СПОСОБ ПРЕОБРАЗОВАНИЯ ПОСТОЯННОГО НАПРЯЖЕНИЯ В КВАЗИСИНУСОИДАЛЬНОЕ С ШИРОТНО-ИМПУЛЬСНОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ Российский патент 1997 года по МПК H02M7/529 

Изобретение относится к области силовой преобразовательной техники и может быть использовано при построении преобразователей постоянного напряжения низкого уровня в переменное (с малыми искажениями) напряжение более высокого уровня.

Известны инверторы /1/ с однополярной широтно-импульсной модуляцией (ОШИМ) выходного напряжения, обеспечивающие решение задачи преобразования постоянного напряжения низкого уровня в квазисинусоидальное напряжение более высокого уровня. ОШИМ здесь реализуется с помощью мостовой инверторной ячейки (МИЯ), выполненной на четырех полностью управляемых ключах, и выходного трансформатора.

Однако МИЯ характеризуются пониженным КПД, что при низком уровне питающего напряжения (порядка 12.27 В) и относительно высоком значении преобразуемой мощности является существенным (для ряда случаев применения) недостатком.

Заметно ослабить этот недостаток позволяют инверторные ячейки, выполненные по нулевой схеме нулевые инверторные ячейки (НИЯ) /2/.

Однако НИЯ не обеспечивает реализацию ОШИМ. Она может работать только в режиме двухполярной ШИМ (ДШИМ) см. фиг. 1 и фиг. 2.

Существо этого известного способа преобразования напряжения /2/, являющегося наиболее близким прототипом к предложенному способу, заключается в том, что квазисинусоидальное напряжение с ДШИМ формируют путем периодического многократного в пределах каждого полупериода изменения (с помощью коммутирующих элементов) полярности импульсов этого напряжения, причем длительности этих импульсов модулируют по заданному (например, синусоидальному) закону на основе сравнения фазоориентированных соответствующим образом высокочастотного развертывающего сигнала, состоящего из последовательности чередующихся положительных и отрицательных импульсов треугольной формы, с задающим низкочастотным сигналом заданной (например синусоидальной) формы.

Искажения напряжения при ДШИМ значительно больше, чем при ОШИМ, что не позволяет использовать этот способ и реализующую его НИЯ при построении источников вторичного электропитания централизованного типа, характеризуемых повышенными требованиями к качеству преобразованной электроэнергии.

Целью изобретения является ослабление этого недостатка, а именно уменьшение искажений преобразованного квазисинусоидального напряжения и расширение за счет этого области использования нулевых инверторных ячеек (НИЯ).

Поставленная цель достигается тем, что при известном способе, заключающемся в том, что основное квазисинусоидальное напряжение формируют путем периодического многократного в пределах каждого полупериода изменения (с помощью коммутирующих элементов) полярности импульсов этого напряжения, причем длительности этих импульсов модулируют по заданному закону на основе сравнения фазоориентирвоанных соответствующих образом высокочастотного развертывающего сигнала, состоящего из последовательности чередующихся нечетных и четных импульсов треугольной формы, с задающим низкочастотным сигналом заданной, например синусоидальной формы, указанное основное квазисинусоидальное напряжение формируют на основе сравнения по модулю задающего сигнала только с нечетными (четными) импульсами развертывающего сигнала, кроме того, на основе сравнения по модулю задающего сигнала только с четными (нечетными) импульсами развертывающего сигнала формируют аналогичное по амплитуде дополнительное квазисинусоидальное напряжение, а затем основное и дополнительное квазисинусоидальные напряжения суммируют.

При аппаратурной реализации операция суммирования может выполниться в двух вариантах.

При гальванически развязанных основном и дополнительном напряжениях они могут суммироваться либо в последовательной электрической цепи, либо в параллельной (фиг.4а, б). В последнем случае должен использоваться суммирующий электромагнитный узел двухобмоточный фильтр-трансформатор (ФТ).

