ОБНАРУЖИТЕЛЬ РАДИОИМПУЛЬСНОГО СИГНАЛА Российский патент 2007 года по МПК G01S7/288 

Изобретение относится к областям радиотехники и акустики и может быть использовано в локации неподвижных объектов, пеленгации, радио- и радиотехнической разведке и системах телеметрической связи в качестве обнаружителя периодических последовательностей взаимно когерентных радиоимпульсных сигналов с известной частотой несущих колебаний.

Известны обнаружители радиоимпульсных сигналов на основе оптимальных фильтров и рециркуляционных когерентных накопителей (напр., В.И.Тихонов. Оптимальный прием сигналов, М., Сов. радио, 1974; Измерения в радиотехнике, Справочник. / Под ред. В.А.Кузнецова, М., Энергоатомиздат, 1967, с.443-447, рис.14.14; В.И.Тверской, Дисперсионно-временные методы измерений спектров сигналов, М., Сов. радио, 1974; Ю.С.Лезин, Оптимальные фильтры и накопители импульсных сигналов, М., Сов. радио, 1969, с.256-286, а также ряд работ автора [1-13] по обработке информации на основе дисперсионных линий задержки).

Ближайшим аналогом заявляемого технического решения является согласованный фильтр, известный из патента РФ №2016493 того же автора, который содержит последовательно соединенные первый компенсирующий усилитель, полосовой фильтр, смеситель и дисперсионную линию задержки, а также линейно-частотно-модулированный гетеродин, подключенный ко второму входу смесителя.

Недостатком известного решения является его пониженная надежность и недостаточная обнаружительная способность.

Целью изобретения является повышение надежности его функционирования и увеличение обнаружительной способности.

Поставленные цели достигаются в заявляемом техническом решении, содержащем последовательно соединенные первый компенсирующий усилитель, полосовой фильтр, смеситель и дисперсионную линию задержки, а также линейно-частотно-модулированный гетеродин, подключенный ко второму входу смесителя, отличающемся тем, что в него введены последовательно соединенные входное устройство, предназначенное для радиоимпульсных сигналов с априорно известной частотой несущих колебаний и сумматор, введены также второй компенсирующий усилитель, усилитель обратной связи, линия задержки с длительным взаимодействием, имеющая входной, промежуточный и выходной электроды в виде встречно-штыревых преобразователей, а также последовательно соединенные амплитудный детектор, пороговое устройство, одновибратор и коммутатор, выходом подключенный ко второму входу сумматора, усилитель обратной связи входом соединен с промежуточным электродом линии задержки с длительным взаимодействием, а выходом - с вторым входом коммутатора, выходной электрод линии задержки с длительным взаимодействием выполнен в виде протяженной монопериодической структуры, согласованной с несущей частотой принимаемых радиоимпульсных сигналов, и соединен с входом первого компенсирующего усилителя, а выход второго компенсирующего усилителя соединен с входом амплитудного детектора, кроме того, выход порогового устройства образует выходной тракт обнаружителя, при этом сумматор, линия задержки длительного взаимодействия в промежутке между ее входным и промежуточным встречно-штыревыми преобразователями, усилитель обратной связи и коммутатор образуют рециркуляционную цепь, а линия задержки с длительным взаимодействием выполнена с возможностью обеспечения на ее выходе радиоимпульсного сигнала длительностью τ_{ВЫХ ЛЗДВ}=2τ^*, где τ^*=L_ВЫХ/v, L_ВЫХ - протяженность выходного встречно-штыревого преобразователя, v -скорость распространения поверхностной акустической волны.

Достижение поставленных целей в заявляемом техническом решении объясняется использованием линии задержки с длительным взаимодействием (ЛЗДВ), которая при современном уровне технологии акустоэлектронных компонентов позволяет обеспечить высокую точность расположения на звуконосителе электродов - встречно-штыревых преобразователей (ВШП), что приводит к существенному увеличению длительности формируемого в линии задержки с длительным взаимодействием радиосигнала (с учетом действия рециркуляционной цепи) с частотой несущих колебаний, равной несущей частоте входных радиоимпульсов. Управление работой рециркуляционной цепи накопителя введением коммутатора с двумя входами позволяет разрывать цепь обратной связи в рециркуляционной цепи «сумматор с двумя входами - входной ВШП - промежуточный ВШП - коммутатор с двумя входами» при обнаружении радиоимпульсного сигнала, в результате которого запускается одновибратор, импульс которого воздействует на управляющий вход коммутатора с двумя входами, разрывая цепь обратной связи рециркулятора, а после окончания импульса одновибратора устройство вновь переходит в режим обнаружения новых радиоимпульсов. Срыв колебаний в рециркуляционной цепи по мере обнаружения радиоимпульсов ограничивает длительность цуга акустической волны соразмерно длине выходного ВШП, в котором происходит дополнительное накопление принимаемого сигнала, повышающее отношение сигнал/шум на выходе обнаружителя, не допуская возможности ложного срабатывания в режиме поиска радиоизлучения угловым сканированием.

