СПОСОБ ПЕРЕДАЧИ ИНФОРМАЦИИ Российский патент 1997 года по МПК H03M5/12 

Изобретение относится к вычислительной технике и может быть использовано в цифровых системах передачи информации, например, в локальных вычислительных сетях.

При передаче данных по линиям связи широко применяется двухчастотное кодирование. Наиболее известным вариантом реализации двухчастотного кодирования является фазоманипулированный код типа Манчестер II (Шевкопляс Б.В. Микропроцессорные структуры. Инженерные решения. М. "Радио и связь", 1986, с. 93-97, рис. 6. 2в).

К основным достоинствам этого кода относятся: простота формирования, самосинхронизация данных в каждом кодовом интервале, отсутствие постоянной составляющей в спектре и наличие только двух уровней напряжения в выходном сигнале. Эти достоинства обусловлены именно двухчастотной структурой сигнала (фиг. 1а). В то же время двухчастотное кодирование требует удвоения несущей частоты по сравнению с обычным представлением двоичной информации в виде кода БВН (без возврата к нулю), что приводит к более быстрому затуханию сигнала в линии передачи. Однако дальность передачи информации ограничивается главным образом не величиной затухания сигнала, а степенью искажения формы сигнала в линии передачи, приводящей к возрастанию сложности и снижению надежности декодирования информации.

Искажения формы сигнала связаны с частотной дисперсией скорости распространения и коэффициента затухания для различных составляющих в спектре сигнала. Наибольшее влияние на форму оказывает относительное увеличение низкочастотных составляющих спектра сигнала вследствие их меньшего затухания в линии передачи, что приводит к потере устойчивости сигнала относительно нулевой линии (фиг.2, a-d). Последнее обстоятельство в свою очередь приводит к тому, что в реальных системах передачи данных, использующих фазоманипулированный код, дальность передачи в большинстве случаев ограничена длинами линии передачи, соответствующими степени затухания в нем несущей частоты порядка 10-15 дБ по напряжению. Например, стандарт на локальную вычислительную сеть ETHERNET, использующую код Манчестер II с несущей частотой 10 Мгц, ограничивает величину затухания сигнала в линии передачи значением 8,5 дБ.

Известны варианты модификации фазоманипулированного и других кодов (патент США N:4219890, НКИ: 395-98, 1980 и а.с. СССР N: 1259493, МКИ(4) H 03 М 5/12, 1984), позволяющие повысить устойчивость сигнала относительно нулевой линии за счет исключения так называемой "локальной постоянной составляющей" сигнала посредством введения дополнительных уровней напряжения в форме сигнала.

Наличие более двух уровней напряжения в выходном сигнале является недостатком, так как в этом случае возрастают требования к точности формирования формы выходного сигнала передатчика. Кроме того, многоуровневые сигналы более критичны к наличию в линии передачи отраженных сигналов и сигналов помехи.

Задачей изобретения является воплощение варианта модификации двухчастотного кода при сохранении двухуровневого сигнала посредством введения в сигнал дополнительного относительного фазового сдвига двух составляющих сигнал частотных последовательностей F₀ и F₀/2, где F₀ - несущая частота.

Технический результат изобретения повышение устойчивости сигнала относительно нулевой линии и сохранение достоверности декодирования при длинах линии передачи, соответствующих затуханию в ней несущей частоты сигнала более 30 дБ по напряжению, что соответствует увеличению дальности передачи более чем в два раза по сравнению с фазоманипулированным кодом.

Указанный технический результат в предлагаемом способе передачи информации, использующем двухчастотное кодирование, при котором передаваемый сигнал формируют посредством чередования участков "W", содержащих периоды сигнала с несущей частотой F₀, с участками "V", содержащими полупериоды сигнала с частотой F₀/2, достигается тем, что участки "W" в исходном сигнале сдвигают во времени (задерживают) по отношению к участкам "V" на величину θ находящуюся в интервале 0 <q ≅ T₀/4, при этом на границе перехода от "W" к "V" длительность первого полупериода участка "V" уменьшают с величины T₀ до величины T₀ q, а на границе перехода от "V" к "W" длительность первого полупериода участка "W" увеличивают с величины T₀/2 до величины T₀/2 + q где T₀ 1/F₀ период несущей частоты.

