СПОСОБ КОМПЕНСАЦИИ ВНУТРИКАНАЛЬНЫХ АДДИТИВНЫХ РАДИОПОМЕХ В ПРИЕМНИКАХ АМПЛИТУДНО-МОДУЛИРОВАННЫХ, ЧАСТОТНО- И ФАЗОМАНИПУЛИРОВАННЫХ РАДИОСИГНАЛОВ И УСТРОЙСТВО ДЛЯ ЕГО ОСУЩЕСТВЛЕНИЯ Российский патент 1997 года по МПК H04B1/10 

Изобретение относится к технике приема амплитудно-модулированных, частотно и фазоманипулированных радиосигналов в любых системах радиосвязи и радиотехнических системах, применяющих данные виды модуляции. Они могут быть использованы для существенного повышения помехоустойчивости приема за счет компенсации внутриканальных аддитивных радиопомех на приемной стороне, приходящих в место приема с произвольных направлений.

Впервые предложение о компенсации внутриканальных аддитивных помех было высказано академиком Н.Д.Папалекси в 1942 г. [1, с.44]
Сущность предложенного им способа компенсации заключается в следующем. В месте приема с помощью основного приемника осуществляют прием аддитивной смеси полезного сигнала и сигнала радиопомехи и, кроме того, осуществляя пространственную фильтрацию указанной смеси дополнительным (компенсационным) приемником, выделяют сигнал помехи. При этом, регулируя интенсивности и фазы сигналов помех в компенсационном и основном приемниках, устанавливают их одинаковыми. Затем из выходного сигнала основного приемника вычитают выходной сигнал компенсационного приемника. В результате полностью компенсируют, как утверждается в [1] внутриканальную аддитивную радиопомеху, а получаемый полезный сигнал остается неискаженным.

Данный способ, являющийся классическим, в настоящее время известен как способ компенсации помех с помощью вспомогательных (компенсационных) радиоприемников.

При этом известны две основные разновидности этого способа: некогерентный (амплитудный) и когерентный способы компенсации помех. Первый из них сводится к тому, что вышеописанный способ компенсации помех осуществляют в процессе обработки видеосигналов, а при когерентном способе компенсацию помех производят в трактах высокой или промежуточной частоты [2, с.134-137, 214-234]
При этом когерентный способ компенсации обеспечивает лучшее качество компенсации помехи, чем амплитудный, поскольку при когерентном способе не производят нелинейной обработки смеси полезного сигнала и сигнала помехи. Технически способ когерентной компенсации более прост в реализации при обработке сигналов на промежуточной частоте, поэтому большинство схемных реализаций, известных в настоящее время, относятся к этому случаю [2, с.214-234; 3, с.47-61] Этот способ принят за прототип.

Из вышеизложенного следует, что как амплитудный, так и когерентный способы компенсации помех требуют наличия двух радиоприемников: основного и компенсационного, причем компенсационный приемник должен выделять сигнал помехи, а основной смесь полезного сигнала и сигнала помехи. На практике это приводит к тому, что рассмотренные способы позволяют осуществить компенсацию помех, действующих лишь по боковым лепесткам диаграммы направленности приемной антенны основного приемника. Если аддитивная внутриканальная помеха приходит с того же направления, что и полезный сигнал, то эти способы непригодны к использованию, поскольку наряду с компенсацией помех происходит полная компенсация полезного сигнала, так как компенсационный приемник, как и основной, в этом случае принимает также смесь полезного сигнала и сигнала помехи.

Разновидностью способа компенсации внутриканальных аддитивных помех является так называемый способ аддитивной компенсации [4, с.164-167; 5, с.69-88] заключающийся в том, что формируют дополнительный опорный сигнал помехи, частично или полностью коррелированный с сигналом помехи в принимаемой смеси полезного сигнала и сигнала помехи, который подвергают адаптивной фильтрации, после чего из входной смеси полезного сигнала и сигнала помехи вычитают полученный после адаптивной фильтрации опорный сигнал помехи, причем адаптивную фильтрацию опорного сигнала помехи производят выходным сигналом, добиваясь минимизации сигнала помехи в выходном сигнале. Качество компенсации помехи при таком способе определяется степенью коррелированности дополнительного опорного сигнала помехи с сигналом помехи в смеси полезного сигнала и сигнала помехи. Таким образом, и в данном случае для полной компенсации помехи требуется сформировать дополнительный опорный сигнал помехи, полностью коррелированный с сигналом помехи в принимаемой смеси.