Устройство понятно из представленной блок-схемы на фиг.1 и графиков на фиг.2 и на фиг.3

Обнаружитель радиоимпульсного сигнала состоит из последовательно включенных входного устройства 1, сумматора с двумя входами 2, линии задержки с длительным взаимодействием 3 (ЛЗДВ) с входным 4, промежуточным 5 и выходным 6 ВШП, первого компенсирующего усилителя 7, полосового фильтра 8, смесителя 9, к гетеродинному входу которого подключен выход линейно-частотно-модулированного гетеродина 10 (ЛЧМГ), дисперсионной линии задержки 11 (ДЛЗ), второго компенсирующего усилителя 12, амплитудного детектора 13, порогового устройства 14, одновибратора 15 и коммутатора с двумя входами 16, выход которого соединен со вторым входом сумматора с двумя входами 2, а также из усилителя обратной связи 17 рециркуляционной цепи. Принимаемый сигнал подается на входное устройство 1, а выходом обнаружителя является выход порогового устройства 14.

На фиг.2 представлены амплитудно-временные характеристики принимаемого сигнала (например, псевдослучайной последовательности взаимно когерентных радиоимпульсов с периодом повторения последовательности Т_П), работы одновибратора 15, процесса накопления радиоимпульсных сигналов на выходе сумматора с двумя входами 2 при работе рециркуляционной цепи, работы ЛЧМГ 10, а также получения отклика устройства в форме сверхкороткого видеоимпульса на выходе амплитудного детектора 13.

На фиг.3 показаны частотно-временные характеристики процесса формирования импульса-отклика устройства при обнаружении детерминированного радиоимпульсного сигнала в форме периодической или псевдослучайной последовательности взаимно когерентных радиоимпульсов с известной несущей частотой, в частности, для принимаемого излучения, ЛЧМГ 10 и формируемого на выходе смесителя 9 ЛЧМ-эквивалента принимаемого и накопленного сигнала, сопряженного с частотной характеристикой ДЛЗ 11 (последняя на фиг.3 показана штрихованием).

Рассмотрим действие заявляемого устройства.

В отсутствие полезного сигнала на входе входного устройства 1 действует гауссовский шум с дисперсией σ_ш ², который многократно накапливается при работе рециркуляционной цепи, состоящей из сумматора с двумя входами 2, ЛЗДВ 3 в пространстве между ее входным 4 и промежуточным 5 ВШП, усилителя обратной связи 17 и нормально открытого коммутатора с двумя входами 16. Можно показать, что при достаточно большом числе циркуляций шума с учетом их взаимной некоррелированности дисперсия шума на выходе сумматора с двумя входами 2 возрастает до уровня σ_шΣ ²=σ_ш ²/(1-К₀ ²), где К₀ - коэффициент обратной связи в рециркуляционной цепи, определяемый всеми потерями в ней и коэффициентом усиления в усилителе обратной связи 17 и весьма близкий к единице. Поскольку обратная связь является положительной, для исключения самовозбуждения рециркулятора величина К₀<1. Некоррелируемость шумовых компонент между собой объясняется тем, что полоса пропускания входного устройства 1 выбрана равной ΔF_вх≈1/τ_вх, где τ_вх - длительность входных радиоимпульсов, причем τ_вх<<τ_рец - полная задержка сигнала в рециркуляционной петле (период циркуляции), то есть период циркуляции существенно больше интервала корреляции шума. При спектральной плотности шума на входе устройства G и при коэффициенте усиления по напряжению малошумящего широкополосного усилителя в составе входного устройства 1, равном К_вх>>1, полагая коэффициент передачи сумматора с двумя входами 2 единичным, находим дисперсию шума на выходе последнего в виде