Для достижения дополнительного технического результата, заключающегося в получении максимальной разрешающей способности при декодировании сигнала, значение величины задержки q выбирают равным величине относительной фазовой задержки одночастотных сигналов с частотами F₀ и F₀/2, имеющих ту же форму импульсов, что и участки "V" и "W", при прохождении последних между наиболее удаленными в смысле максимального затухания сигнала - приемником и передатчиков в линии.

С другой стороны, значение величины фазового сдвига q может быть выбрано равным максимальному значению q_max T₀/4. Эта величина численно равна предельному значению относительной фазовой задержки Φ_max при прохождении прямоугольных сигналов с частотами F₀/2 и F_o через идеальный кабель бесконечной длины и близка по значению для аналогичной максимальной задержки Φ_пред в реальных линиях передачи. При использовании максимального значения θ_max для величины дополнительного фазового сдвига может быть упрощена конструкция кодирующего устройства за счет исключения из него линии задержки.

Кроме того, для достижения простоты кодирования и декодирования информации уровни логической единицы передаваемой информации кодируют битовыми интервалами, содержащими два полупериода в составе участков "W", а уровни логического нуля кодируют битовыми интервалами, содержащими один полупериод в составе участков "V".

На фиг. 1 дан пример, поясняющий для некоторой произвольной последовательности битов сущность формирования сигнала с модифицированным согласно изобретению кодом и сравнение его с кодом Манчестер II, где a-c - исходный кодированный сигнал для трех значений фазового сдвига θ_a 0; θ_b T₀/8; θ_c T₀/4 и соответствующее ему расположение битовых интервалов; d форма сигнала в бесконечном идеальном кабеле при затухании исходного сигнала с параметром сдвига θ_max T₀/4; e распределение длительностей сигнала в бесконечном идеальном кабеле при затухании исходного сигнала с параметром сдвига θ_max T₀/4 и соответствующее расположение битовых интервалов; на фиг.2 осциллограмма сигнала с кодом Манчестер II при прохождении последнего через линию передач с распределенными параметрами (реальный коаксиальный кабель, несущая частота F₀ 30 Мгц) для разных длин линии, соответствующих значениям величины затухания по напряжению сигнала несущей частоты, где a 0 дБ, b 10 дБ, c 20 дБ, d 35 дБ; на фиг.3 осциллограммы сигнала с модифицированным, согласно изобретению, двухчастотным кодом, при прохождении последнего через линию передач с распределенными параметрам (реальный коаксиальный кабель, несущая частота F₀ 30 МГц) для разных длин линии, соответствующих значениям величины затухания по напряжению сигнала несущей частоты, где a 0 дБ, b 10 дБ, c 20 дБ, d 35 дБ; на фиг.4, a-e изменение формы сигналов при затухании сигналов прямоугольной формы с частотами F₀ и F₀/2 в идеальном коаксиальном кабеле различной длины; на фиг.5 зависимость относительной фазовой задержки Φ сигналов с частотами F₀ и F₀/2 от длины линии для идеального (1) и реального (2) кабеля; на фиг. 6 области (I и II) допустимых значений q для различных длин линии передачи, ограниченные кривыми: 1 значения q, лежащие на границе устойчивости кода относительной нулевой линии; 2 значения q, обеспечивающие максимальную разрешающую способность при декодировании сигнала и соответствующие величинам относительной фазовой задержки v сигналов F₀ и F₀/2; на фиг.7 пример реализации кодирующего устройства.

Для пояснения сущности способа предварительно рассмотрим прохождение двух моночастотных сигналов (F₀ и F₀/2) прямоугольной формы вдоль линии передачи, представляющей собой идеальный коаксиальный кабель.

На фиг. 4 (a-e) показано последовательное изменение формы сигнала и относительной фазовой задержки v для этих двух сигналов. По мере затухания в кабеле возрастает относительная фазовая задержка сигнала F₀/2 по отношению к F₀. Характер изменения величины относительной фазовой задержки v показан на фиг. 5 (кривая 1). Значение v монотонно приближается к величине v_max T₀/4. Эта величина численно равна пределу значения относительной фазовой задержки в идеальном кабеле бесконечной длины.