Предложенный способ отличается также тем, что фазовую ориентацию развертывающего и задающего сигналов устанавливают таким образом, чтобы нулевые значения задающего сигнала совпадали с максимальными значениями развеpтывающего сигнала. Это позволяет дополнительно улучшить качество преобразованного напряжения с ОШИМ (за счет увеличения в нем содержания основной гармоники напряжения и увеличения частоты ближайшей неосновной гармоники, что облегчает фильтрацию такого напряжения).

На фиг. 1 временные диаграммы, поясняющие способ-прототип;
на фиг. 2 схема силовой части инверторной ячейки, выполненной по нулевой схеме и используемой при реализации способа-прототипа;
на фиг. 3 временные диаграммы, поясняющие предложенный способ формирования напряжения с ОШИМ;
на фиг. 4 варианты реализации силовой части инвертора согласно предложенному способу;
на фиг. 5 временные диаграммы, поясняющие процесс логической обработки результатов сравнения развертывающего и задающего сигналов, используемый при реализации способа;
на фиг. 6 упрощенная блок-схема системы управления, реализующая предложенный способ.

В известном способе-прототипе /2/ для формирования квазисинусоидального напряжения U₂ с ДШИМ (фиг. 1) используют результаты сравнения знакопеременного развертывающего сигнала U_р со знакопеременным задающим сигналом U₃ (фиг. 1). При этом в пределах 1-го полупериода напряжения U₂ используют результаты сравнения положительных полуволн развертывающего сигнала U_p(+) положительными полуволнами задающего сигнала U₃₍₊₎, а в пределах 2-ого полупериода отрицательных полуволн U_р(-) с отрицательной полуволной U_3(-).

Усиление по мощности сформированного сигнала U₂ осуществляют с помощью нулевой инверторной ячейки (НИЯ) фиг. 2, ключи которой (VT1, VT2) работают в противотакте.

Большие искажения преобразованного напряжения U₂ существенно снижают практическую значимость такого решения. Кроме того, аппаратурная реализация способа-прототипа по фиг. 1 на уровне системы управления (СУ) оказывается усложненной из-за знакопеременного характера сравниваемых сигналов U_р и U₃.

В предложенном способе сравнение развертывающего и задающего сигналов осуществляют по модулю фиг. 3, что заметно упрощает реализацию СУ. При этом первое (основное) квазисинусоидальное напряжение формируют на основе сравнения задающего сигнала (U₃) только с нечетными импульсами развертывающего сигнала U_р(н) (порядковые номера импульсов на фиг. 3а отмечены цифрами). Например, в интервале t₁-t₂ между 1-м и 3-м импульсами U_р, когда выполняется условие , формируется положительный импульс напряжения , а в интервале t₂-t₃ в пределах 3-ого импульса, когда , формируют отрицательный импульс напряжения . Далее по такой логике процесс формирования напряжения (фиг. 3б) повторяется. Причем в пределах 2-ого полупериода напряжения по-прежнему сравнивают задающий сигнал с нечетными импульсами сигнала U_р(н), а отрицательные импульсы напряжения формируют при выполнении условия . Соответственно положительные импульсы формируют при
В математической записи логическая операция формирования основного напряжения (единичной амплитудой) выражается следующим образом

где F и логические сигналы в коде "0", "1", определяющие частоту изменения полярности полуволн напряжения (сигналы F, показаны на фиг. 5)
Аналогичным образом формируют дополнительное напряжение с той разницей, что сигнал сравнивают с четными импульсами U_р(н) (фиг. 3в):
(2)
Результирующее выходное напряжение U₂ формируют в результате суммирования напряжений (фиг. 3д):

Для сравнения на фиг. 3г показано напряжение U₂, сформированное вышеописанным способом, но с той лишь разницей, что используется менее эффективная фазовая ориентация развертывающего и задающего сигналов, когда их нулевые значения совпадают.

Даже из чисто качественного сравнения двух напряжений U₂ на фиг. 3г и на фиг. 3д можно сделать вывод о более предпочтительном спектральном составе напряжения U₂ по фиг. 3д, сформированного в соответствии с предложенной фазовой ориентацией сигналов U_р и : благодаря меньшей результирующей паузе между полуволнами напряжения в варианте по фиг. 3д содержание основной гармоники U₂₍₁₎ больше, а частота ближайшей неосновной гармоники выше (о чем свидетельствует большее число импульсов в полуволнах напряжения 7 вместо 6), чем в варианте U₂ по фиг. 3г.