Когерентное суммирование в рециркуляторе N сигнальных импульсов с их входной мощностью P_вх увеличивает мощность полезного сигнала до величины Р_рец

так что отношение сигнал/шум на выходе рециркулятора (приведенное к выходу сумматора с двумя входами 2) определяется из соотношений (1) и (2) следующим образом:

где μ₀=2τ_вхР_вх/G - известное отношение сигнал/шум на входе устройства как удвоенное значение энергии принятого сигнала к спектральной плотности шума на входе. С учетом того, что К₀<1, выражение (3) можно заменить его линейным приближением, то есть для μ_рец получим

Выражение (4) показывает, как возрастает отношение сигнал/шум за счет работы рециркулятора при накоплении N сигнальных импульсов при заданном значении коэффициента обратной связи К_о. Так, при К₀=0,98 для разных чисел накопления N получим величину выигрыша W_рец=μ_рец/μ₀ для N=10; 20 и 30 соответственно W_рец≈3,9; 11,8 и 21,4.

Если для критерия выбора К₀ как функции N выбрать условие К₀=1/(2)^1/N, то для N=7 получим К₀=0,906, а при N=40 получим К₀=0,983, откуда следует, что с ростом числа накоплений N целесообразно также увеличивать коэффициент обратной связи К₀, что позволит существенно увеличить величину выигрыша W_рец отношения сигнал/шум от применения рециркуляционного когерентного накопителя.

Когерентность накопления задается условием синфазности складываемых в сумматоре с двумя выходами 2 компонент, одна из которых - суть входной сигнал с выхода усилителя входного устройства 1, а другая - поступающий на второй вход сумматора с двумя входами 2 сигнал с выхода усилителя обратной связи 17. Для обеспечения такой синфазности необходимо выполнить условие 2πf₀τ_рец=k - целое число, где f₀ - частота несущих колебаний принимаемых радиоимпульсов, τ_рец - полная задержка сигнала в петле рециркулятора, в основном определяемая задержкой τ_вх-пр в ЛЗДВ 3 между ее входным 4 и промежуточным 5 ВШП. Указанное условие необходимо выполнять при любых видах входных сигналов - непрерывных монохроматических с частотой f₀, взаимно когерентных импульсно-периодических или псевдослучайных последовательностей радиоимпульсов с несущей частотой f₀.

Будем далее рассматривать работу устройства на примере накопления радиоимпульсных псевдослучайных взаимно когерентных сигналов, как изображено на верхнем графике фиг.2, где представлена выборка таких сигналов, начавшаяся в произвольный момент времени t₀ и закончившаяся в момент времени t_к, например, применительно к задаче локации или пеленгации в поисковом режиме сканированием остро направленной антенной по азимуту. При этом на входе ЛЗДВ 3 (на ее входном ВШП 4) огибающая полезного сигнала будет приблизительно иметь вид, указанный на графике u(t)_{вх ЛЗДВ} фиг.2. В момент времени t^* устройство обнаруживает данный сигнал, что сопровождается появлением на выходе амплитудного детектора 13 короткого импульса-отклика, показанного на фиг.2, о процедуре формирования которого будет сообщено ниже, и амплитуда которого U_АД превышает некоторый задаваемый в пороговом устройстве 14 уровень ограничения по минимуму U_пор, в результате чего запускается одновибратор 15 (ждущий мультивибратор), импульсом которого длительностью Δt_одн, подаваемым на управляющий вход коммутатора с двумя входами 16, закрывается этот коммутатор, то есть разрывается цепь обратной связи в рециркуляторе, что прерывает процесс накопления сигнальных компонент в нем. График функции работы одновибратора 15 показан на фиг.2, из рассмотрения которого видно, что запуск одновибратора 15 происходит в момент появления импульса-отклика U_АД на выходе амплитудного детектора (указан на нижнем графике фиг.2).

Импульс, образующийся на выходе порогового устройства 14 и запускающий одновибратор 15, одновременно поступает на выход обнаружителя, и его наличие указывает на факт обнаружения полезного сигнала.

Рассмотрим теперь процесс формирования сигнала-отклика обнаружителя.