В реальном кабеле из-за наличия частотной дисперсии скорости распространения и нелинейности процессов затухания, предельное значение Φ_пред относительной фазовой задержки (фиг.5 кривая 2) составляет величину несколько меньше величины Φ_max Эта величина является экспериментальной характеристикой всей системы передачи и зависит от передающей среды, формы выходного сигнала передатчика и значения несущей частоты F₀.

Сущность изобретения заключается в следующем. Поскольку при затухании двухчастотного сигнала возникает относительный фазовый сдвиг Φ моночастотных составляющих участков (участки с частотой F₀/2 задерживаются во времени относительно участков с частотой F₀/2 задерживаются во времени относительно участков с частотой F₀) (фиг.4, b-e), который приводит к потере устойчивости сигнала относительно нулевой линии (фиг.2d), в исходный сигнал для компенсации этого сдвига вводится предыскажение в виде противоположно направленного относительного фазового сдвига q = Φ составляющих моночастотных участков сигнала. Способ формирования сигнала с модифицированным за счет дополнительного сдвига фаз кодом, а также принцип разбиения сигнала на моночастотные участки "W" и "V" и составляющие их битовые интервалы "H", "L" проиллюстрирован на фиг.1.

На фиг. 1a показан исходный сигнал с q_a 0. На фиг. 1b,c показан модифицированный сигнал для двух значений, соответственно θ_b T₀/8 и θ_c T₀/4.

Битовые интервалы, принадлежащие участкам "W", обозначены как "H", а битовые интервалы, принадлежащие участкам "V", обозначены как "L". При θ > 0 битовые интервалы имеют неодинаковую длину, однако по мере затухания сигнала битовые интервалы будут постепенно выравниваться. Форма сигнала в бесконечном идеальном кабеле при затухании исходного сигнала с параметром q T₀/4 показана на фиг. 4d. В нем битовые интервалы и длительности периодов (фиг. 4e) соответствуют исходному сигналу с q 0.

Если сравнить битовые интервалы для модифицированного кода при q 0 (фиг. 1a) и битовые интервалы фазоманипулированного кода типа Манчестер II, показанные в нижней части фиг. 1a, то можно заметить, что они сдвинуты друг относительно друга на T₀/2. Возможно так представить информацию в модифицированном коде, чтобы для случая q 0 форма выходного сигнала совпадала с формой сигнала с фазоманипулированным кодом для одной и той же битовой последовательности. Однако, с точки зрения достижения простоты кодирования и декодирования информации, более удобным является кодирование логической "1" интервалом "H", а логического "0" интервалом "L". Ниже использовано именно такое представление.

Диапазон допустимых значений вносимого в исходный сигнал дополнительного фазового сдвига соответствует диапазону возможных значений относительных фазовых задержек моночастотных сигналов при затуханиях в линиях различной длины, т.е. 0 <q ≅ T₀/4. При этом от выбранной величины q зависит максимальная длина, при которой сигнал сохраняет устойчивость относительно нулевой линии и соответственно сохраняется возможность декодирования информации.

На фиг. 6 показана область (I+II) допустимых значений фазового сдвига q для различных длин линии передачи. Эта область ограничена справа кривой 1 - границей устойчивости кода относительно нулевой линии. Однако точки, лежащие на этой кривой, соответствуют нулевому запасу по помехоустойчивости, поэтому реальные предельные значения для длины линии передачи с учетом запаса на помехоустойчивость находятся внутри области II, ограниченной слева кривой 2. На этой кривой лежат точки, которые соответствуют максимальной разрешающей способности при декодировании.

Максимальная разрешающая способность возможна при равенстве длин битовых интервалов "H" и "L", которое возникает в момент, когда фазовый сдвиг q в исходном сигнале компенсируется равной ему относительной фазовой задержкой v возникающей при затухании сигнала. Кривая 2 характерна для конкретной передающей системы и ее форма зависит от характеристик линии передачи, значения несущей частоты и формы выходного сигнала передатчика. Эта кривая может быть использована для выбора оптимального варианта кодирования сигнала.

При длинах линии передачи, не превышающих длину, обеспечивающую гарантированный запас по помехозащищенности и разрешающей способности декодирования при q 0, условно показанную на графике l_mii, целесообразно использование манчестерского кода. В передающих системах, где l_max > l_mii, оптимальным является использование модифицированного кода со значением q лежащим на нижней ветви кривой 2. В этом случае достигается максимальная разрешающая способность при декодировании и соответственно максимальная для данной длины помехозащищенности. Следует отметить, что при использовании модифицированного кода на длинах l_max < l_mii может быть получен дополнительный запас по помехоустойчивости.