Кроме рассмотренного способа компенсации известен также способ компенсации помех, при котором используют лишь одну антенну и один радиоприемник. Этот способ основан на том, что полезный сигнал и сигнал помехи являются периодически следующими, не перекрывающимися между собой импульсными последовательностями. Этот способ называют способом череспериодной компенсации [2, с.134-137; 234-253] Обязательным условием при этом является то, что полезный сигнал и сигнал помехи представляют собой периодические последовательности импульсов с одинаковым периодом следования, возникающие в разное время. Кроме того, интенсивность полезного сигнала во времени должна изменяться, а интенсивность сигнала помехи оставаться постоянной.

Данный способ находит применение только в импульсных радиолокационных станциях с большой скважностью импульсов для подавления в приемнике сигналов, порождаемых отражениями радиоволн от облаков дипольных отражателей подстилающей поверхности и различных неподвижных сооружений на земле.

Кроме рассмотренных известен также способ компенсации помех путем их декорреляции, сущность которого заключается в совместной обработке смеси полезного сигнала и сигнала помехи, имеющейся в месте приема, и опорного сигнала, формируемого вспомогательным приемником или передающей установкой РЛС, функционально связанного с неискаженным помехами принимаемым сигналом. Путем совместной обработки основного и опорного сигналов, заключающейся в суммировании или вычитании этих сигналов при одновременном изменении их фазовых соотношений, добиваются уменьшения составляющей помехи в исходной смеси полезного сигнала и сигнала помехи. Этот способ находит применение в радиолокации поскольку требует формирования дополнительного неискаженного полезного сигнала [2, с.134-137, 254-272]
Задачей изобретения является усовершенствование когерентного способа компенсации помех, при котором обеспечивается компенсация помех, проходящих с произвольных направлений, в том числе с того же направления, что и полезный сигнал.

Для решения поставленной задачи осуществляют прием аддитивной смеси полезного сигнала и сигнала помехи, вычитают из принимаемой смеси полезного сигнала и сигнала помехи компенсирующий сигнал помехи, а отличиями способа согласно изобретению являются выделение компенсирующего сигнала помехи из принимаемой смеси полезного сигнала и сигнала помехи, при котором формируют мгновенные отсчеты сигнала помехи в моменты нулевых значений полезного сигнала и принимаемой аддитивной смеси полезного сигнала и сигнала помехи и восстанавливают из них аналоговый сигнал помехи, совпадающий по форме с сигналом помехи в принимаемой аддитивной смеси полезного сигнала и сигнала помехи, после чего осуществляют вычитание восстановленного сигнала помехи из принимаемой смеси полезного сигнала и сигнала помехи, причем упомянутое выделение компенсирующего сигнала помехи осуществляют раздельно в нижней и инвертированной верхней боковых полосах принимаемой смеси полезного сигнала и сигнала помехи, при этом предварительно спектр сигнала верхней боковой полосы зеркально инвертируют в область спектра нижней боковой полосы, а после вычитания в пределах спектра инвертированной верхней боковой полосы из принимаемой смеси полезного сигнала и сигнала помехи компенсирующего сигнала помехи осуществляют повторную зеркальную инверсию спектра инвертированной верхней боковой полосы в исходное положение, после чего суммируют полученные спектры верхней и нижней боковых полос принимаемого полезного сигнала.