Импульсно-когерентная последовательность, предварительно накопленная в рециркуляторе, поступает в виде поверхностной акустической волны по звукопроводящей подложке (например, пьезокварцевой) в ЛЗДВ 3, заполняя пространство под выходным ВШП 6 этой линии. Выходной ВШП 6 представляет собой монопериодическую структуру, строго согласованную с частотой несущих колебаний f₀ принимаемого сигнала. Для этого шаг между смежными парами электродов выбран равным d=v/2 f₀, где v - скорость распространения поверхностной акустической волны (для пьезокварца v=3,16 мм/мкс). Поскольку все пары электродов подключены между собой параллельно, то в выходном ВШП 6 происходит сложение компонент колебаний на частоте f₀ и амплитуда этих колебаний растет по мере заполнения выходного ВШП 6 в ЛЗДВ 3. Если не учитывать потери поверхностной акустической волны при ее распространении (что компенсируется в первом компенсирующем усилителе 7), то можно понять, что в конце ЛЗДВ (в нижней части ВШП 6 на фиг.1) сигнальная составляющая имеет меньший уровень амплитуды, соответствующий стадии накопления сигнала в рециркуляторе, близкой к начальной, а начальной зоне ВШП 6 по ходу распространения цуга волн в ЛЗДВ 3 сигнальная составляющая максимальна по амплитуде. Поэтому суммарная амплитуда с выхода ЛЗДВ 3 дополнительно возрастает в зависимости от протяженности L_вых выходного ВШП 6. Время взаимодействия волнового цуга с ВШП 6 равно τ^*=L_вых/v, и в этом интервале времени укладывается m≤N взаимно когерентных радиоимпульсных сигналов, образующихся на выходе рециркулятора, амплитуды которых растут по мере накопления их в рециркуляторе. В случае периодически следующих радиоимпульсов с периодом повторения Т число m=τ^*/Т, а в случае псевдослучайной последовательности с периодом последовательности Т_П (как указано на фиг.2) и с числом импульсов s в этом периоде среднее вероятное число m=τ^*s/Т_п._{Если предположить, что амплитуда радиоимпульсов на выходе рециркулятора приблизительно линейно растет с номером циркуляции N, то самая большая из них - последняя N-я - имеет относительную амплитуду, равную}

, предпоследняя - N-1-я - относительную амплитуду , N-2-я - относительную амплитуду , и т.д. до последней N-m-й относительной амплитуды . Сумма всех указанных m компонент, то есть m одновременно действующих взаимно когерентных радиоимпульсов с выходным ВШП 6 ЛЗДВ 3, находится из следующего выражения:

где U_вх - амплитуда сигнала на входе усилителя входного устройства 1, К_{потерь ЛЗДВ} - коэффициент потерь сигнала в ЛЗДВ 3, которые компенсирует первый компенсирующий усилитель 7.

Достижение указанной амплитуды, как указывалось, приводит к срабатыванию одновибратора 15 и дальнейшему прерыванию работы рециркулятора на время Δt_одн, в течение которого происходит «сброс накопления» в связи с тем, что волновой цуг покидает пространство расположения выходного ВШП 6 и поглощается в поглотителе ультразвуковой волны в концевой части ЛЗДВ 3 (на фиг.1 этот поглотитель не указан). При этом на выходе ЛЗДВ 3 возникает радиоимпульс длительностью τ_{вых лздв}=2τ^* квазитреугольной формы с несущей частотой f₀ с наибольшей амплитудой этого импульса, соответствующей амплитуде для N-кратного накопления входных радиоимпульсов в рециркуляторе. Рабочей частью этого квазитреугольного радиоимпульса является его восходящая половина, отвечающая так называемой «зоне накопления» (фиг.2 и фиг.3), то есть имеющая длительность τ^*=L_вых/v.