Предельное расстояние l_пред, достигаемое при использовании модифицированного кода в данной передающей системе, соответствует точке перегиба кривой 2, и соответственно q_пред есть предельная величина сдвига, для которого возможно получить максимальную дальность передачи.

С другой стороны, если ограничить максимальную дальность передачи величиной L_0,25, соответствующей точке пересечения кривой 2 с горизонтальной линией θ = θ_max то для величины фазового сдвига возможно использование значения θ = θ_max. θ_max/ в отличие от θ_пред не зависит от конкретных характеристик передающей системы. Эту задержку проще сформировать в кодирующем устройстве.

Возможность гибкого выбора фазового сдвига θ позволяет строить адаптивные приемо-передающие системы, настраиваемые на конкретное расстояние между приемным и передающим устройствами. С другой стороны, если одну среду передачи, что бывает обычным в локальных вычислительных сетях, используют одновременно несколько приемо-передающих устройств, либо если требуется для всех приемо-передающих устройств обеспечить единую настройку параметров, в этом случае конкретное значение величины q для данной системы выбирается исходя из поставленных при проектировании задач: достижение максимальной дальности, либо достижение максимальной помехоустойчивости, либо упрощение кодирующего устройства и др.

Непосредственно из сущности изобретения и описанного выше представления информации битовыми интервалами "H" и "L" следует простой алгоритм построения кодирующего устройства: для получения выходного сигнала необходимо использовать два задержанных друг относительно друга сигнала с частотами F₀ и F₀/2, либо с кратными им частотами.

На фиг.7 показан пример реализации кодирующего устройства, которое содержит счетный триггер 1, D-триггер 2, счетный триггер 3, логический элемент 4, логический элемент (мультиплексор) 5 и блок задержки 6. Здесь для формирования конечного сигнала использованы сигналы с удвоенной частотой F_2w 2F₀ и F_2v F₀. Сигнал F₀ получают с выхода триггера 1. Сигнал F_2v получают на выходе элемента 4 как функцию сигналов 2F₀ и F₀. Сигнал F_2w получают из сигнала 2F₀, задержанного в блоке задержки 6. Значение задержки сигнала в блоке 6 выбирается равным сумме относительного фазового сдвига q и значений задержек сигнала в триггере 1 и логическом элементе 4. Триггер 2 синхронизирует фазу поступающих данных по падающему фронту сигнала F₀ и формирует управляющие сигналы для мультиплексора 5. В зависимости от поступающих данных мультиплексор 5 подключает ко входу триггера 3 либо сигнал с частотой F_2w, либо сигнал с частотой F_2v. На выходе триггера 3 частота входного сигнала делится на 2 и формируется сигнал с требуемым сдвигом фазы. Парафазные сигналы с выхода триггера 3 используются для управления оконечным каскадом передатчика.

Вследствие периодического характера сигналов F₀ и 2F₀ относительная задержка может быть также получена за счет дополнительной задержки сигнала с меньшей частотой.

В частном случае q T₀/4 из кодирующего устройства может быть вообще исключена линия задержки, а соответствующий сдвиг фазы может быть сформирован с использованием сигнала с учетверенной несущей частотой - 4F₀.

Описываемый модифицированный код однозначно декодируется для любых значений 0 <q ≅ T₀/4. Это является следствием избыточности двухчастотного кода, в котором одно логическое состояние передаваемой информации, обозначенное "H", передается двумя интервалами сигнала с меньшими длительностями, а другое, обозначенное "L", передается одним интервалом с большей длительностью. Для рассматриваемого модифицированного кода отнесение интервалов к состоянию "H" или "L" зависит от идентификации предыдущих состояний:
если предыдущий интервал соответствовал битовому интервалу "L", то интервал с длительностью t > (3T₀/4 q/2 ) относят к битовому интервалу "L", а интервал с длительностью t < (3T₀/4 θ/2 ) относится к первому полупериоду битового интервала "H";
если предыдущий интервал являлся первым полупериодом битового интервала "H", то текущий интервал рассматривают вне зависимости от длительности как второй полупериод битового интервала "H";
если предыдущий интервал являлся вторым полупериодом битового интервала "H", то интервал с длительностью t > (3T₀/4 + θ/2 ) относят к битовому интервалу "L", а интервал с длительностью t < (3T₀/4 + θ/2 ) относится к первому полупериоду битового интервала "H".