Предлагаемый способ целесообразно использовать в приемниках с модуляцией или манипуляцией, при которых передатчиком в течение длительности элемента сигнала излучается высокостабильное несущее колебание, начальная фаза которого изменяется достаточно медленно. Этому условию удовлетворяет обычная амплитудная модуляция с двумя боковыми полосами, при которой может быть обеспечено очень медленное изменение начальной фазы несущей частоты. Это же относится к фазовой и частотной манипуляции, при которых на длительности каждого элемента сигнала начальная фаза несущего колебания сохраняет постоянную величину или очень медленно изменяется по сравнению со скоростью передачи информации. В указанных условиях в месте приема возможно очень точное выделение нулевых значений несущего колебания принимаемого сигнала, например, посредством широко известных методов автоподстройки частоты и фазы опорного генератора приемника к частоте и фазе принимаемого сигнала, так называемые системы ФАПЧ [2, с.321-327]
Таким образом, прелагаемый способ компенсации внутриканальных аддитивных помех, приходящих с произвольных направлений, отличается использованием только одного основного приемного канала. При этом возможность выделения сигнала помехи из принимаемой смеси полезного сигнала и сигнала помехи базируется на общеизвестной теореме отсчетов [6, с.59-60, 380-383] согласно которой полосовой сигнал, ограниченный сверху максимальной частотой f_m, может быть точно восстановлен по его мгновенным отсчетам, взятым с частотой 2f_m. Поскольку эти отсчеты берутся точно в моменты нулевых значений принимаемого сигнала, то сигнальная составляющая в этих отсчетах отсутствует, что обеспечивает выделение только составляющей помехи. Затем по этим отсчетам восстанавливается аналоговый сигнал помехи, совпадающий по форме с сигналом помехи в принимаемой смеси полезного сигнала и сигнала помехи.

В настоящее время известен целый ряд способов восстановления аналогового сигнала по его мгновенным отсчетам, например способ узкополосной фильтрации [6, с.59-62, 380-383]
При дискретизации внутриканальной аддитивной помехи на промежуточной высокой частоте сигнала условия теоремы отсчетов, очевидно, выполняются только для нижней боковой полосы внутриканальной аддитивной помехи. Поэтому компенсация внутриканальной аддитивной помехи предложенным способом должна осуществляться раздельно в нижней и верхней боковой полосах принимаемого радиосигнала, причем для обеспечения условий применимости теоремы отсчетов к верхней боковой полосе необходимо в дополнительном канале произвести зеркальную инверсию спектра принимаемой смеси путем дополнительного преобразования частоты таким образом, чтобы верхняя боковая полоса смеси заняла область нижней боковой полосы, для которой условия теоремы отсчетов выполняются, т.е. произвести взаимную перестановку боковых полос относительно несущей или промежуточной частоты принимаемого сигнала. После компенсации внутриканальной аддитивной помехи в пределах инвертированной верхней боковой полосы путем повторной зеркальной инверсии спектра инвертированная верхняя боковая полоса возвращается в исходное положение и суммируется с очищенной от помех нижней боковой полосой. Тем самым восстанавливается исходный принимаемый полезный сигнал, свободный от внутриканальных аддитивных помех.

Для осуществления зеркальной инверсии спектра смеси частоту сигнала на выходе дополнительного задающего генератора приемника, очевидно, необходимо выбрать равной удвоенной промежуточной частоте смеси f_г 2f_п.ч. (при обработке на промежуточной частоте), а первое преобразование частоты необходимо осуществить по правилу f_инв f_г f_п.ч.с. При этом повторную инверсию спектра также осуществляют по правилу f_вых f_г f_инв 2f_п.ч. (2f_п.ч. f_п.ч.с) f_п.ч.с, так что на выходе восстанавливают исходный спектр смеси, при этом фаза сигнала дополнительного задающего генератора компенсируется.