Этот существенно расширенный по длительности радиоимпульс, энергетика которого дополнительно выросла согласно (5) за счет когерентного накопления в ЛЗДВ 3, поступает после фильтрации в полосовом фильтре 8 с полосой пропускания ΔF_пф=1/τ^* на вход смесителя 9, на другой вход которого подаются колебания от линейно-частотно-модулированного гетеродина 10 (ЛЧМГ), управляемого по частоте пилообразным колебанием, показанным на фиг.2 как U_{упр ЛЧМГ} с длительностью рабочей части Т_ЛЧМГ и коротким обратным ходом длительностью t_OX<<Т_ЛЧМГ._{Теория и практические схемы ЛЧМГ широко известны и применяются при обработке сложных ЛЧМ-сигналов, поэтому опускаем подробности построения такого гетеродина. На фиг.3 представлены частотно-временные характеристики процессов преобразования радиоимпульса с несущей частотой f0 (верхняя часть фиг.3), действующего на входе смесителя 9, в его ЛЧМ-эквивалент (в нижней части фиг.3) с помощью колебания ЛЧМГ 10 (в средне-верхней части фиг.3). При этом радиоимпульс с частотой несущих колебаний f0 преобразуется в широкополосное ЛЧМ-колебание с крайними частотами от fmax до fmin, как показано в нижней части фиг.3. Это колебание затем поступает на вход ДЛЗ 11, частотно-временное положение характеристики которой дано на фиг.3 штрихованной полосой, согласованной с крутизной частотной перестройки ЛЧМ-эквивалента преобразованного сигнала. Условие согласования вытекает из равенства (fmax-fmin)/ТЛЧМГ=ΔFЛЗ/τЛЗ. Важно указать, что длительность ТЛЧМГ выбирается несколько большей длительности импульсной характеристики τЛЗ ДЛЗ 11 для обеспечения необходимого «технологического запаса» при перестройке ЛЧМГ 10 и его согласованной работы с ДЛЗ 11 (указано на фиг.3). Аналогично этому и полоса пропускания ДЛЗ 11 выбрана соответственно несколько меньшей, чем размах частот (fmax-fmin) перестройки в ЛЧМ-эквиваленте, как это показано на фиг.3. Прохождение последнего через ДЛЗ 11 приводит в момент t^* к формированию на выходе ДЛЗ 11 «сжатого» радиоимпульса длительностью τимп=1/ΔFЛЗ, который несет в себе всю энергию накопленного сигнала, что позволяет существенно увеличить амплитуду такого «сжатого» импульса, выделив его на фоне гауссовского шума, то есть повысить отношение сигнал/шум на выходе ДЛЗ 11 или, что то же, на выходе амплитудного детектора 13. Второй компенсирующий усилитель 12 при этом восполняет потери сигнала в ДЛЗ 11, не изменяя его структуры и отношения сигнал/шум.}

Следует особо подчеркнуть, что использование широкополосного ЛЧМГ 10 создает собственный широкополосный гауссовский шум гетеродинирования. Однако его влиянием на результирующий шум-фактор можно в известной степени пренебречь в том случае, если уровень сигнала на входе смесителя 9, обеспеченный выбором соответствующего усиления в первом компенсирующем усилителе 7, оказывается значительным по сравнению с широкополосной шумовой компонентой сигнала гетеродинирования. В этом случае дисперсия шума на выходе второго компенсирующего усилителя 12 остается такой же, какой она оказывается на сигнальном входе смесителя 9 (в расчете на единичное усиление в цепи «смеситель 9 - ДЛЗ 11 - второй компенсирующий усилитель 12» по преобразуемой сигнальной составляющей).

Как известно, при «сжатии» ЛЧМ сигнала в ДЛЗ происходит повышение отношения сигнал/шум на ее выходе в (ΔF_ЛЗ τ_ЛЗ)^1/2 раз. Таким образом, с учетом работы ДЛЗ 11 и ЛЗДВ 3 с рециркуляционным накоплением сигнала на входе общий выигрыш в повышении отношения сигнал/шум W_Σ получим согласно выражению

Из (6) видно, насколько эффективно трансформируется исходное отношение сигнал/шум на входе обнаружителя μ₀=τ_вхР_вх/G в его конечное значение μ_Σ. Это позволяет обнаружить сигнал, существенно замаскированный шумами.

Рассмотрим пример реализации заявляемого технического решения.