На фиг. 5 представлены временные диаграммы, поясняющие возможную реализацию предложенного способа с помощью стандартных узлов и логических элементов. Две пары парафазных сигналов (А, и В и ), используемые для управления транзисторами (VT1, VT2 и VT3, VT4) НИЯ по фиг. 4, формируют в соответствии со следующими логическими выражениями:


Пример аппаратурной реализации логических выражений (4), (5) иллюстрируется упрощенной блок-схемой на фиг. 6. Она содержит задатчик частоты (ЗЧ) 1, четыре делителя частоты (ДЧ1.ДЧ4) 2.5, генератор пилообразного напряжения (ГПН) 6, генератор задающего напряжения (ГЗН) 7, компаратор (К) 8, шесть логических элементов НЕ 9.14, четыре двухвходовых логических элемента 2ИЛИ 15. 18 и четыре двухвходовых логических элемента 2И - 19.22.

Представленная на фиг. 6 блок-схема системы управления в объеме узлов 6. 22 носит достаточно инвариантный к конкретному исполнению характер. Более того, в случае реализации сигналов U_ГПН и U_ГЗН средствами аналоговой техники и при отказе от жесткой фазовой ориентации этих сигналов необходимость в блоках 1.5 вообще отпадает. Они используются лишь в том случае, когда для формирования сигналов U_ГПН, U_ГЗН используется ступенчатая аппроксимация (т. е. когда непрерывная функция заменяется многоступенчатой кривой), и кроме того, фазовая ориентация сигналов U_ГПН и U_ГЗН является принципиально необходимой.

Учитывая изложенное и с целью упрощения описания способа на фиг. 5 показаны лишь сигналы, принципиально необходимые для формирования управляющих ключами инвертора сигналов , а сигналы, отражающие работу блоков 1.5 опущены.

Значения частоты ЗЧ (1) в соответственно коэффициента деления ДЧ1 (2) определяются выходной частотой инвертора (рис. 4) и принципами построения ГПН (6) и ГЗН (7). Блоки 6, 7 выполняются по известным решениям (см. например (3), стр. 147.150); блок 6 строится на основе реверсивного счетчика и цифро-аналогового преобразования (ЦАП), а блок 7 на основе реверсивного счетчика, постоянного запоминающего устройства (ПЗУ) и ЦАП.

Сигнал U_ДЧ1 (фиг. 5) с блока 2 используется в ГПН для формирования нарастающих участков пилообразного напряжения U_ГПН, а инверсный ему сигнал для формирования спадающих участков U_ГПН.

Пара сигналов с блока 3 и блока 9 используется для разделения операций сравнения сигнала U_ГЗН соответственно с частными и нечетными импульсами U_ГПН. В блок 7 поступают сигналы: F с блока 5, прямой и инверсный сигналы (удвоенной частоты по отношению к сигналу F) с блока ДЧЗ, используемые для формирования нарастающей и спадающей частей сигнала U_ГПН, а также высокочастотный сигнал от блока 1, характеризующий частоту квантования сигнала U_ГПН (иначе точность его аппроксимации многоступенчатой кривой). При выполнении блока 6 на основе счетчика и ЦАП в него также поступает высокочастотный сигнал от ЗЧ (1) необходимая в этом случае связь на фиг. 5 показана пунктиром.

Процесс реализации способа в полной мере поясняется временными диаграммами на фиг. 5, логическими выражениями (4), (5), блок-схемой системы управления на фиг. 6 и схемой силовой части инвертора на фиг. 4, так что дальнейшая его детализация не требуется.