Вторым условием точного выделения и восстановления исходного сигнала помехи является отсутствие во взятых отсчетах сигнала помехи сигнальной составляющей. Данное условие выполняется благодаря тому, что отсчеты сигнала помехи формируют не в произвольные моменты времени, а в моменты нулевых значений принимаемого сигнала на промежуточной или высокой частоте, которые могут быть выделены из смеси принимаемого сигнала и сигнала помехи, например, с помощью широко известного устройства автоподстройки частоты и фазы опорного генератора сигнала к частоте и фазе принимаемого сигнала (ФАПЧ). Устройство ФАПЧ обычно обладает очень высокой инерционностью, соответствующей стабильности несущей частоты принимаемого сигнала, что обеспечивает высокую точность слежения за частотой и фазой принимаемого сигнала при наличии помех и высокую помехоустойчивость системы ФАПЧ, что в конечном счете обеспечивает очень незначительное просачивание сигнальной составляющей по цепи компенсации даже при действии очень сильных помех [2, с.321-327]
Таким образом, при обеспечении идеальной ФАПЧ, т.е. при достаточно большом отношении сигнал/помеха на входе, внутриканальная аддитивная помеха при использовании данного способа компенсируется полностью.

При этом потенциальная помехоустойчивость приемника, реализующего предложенный способ компенсации, будет определяться только внеканальным шумом, просачивающимся под высокочастотным и низкочастотным "хвостами" полосовых фильтров устройства, т. е. степенью прямоугольности или порядком полосовых фильтров устройства. При этом выигрыш по помехоустойчивости при применении предложенного способа компенсации может быть весьма значительным, в особенности при большой крутизне, т.е. при высокой прямоугольности АЧХ полосовых фильтров устройства. При заданной прямоугольности полосовых фильтров устройства выигрыш будет, очевидно, также возрастать при большом разнесении верхней и нижней боковых полос по частоте друг от друга, т.е. при использовании в системе связи поднесущих частот модуляции, когда боковые полосы отстоят друг от друга на величину поднесущей частоты.

Известны устройства, реализующие когерентный способ компенсации внутриканальных аддитивных радиопомех с помощью дополнительных (компенсационных) радиоприемников. Эти устройства подразделяются на две основные разновидности.

Первой из них является система компенсации помех с квадратурными преобразователями [2, с.221-232, рис.5.20] содержащая кроме основного и компенсационного радиоприемников два усилителя с регулируемыми коэффициентами передачи, два коррелятора, служащие для управления коэффициентами передачи усилителей, фазовращатель, обеспечивающий поворот фазы сигнала помех на 90^o для получения его квадратурной составляющей, и сумматор, осуществляющий алгебраическое вычитание сигнала помехи из смеси полезного сигнала и сигнала помехи.

Однако помимо сложности данного устройства, обусловленной наличием двух радиоприемников (основного и компенсационного), высокое качество подавления помех и незначительное ослабление детерминированного полезного сигнала в нем обеспечиваются при следующих условиях: малой мощности полезного сигнала, проникающего в компенсационный приемник, идентичных амплитудно-частотных и фазочастотных характеристиках УПЧ основного и компенсационного приемников, хорошем согласовании диаграммы направленности антенны компенсационного приемника с боковыми лепестками антенны основного приемника и равенства единице коэффициента взаимной корреляции сигналов помех, действующих на выходах УПЧ основного и компенсационного приемников.

Второй разновидностью устройства когерентной компенсации помех является устройство компенсации помех с системами АРУ и ФАПЧ [2, с.232-234, рис. 5.22] которое наиболее близко к предлагаемому устройству и выбрано за прототип. Оно содержит основной приемник и дополнительные блоки компенсации. В состав основного приемника входят антенна, смеситель, гетеродин и усилитель промежуточной частоты (УПЧ) с системой АРУ, поддерживающей неизменным уровень напряжения на его выходе, при этом антенна подключена к первому выходу смесителя, к второму входу которого подключен гетеродин, а выход смесителя соединен с входом УПЧ. Основными блоками компенсации являются антенна, усилитель промежуточной частоты, система АРУ, смеситель, гетеродин, а также управитель, выход которого связан с входом гетеродина, а вход с выходом фазового детектора, подключенного соответствующими входами к выходам УПЧ основного и компенсационного приемников, которые подключены к входам алгебраического сумматора. В последнем осуществляется сложение выходных напряжений УПЧ обоих приемников (основного и компенсационного). Система АРУ компенсационного приемника работает под действием сигнала, равного разности выходных напряжений УПЧ обоих приемников, обеспечивая равенство мгновенных значений сигналов помех на входах алгебраического сумматора. Систему ФАПЧ образуют фазовый детектор, управитель, смеситель и УПЧ компенсационного приемника. Совместная работа систем АРУ и ФАПЧ обеспечивает необходимые фазовые и амплитудные соотношения между сигналами помех, поступающими с обоих УПЧ в алгебраический сумматор, а именно равенство амплитуд сигналов помех и противоположность их фаз.