Пусть разведываемый источник излучения имеет априорно известную частоту несущих колебаний f₀=300 МГц, излучает псевдослучайную последовательность взаимно когерентных радиоимпульсов длительностью τ_вх=1 мкс. Пусть рабочая длительность взаимодействия в ЛЗДВ составляет τ^*=100 мкс, и в ней размещается m=30 радиоимпульсов при общем числе накоплений в рециркуляторе N=50 (средняя скважность псевдослучайной последовательности равна q=Т_п/sτ_вх≈2, на фиг.2 значение s=11). При этом длина звукопровода ЛЗДВ под выходным ВШП равна L_ЛЗДВ=316 мм, что вполне реально осуществимо. Шаг между смежными электродами этого ВШП равен d=5 мкм. Полоса пропускания полосового фильтра выбрана равной ΔF_ПФ=10 кГц. При этом выбираем ДЛЗ с параметрами: длительность импульсной характеристики τ_ЛЗ=100 мкс и полоса пропускания ΔF_ЛЗ=25 МГц, то есть база ДЛЗ В=ΔF_лз τ_ЛЗ=2500. Для работы с такой ДЛЗ выбираем ЛЧМГ с параметрами: диапазон перестройки по частоте от 225 до 255 МГц при линейно возрастающей частоте перестройки за время Т_ЛЧМГ=120 мкс, что дает скорость перестройки df/dt=30 МГц/120 мкс=0,25*10¹² с ^-2, равную скорости перестройки в ДЛЗ df/dt=25 МГц /100 мкс=0,25*10¹² с^-2. Выходной «сжатый» импульс на выходе ДЛЗ имеет длительность τ_имп=4 нс. Длительность импульса одновибратора выбирают равной длительности взаимодействия рабочей части цуга волн с выходным ВШП в ЛЗДВ τ_одн=τ^*=100 мкс. Гарантированное обнаружение сигнала требует по крайней мере двух циклов работы ЛЧМГ в сумме с временем взаимодействия в ЛЗДВ, то есть составляет менее 350 мкс. Следовательно, в случае сканирования по азимуту остро направленной антенной с азимутальным мгновенным углом зрения β=1° скорость вращения антенны может достигать 8 оборотов в секунду.

Требование когерентности сложения радиокомпонент сигнала в ЛЗДВ может быть записано в виде неравенства 4Δf₀τ^*≤1, где Δf₀ - наибольшее допустимое отклонение частоты настройки ЛЗДВ 3 от несущей частоты f₀, что отвечает требованию нерасходимости фаз складываемых когерентно колебаний больше, чем на фазовый угол π/2 в крайних точках на длине выходного ВШП в ЛЗДВ, откуда находим эквивалентную частотную нестабильность δf₀=Δf₀/f₀≤2,5 кГц/300 МГц=0,83*10^-5, что практически выполнимо. Температурная стабильность ЛЗДВ по критерию когерентного сложения колебаний также достигается применением среза пьезокварца с нулевым температурным коэффициентом или термостатированием. При условии использования малошумящего входного устройства в обнаружителе, имеющего спектральную плотность шума G в полосе ΔF_вх=1 МГц порядка G=10^-19 Вт/Гц (при охлаждении входного усилительного элемента), находим величину пороговой мощности сигнала в месте приема Р_{ВХ пор}=G/2τ_вх W_Σ=10^-19/2*10^-6 W_Σ=5*10^-14/W_Σ Вт. Задаваясь коэффициентом обратной связи Ко=0,98 (что обеспечивает достаточный запас устойчивости работы рециркулятора) и принимая, что N=50 и m=30, согласно выражению (6) в его несколько упрощенной форме

для величины W_Σ получим из (7):

W_Σ=50*0,04*30*(1034×542)^1/2≈45000. Тогда получаем пороговую мощность (при μ₀=1) величиной Р_{ВХ пор}=5*10^-14/4,5*10⁴=1,1*10^-18 Вт, что означает возможность получения реальной чувствительности обнаружителя по мощности 1,1*10 ^-16 Вт (то есть почти - 160 дБ) при отношении сигнал/шум 20 дБ.

Отметим, что для получения такой пороговой чувствительности обнаружителя по мощности (- 180 дБ) при использовании на входе известного обнаружителя с узкополосным фильтром в его входном устройстве, имеющем спектральную плотность мощности шума G, равную G=10^-19 Вт/Гц, потребовалось бы время накопления в таком узкополосном фильтре, равное Т_{нак ВХ}=q G/2 Р_{ВХ пор} при заданной скважности q=2. Тогда получили бы время накопления Т_{нак ВХ}=2*10^-19 Вт/Гц/2,2*10^-18 Вт=0,09 с=90 мс (вместо 0,35 мс, как в заявляемом устройстве), и при этом полоса входного фильтра на частоте f₀=300 МГц должна была бы быть ΔF_ВХ=11,1 Гц, что соответствовало бы эквивалентной добротности такого фильтра Q_экв=300 МГц/11,1 Гц=2,7*10⁷, что практически трудно осуществимо. При этом скорость углового сканирования также существенно снизилась бы до величины одного оборота за 32 сек, вместо 8 об/сек, как в заявляемом техническом решении.