Операция суммирования напряжений (фиг. 3) может осуществляться либо в последовательной (фиг. 4а), либо в параллельной (фиг. 4б) цепях. В последнем случае используют фильтр-трансформатор (ФТ), который задерживает массивы гармоник в двух каналах (в напряжениях и ), находящиеся между собой в противофазе. Они представляют собой напряжения на обмотках ФТ W1 и W2 и определяются так:


Поскольку обмотки ФТ между собой включены согласно последовательно, а по отношению к напряжениям каналов противофазно, то для основной гармоники преобразованного напряжения U₂₍₁₎ (фиг. 3д) ФТ практически не оказывает никакого сопротивления, а для напряжений указанного массива высших гармоник он работает в режиме холостого хода, причем к ФТ прикладывается удвоенное их значение:
2U_фт(W1) = 2U_фт(W2).
С учетом изложенного масса ФТ оказывается незначительной и тем меньшей, чем больше частота развертывающего сигнала U_р.

Регулирование значения преобразованного напряжения U₂, как известно, осуществляется изменением амплитуды задающего сигнала U_ГЗН.

Таким образом, предложенный способ преобразования в сравнении с прототипом позволяет:
перейти от способа двухполярной ШИМ (ДШИМ), характеризуемого большими искажениями преобразованного напряжения и реализуемого нулевой инверторной ячейкой (НИЯ) к способу однополярной ШИМ (ОШИМ), характеризуемому существенно меньшими искажениями и реализуемому двумя НИЯ;
при сохранении известных достоинств НИЯ в сравнении с мостовыми ИЯ (МИЯ), состоящих в большей их энергетической эффективности, кардинально расширить область их применения (благодаря известным преимуществам ОШИМ перед ДШИМ и благодаря уже отмеченным преимуществами НИЯ перед МИЯ в области низких значений напряжения питания);
расширить область применения благодаря появившейся возможности организации как высоковольтного, так и сильноточного выходов в реализующем способ устройстве.

Использование: изобретение относится к области силовой преобразовательной техники и может быть использовано при построении инверторов с улучшенным качеством выходного напряжения, питающихся от пониженных значений напряжения (порядка 12...27 В). Сущность изобретения: отличительной особенностью способа является то, что для формирования квазисинусоидального напряжения с однополярной широтно-импульсной модуляцией используют два напряжения с двухполярной широтно-импульсной модуляцией, которые реализуются нулевыми инверторными ячейками, причем одно из них формируют на основе сравнения задающего сигнала (синусоидальной) формы с нечетными импульсами развертывающего сигнала, а другое - на основе сравнения того же задающего сигнала с четными импульсами развертывающего сигнала. Суммирование напряжений осуществляют либо в последовательной, либо в параллельной электрических цепях. В последнем случае используют суммирующий электромагнитный узел - двухобмоточный фильтр-трансформатор. 3 з. п. ф-лы, 6 ил.

1. Способ преобразования постоянного напряжения в квазисинусоидальное с широтно-импульсной модуляцией путем периодического многократного в пределах полупериода преобразованного напряжения изменения с помощью коммутационных элементов полярности импульсов этого напряжения, причем длительности этих импульсов модулируют по заданному закону на основе сравнения фазоориентированных соответствующим образом высокочастотного развертывающего сигнала, состоящего из последовательности чередующихся нечетных и четных импульсов треугольной формы, с задающим низкочастотным сигналом заданной формы, отличающийся тем, что квазисинусоидальное напряжение формируют на основе сравнения по модулю задающего сигнала только с нечетными или четными импульсами развертывающего сигнала, кроме того, на основе сравнения по модулю задающего сигнала только с другими импульсами развертывающего сигнала формируют аналогичное по амплитуде дополнительное квазисинусоидальное напряжение, а затем оба сформированные квазисинусоидальные напряжения суммируют. 2. Способ по п. 1, отличающийся тем, что дополнительное квазисинусоидальное напряжение формируют гальванически развязанным от основного квазисинусоидального напряжения, а операцию их суммирования осуществляют в последовательной электрической цепи. 3. Способ по п.1, отличающийся тем, что операцию суммирования основного и дополнительного квазисинусоидальных напряжений осуществляют в параллельной электрической цепи с использованием электромагнитного узла в виде двухобмоточного трансформаторного фильтра. 4. Способ п.1, отличающийся тем, что фазовую ориентацию развертывающего и задающего сигналов осуществляют таким образом, чтобы нулевые значения задающего сигнала совпадали с максимальными значениями развертывающего сигнала.