методы измерения спектров радиосигналов. - М., Сов. радио, 1974.

2. Фильтры на поверхностных акустических волнах, под ред. Г.Мэттьюза. - М., Сов. радио, 1981, 472 с.

3. Меньших О.Ф. Согласованный фильтр. Патент № 2016493, БИ № 13 за 1994 г.

4. Меньших О.Ф. Способ анализа спектра сигналов, Авт. свид. СССР № 470758 за 1972 г.

5. Меньших О.Ф. Способ локации. Патент № 2296350, БИ № 9 за 2007 г.

6. Меньших О.Ф. Устройство для анализа спектра сигналов. Патент РФ № 2040798.

7. Меньших О.Ф. Обнаружитель моноимпульсного сигнала. Патент РФ № 2046370.

8. Меньших О.Ф. Ультразвуковой микроскоп. Патент № 2296350, БИ № 6 за 2006 г.

9. Меньших О.Ф. Устройство автоматической подстройки частоты, Авт. свид. СССР № 350125 за 1970 г.

Изобретение может быть использовано в анализаторах спектра радиосигналов с повышенной разрешающей способностью, например, для лазерных доплеровских локаторов с непрерывным режимом излучения. Анализатор содержит входной полосовой усилитель с n выходами, соединенными с n смесителями, гетеродинные входы которых подключены через n-отводную линию задержки к выходу генератора линейно-частотно-модулированных импульсов, управляющий вход которого соединен с первым выходом генератора синхроимпульсов, n выходов смесителей соответственно соединены с n широкополосными усилителями, а также последовательно соединенные амплитудный ограничитель по минимуму, схему временного сравнения и преобразователь "время-частота", второй выход генератора синхроимпульсов подключен ко второму входу схемы временного сравнения, отличающийся тем, что в нем установлены подключенная к n выходам широкополосных усилителей n-канальная дисперсионная линия задержки, имеющая общий для всех n ее каналов выходной электрод, подключенный через выходной широкополосный усилитель к амплитудному детектору, который выходом соединен с входом амплитудного ограничителя по минимуму. Временные задержки в n-канальной дисперсионной линии задержки выполнены соответствующими задержкам в n-отводной линии задержки для соответствующих каналов. Технический результат заключается в увеличении быстродействия и повышении отношения сигнал/шум на выходе решающего блока в (n В)^1/2 раз. 2 ил.

Анализатор спектра сигналов, содержащий входной полосовой усилитель с n выходами, соединенными с n смесителями, гетеродинные входы которых подключены через n-отводную линию задержки к выходу генератора линейно-частотно-модулированных импульсов, управляющий вход которого соединен с первым выходом генератора синхроимпульсов, n выходов смесителей соответственно соединены с n широкополосными усилителями, а также последовательно соединенные амплитудный ограничитель по минимуму, схему временного сравнения и преобразователь "время-частота", причем второй выход генератора синхроимпульсов подключен ко второму входу схемы временного сравнения, отличающийся тем, что в нем установлены подключенная к n выходам широкополосных усилителей n-канальная дисперсионная линия задержки, имеющая общий для всех n ее каналов выходной электрод, подключенный через выходной широкополосный усилитель к амплитудному детектору, который выходом соединен с входом амплитудного ограничителя по минимуму, причем временные задержки в n-канальной дисперсионной линии задержки выполнены соответствующими задержкам в n-отводной линии задержки для соответствующих каналов.