Однако в устройстве-прототипе недостаточна степень компенсации помехи, в особенности приходящей с того же направления, что и полезный сигнал. Кроме того, имеет место дополнительный шум, вносимый компенсационным приемником. При этом устройство-прототип требует наличия двух приемных каналов.

Задача предлагаемого устройства компенсации внутриканальных аддитивных радиопомех в приемниках амплитудно-модулированных, частотно и фазо-манипулированных радиосигналов, реализующего предложенный способ компенсации, состоит в улучшении степени компенсации внутриканальных аддитивных радиопомех, приходящих с произвольных направлений, и в его упрощении.

Задача решается в предложенном устройстве компенсации внутриканальных аддитивных радиопомех, реализующем предложенный способ компенсации, содержащем антенну, преобразователь частоты, состоящий из смесителя и гетеродина, УПЧ и алгебраический сумматор, причем к первому входу смесителя подключена антенна, к второму входу смесителя подключен гетеродин, а выход смесителя соединен с входом УПЧ, и согласно изобретению дополнительно содержащем первый и второй выделители компенсирующего сигнала помехи в пределах нижней и верхней инвертированной боковых полос соответственно, состоящие из первого и второго блоков дискретизации, первого и второго блоков синхронизации и первого и второго блоков восстановления помехи, первый и второй блоки задержки, дополнительный алгебраический сумматор, первый и второй дополнительные смесители, первый и второй полосовые фильтры нижней и верхней боковой полосы соответственно, сумматор и задающий генератор, причем к выходу УПЧ подключены вход первого блока задержки, выход которого соединен с суммирующим входом алгебраического сумматора, вход первого выделителя компенсирующего сигнала помех, выход которого соединен с вычитающим входом алгебраического сумматора, и первый вход первого дополнительного смесителя, выход алгебраического сумматора через первый полосовой фильтр нижней боковой полосы соединен с первым входом сумматора, к выходу первого дополнительного смесителя подключен вход второго блока задержки, выход которого соединен с суммирующим входом дополнительного алгебраического сумматора, и вход второго выделителя компенсирующего сигнала помехи, выход которого соединен с вычитающим входом дополнительного алгебраического сумматора, выход дополнительного алгебраического сумматора через последовательно соединенные второй дополнительный смеситель и второй полосовой фильтр верхней боковой полосы соединен с вторым входом сумматора, выход которого является выходом устройства, а выход задающего генератора соединен с вторыми входами первого и второго дополнительных смесителей.

При этом каждый из выделителей состоит из блока дискретизации, блока синхронизации и блока восстановления сигнала помехи, при этом входы блока дискретизации и блока синхронизации объединены и являются входом выделителя, а выход блока синхронизации соединен с управляющим входом блока дискретизации, выход которого подключен к входу блока восстановления сигнала помехи, выход которого является выходом выделителя.

Таким образом, в соответствии с решаемой задачей в предлагаемом устройстве компенсации прием аддитивной смеси полезного сигнала и сигнала помехи осуществляют с помощью антенны, смесителя, гетеродина и УПЧ, вычитание из принимаемой смеси полезного сигнала и сигнала помехи компенсирующего сигнала помехи осуществляют с помощью алгебраического сумматора, но в отличие от прототипа выделение компенсирующего сигнала помехи производят из принимаемой смеси полезного сигнала и сигнала помехи раздельно в нижней и инвертированной верхней боковой полосах с помощью первого и второго выделителей компенсирующего сигнала помехи соответственно. При этом формирование мгновенных отсчетов сигнала помехи в моменты нулевых значений полезного сигнала осуществляют с помощью первого и второго блока дискретизации, синхронизируемых первым и вторым блоками синхронизации соответственно, восстановление аналоговых сигналов помехи в пределах нижней и инвертированной верхней боковых полос осуществляют с помощью первого и второго блока восстановления помехи соответственно, вычитание восстановленных сигналов помехи из принимаемой смеси полезного сигнала и сигнала помехи производят раздельно в нижней и инвертированной верхней боковой полосах с помощью алгебраического сумматора и дополнительного алгебраического сумматора соответственно, причем первый и второй блоки задержки служат для компенсации временных задержек, возникающих в первом и втором выделителях компенсирующего сигнала помехи соответственно. При этом двойную инверсию спектра принимаемой смеси полезного сигнала и сигнала помехи осуществляют с помощью первого и второго дополнительных смесителей и задающего генератора, после чего с помощью сумматора суммируют полученные спектры нижней и верхней боковых полос, согласованные между собой первым и вторым полосовыми фильтрами соответственно.