Приведенный сравнительный анализ показывает эффективность использования заявляемого технического решения. Оно может быть использовано в локации, пеленгации и радио- и радиотехнической разведке когерентных импульсных последовательностей с априори известной несущей частотой колебаний f₀. В тех случаях, когда изменяется значение несущей частоты входного сигнала, следует применять ее преобразование во входном устройстве.

Литература

1. О.Ф.Меньших. Спектроанализатор лазерного доплеровского локатора, Авт. свид. №1595219.

2. О.Ф.Меньших. Измеритель частоты сигналов лазерного доплеровского локатора, Авт. свид. №1621728.

3. О.Ф.Меньших. Измеритель частоты сигналов лазерного доплеровского локатора, Авт. свид. №1621729.

4. О.Ф.Меньших, Ф.И.Хайтун. Адаптивный лазерный доплеровский локатор, Патент РФ №1741553.

5. О.Ф.Меньших. Обнаружитель лазерного доплеровского локатора, Патент РФ №1805756.

6. О.Ф.Меньших. Способ анализа спектра сигналов, Авт. свид. №1817554.

7. О.Ф.Меньших. Способ обнаружения детерминированного радиосигнала, Патент РФ №1828280.

8. О.Ф.Меньших. Обнаружитель лазерного доплеровского локатора, Патент РФ №1829640.

9. О.Ф.Меньших. Лазерный доплеровский локатор, Патент РФ №1829641.

10. О.Ф.Меньших. Согласованный фильтр, Патенты РФ №2016493.

11. О.Ф.Меньших. Устройство для анализа спектра сигналов, Патент РФ №2040798.

12. О.Ф.Меньших. Обнаружитель моноимпульсного радиосигнала, Патент РФ №2046370.

13. О.Ф.Меньших. Ультразвуковой микроскоп, Патент РФ №2270997 за 2005 год.

Изобретение может быть использовано в локации неподвижных объектов, пеленгации, радио- и радиотехнической разведке и системах телеметрической связи в качестве обнаружителя периодических последовательностей взаимно когерентных радиоимпульсных сигналов с известной частотой несущих колебаний. Заявляемое устройство содержит входное устройство, первый компенсирующий усилитель, полосовой фильтр, дисперсионную линию задержки, линейно-частотно-модулированный гетеродин, сумматор, второй компенсирующий усилитель, усилитель обратной связи, линию задержки с длительным взаимодействием, амплитудный детектор, пороговое устройство, одновибратор и коммутатор, соединенные определенным образом между собой. Достигаемый технический результат заключается в упрощении устройства при существенном увеличении пороговой чувствительности обнаружения когерентных радиоимпульсных последовательностей и в существенном сокращении времени производимого обнаружения. 3 ил.

Обнаружитель радиоимпульсного сигнала, содержащий последовательно соединенные первый компенсирующий усилитель, полосовой фильтр, смеситель и дисперсионную линию задержки, а также линейно-частотно-модулированный гетеродин, подключенный ко второму входу смесителя, отличающийся тем, что в него введены последовательно соединенные входное устройство, предназначенное для радиоимпульсных сигналов с априорно известной частотой несущих колебаний, и сумматор, введены также второй компенсирующий усилитель, усилитель обратной связи, линия задержки с длительным взаимодействием, имеющая входной, промежуточный и выходной электроды в виде встречно-штыревых преобразователей, а также последовательно соединенные амплитудный детектор, пороговое устройство, одновибратор и коммутатор, выходом подключенный ко второму входу сумматора, усилитель обратной связи входом соединен с промежуточным электродом линии задержки с длительным взаимодействием, а выходом - с вторым входом коммутатора, выходной электрод линии задержки с длительным взаимодействием выполнен в виде протяженной монопериодической структуры, согласованной с несущей частотой принимаемых радиоимпульсных сигналов, и соединен с входом первого компенсирующего усилителя, а выход второго компенсирующего усилителя соединен с входом амплитудного детектора, кроме того, выход порогового устройства образует выходной тракт обнаружителя, при этом сумматор, линия задержки длительного взаимодействия в промежутке между ее входным и промежуточным встречно-штыревыми преобразователями, усилитель обратной связи и коммутатор образуют рециркуляционную цепь, а линия задержки с длительным взаимодействием выполнена с возможностью обеспечения на ее выходе радиоимпульсного сигнала длительностью τ_{вых лздв}=2τ*, где τ*=L_вых/v, L_вых - протяженность выходного встречно-штыревого преобразователя, v - скорость распространения поверхностной акустической волны.