Представление информации в виде двухчастотного кода, образованного посредством чередования участков "W", содержащих периоды сигнала с несущей частотой F₀, и участков "V", содержащими полупериоды сигнала с частотой F₀/2, сдвинутых друг относительно друга по фазе на величину θ находящуюся в интервале 0 <q ≅ T₀/4, где T₀ 1/F₀ период несущей частоты, таким образом, что на границе перехода от "W" к "V" длительность первого полупериода участка "V" уменьшается с величины T₀ до величины T₀ q а на границе перехода от "V" к "W" длительность первого полупериода участка "W" увеличивается с величины T₀ до величины T₀/2 + q при котором уровни логической единицы передаваемой информации кодируются битовыми интервалами "H", содержащими два полупериода в составе участков "W", а уровни логического нуля кодируются битовыми интервалами "L", содержащими один полупериод в составе участков "V", предлагается назвать БАСК-кодом (BASK-code) или двухчастотным кодом с задержанной фазой.

Изобретение относится к вычислительной технике и может быть использовано в цифровых системах передачи информации, например, в локальных вычислительных сетях. Технический результат изобретения - повышение устойчивости сигнала относительно нулевой линии и сохранение достоверности декодирования при длинах линии передачи, соответствующих затуханию в ней несущей частоты сигнала более 30 дБ по напряжению, что соответствует увеличению дальности передачи более чем в два раза по сравнению с фазоманипулированным кодом. Указанный технический результат в способе передачи информации с использованием двухчастотного кодирования, при котором передаваемый сигнал формируют посредством чередования участков "W", содержащих периоды сигнала с несущей частотой F₀, с участками "V", содержащими полупериоды сигнала с частотой F₀/2, достигается тем, что участки "W" в исходном сигнале сдвигают во времени (задерживают) по отношению к участкам "V" на величину θ , находящуюся в интервале 0 <q ≅ T₀/4, при этом на границе перехода от "W" к "V" длительность первого полупериода участка "V" уменьшают с величины T₀ до величины T₀ - q, а на границе перехода от "V" к "W" длительность первого полупериода участка "W" увеличивают с величины T₀/2 до величины T₀/2+ q где T₀ = 1/F₀ - период несущей частоты. 3 з.п. ф-лы, 7 ил.

1. Способ передачи информации с использованием двухчастотного кодирования, при котором передаваемый сигнал формируют посредством чередования участков W, содержащих периоды сигнала с несущей частотой F₀, с участками V, содержащими полупериоды сигнала с частотой F₀/2, отличающийся тем, что участки W в исходном сигнале сдвигают во времени по отношению к участкам V на величину θ, находящуюся в интервале 0 < θ ≅ T_o/4, при этом на границе перехода от W к V длительность первого полупериода участка V уменьшают с величины Т₀ до величины T_o-θ, а на границе перехода от V к W длительность первого полупериода участка W увеличивают с величины Т₀/2 до величины T_o/2+θ, где Т₀ 1/F₀ период несущей частоты. 2. Способ по п.1, отличающийся тем, что значение величины сдвига θ выбирают равным величине относительной фазовой задержки сигналов с частотами F₀/2 и F₀, имеющих ту же форму импульсов, что и соответствующие им участки V и W, при прохождении этих сигналов между наиболее удаленными в смысле максимального затухания сигнала приемником и передатчиком. 3. Способ по п.1, отличающийся тем, что величину сдвига q выбирают равной максимальному значению q_max= T_o/4, которое численно равно предельной величине относительной фазовой задержки сигналов с частотами F₀ и F₀/2, имеющих импульсы с огибающей прямоугольной формы, при прохождении последних через идеальный коаксиальный кабель бесконечной длины. 4. Способ по п.1, отличающийся тем, что уровни логической единицы передаваемой информации кодируют битовыми интервалами, содержащими два полупериода в составе участков W, а уровни логического нуля кодируют битовыми интервалами, содержащими один полупериод в составе участков V.