В результате, благодаря тому что в предложенном устройстве компенсирующий сигнал помехи выделяется с помощью первого и второго выделителей непосредственно из смеси полезного сигнала и сигнала помехи в моменты нулевых значений полезного сигнала, степень компенсации помехи перестает зависеть от направления его прихода. При этом в устройстве не требуется дополнительного компенсационного приемника, как в прототипе, что значительно упрощает предлагаемое устройство.

На фиг. 1 приведена структурная схема предлагаемого устройства компенсации внутриканальных аддитивных радиопомех, реализующая предложенный способ компенсации; на фиг. 2 пример структурной схемы блоков синхронизации.

В соответствии с фиг. 1 устройство компенсации содержит антенну 1, преобразователь частоты, состоящий из смесителя 2 и гетеродина 3, УПЧ 4, первый выделитель компенсирующего сигнала помехи в пределах нижней боковой полосы 5, состоящий из первого блока дискретизации 6, первого блока синхронизации 7 и первого блока восстановления сигнала помехи 8, первый блок задержки 9, алгебраический сумматор 10, первый дополнительный смеситель 11, второй выделитель компенсирующего сигнала помехи в пределах инвертированной верхней боковой полосы 12, состоящий из второго блока дискредитации 13, второго блока синхронизации 14 и второго блока восстановления помехи 15, второй блок задержки 16, дополнительный алгебраический сумматор 17, второй дополнительный смеситель 18, задающий генератор 19, первый 20 и второй 21 полосовые фильтры нижней и верхней боковых полос соответственно и сумматор 22, причем к первому входу смесителя 2 подключена антенна 1, к второму входу смесителя 2 подключен выход гетеродина 3, а выход смесителя 2 соединен с входом УПЧ 4, к выходу которого подключены вход первого блока задержки 9, выход которого соединен с суммирующим входом алгебраического сумматора 10, вход первого выделителя компенсирующего сигнала помехи 5, которым является вход первого блока дискретизации 6 и вход первого блока синхронизации 7, выход которого соединен с управляющим входом первого блока дискредитации 6, выход которого подключен к входу первого блока восстановления помехи 8, выход которого соединен с вычитающим входом алгебраического сумматора 10, и первый вход первого дополнительного смесителя 11. Выход алгебраического сумматора 10 через первый полосовой фильтр нижней боковой полосы 20 соединен с первым входом сумматора 22, к выходу первого дополнительного смесителя 11 подключены вход второго блока задержки 16, выход которого соединен с суммирующими входом дополнительного алгебраического сумматора 17 и входом второго выделителя компенсирующего сигнала помехи 12, которым является вход второго блока дискретизации 13 и вход блока синхронизации 14, выход которого соединен с управляющим входом второго блока дискретизации 13, а выход второго блока дискретизации 13 соединен с входом второго блока восстановления сигнала помехи 15, выход которого соединен с вычитающим входом дополнительного алгебраического сумматора 17. Выход дополнительного алгебраического сумматора 17 и через последовательно соединенные второй дополнительный смеситель 18 и второй полосовой фильтр верхней боковой полосы 21 соединен с вторым входом сумматора 22, выход которого является выходом устройства компенсации, а выход задающего генератора 19 с частотой 2f_п.ч. приемника соединен с вторыми (гетеродинными) входами первого 11 и второго 18 дополнительных смесителей.

В соответствии с фиг. 2 одна из возможных структурных схем блоков синхронизации 7 и 14, которые аналогичны, содержит четыре усилителя-ограничителя 13, 28, 30, 32, фазовый детектор 24, два фазовращателя 25, 27, управляемый генератор частоты 26, дифференциатор 29, инвертор 31 и сумматор 33, причем входом блока синхронизации является вход первого усилителя-ограничителя 23, к выходу которого подключен вход фазового детектора 24, второй вход которого соединен с выходом фазовращателя на 90^o 25. Выход фазового детектора 24 соединен с управляющим входом управляемого генератора частоты 26, к выходу которого подключены вход фазовращателя на 90^o 25 и вход фазовращателя 27, выход которого соединен с входом второго усилителя-ограничителя 28, выход которого подключен к входу дифференциатора 29, к выходу которого подключены вход третьего усилителя-ограничителя 30 и вход инвертора 31, выход которого соединен с входом четвертого усилителя-ограничителя 32, а выходы третьего 30 и четвертого 32 усилителей-ограничителей соединены с первым и вторым входами сумматора 33 соответственно, выход которого является выходом блока синхронизации. В предлагаемом устройстве способ компенсации внутриканальных аддитивных радиопомех осуществляется следующим образом.

Принимаемая с помощью антенны 1, смесителя 2, гетеродина 3 и УПЧ 4 смесь амплитудно-модулированного или фазоманипулированного или одной из частот (нажатия и отжатия) частотно-манипулированного радиосигнала и внутриканальной аддитивной радиопомехи с выхода УПЧ 4 (с выхода соответствующего УПЧ частоты нажатия или отжатия в случае ЧМ) высокочастотного радиоприемника поступает на первый блок задержки 9, первый блок синхронизации 7 и первый блок дискретизации 6, которые обрабатывают нижнюю боковую полосу смеси, и на первый вход первого дополнительного смесителя 11, осуществляющего зеркальную инверсию спектра смеси, на выходе которого получаем инвертированную верхнюю боковую полосу. Первый блок синхронизации 7, работающий по схеме ФАПЧ, выдает на своем выходе тактовые импульсы дискретизации с частотой следования 2f_п.ч., совпадающие с нулевыми значениями принимаемого радиосигнала и поступающие на управляющий вход первого блока дискретизации 6. Первый блок дискретизации 6, представляющий собой устройство выборки-хранения, осуществляет формирование мгновенных отсчетов сигнала помехи с тактовой частотой 2f_п.ч. и их хранение в течение одного такта. С выхода первого блока дискретизации 6 мгновенные отсчеты сигнала помехи поступают на первый блок восстановления помехи 8, который в простейшем случае может представлять собой обычный полосовой фильтр с полосой пропускания Δf_н, соответствующей нижней боковой полосе смеси, и с соответствующим коэффициентом передачи, с выхода которого восстановленный аналоговый сигнал помехи поступает на вычитающий вход алгебраического сумматора 10. Одновременно принимаемая смесь полезного сигнала и аддитивной внутриканальной помехи через первый блок задержки 9 с полосой пропускания Δf_н, компенсирующий задержку сигнала помехи в первом блоке восстановления помехи 8, поступает на суммирующий вход алгебраического сумматора 10, с выхода которого нижняя боковая полоса полезного сигнала, свободная от внутриканальной аддитивной помехи через первый полосовой фильтр нижней боковой полосы Δf_н 20, служащий для согласования боковых полос полезного сигнала, поступает на первый вход сумматора 22.

Обработка инвертированной верхней боковой полосы смеси на выходе первого дополнительного смесителя 11 осуществляется аналогично обработке нижней боковой полосы смеси с помощью аналогичных узлов: второго блока задержки 16, второго блока синхронизации 14, второго блока дискретизации 13, второго блока восстановления помехи 15 и дополнительного алгебраического сумматора 17, с выхода которого инвертированная верхняя боковая полоса полезного сигнала, свободная от внутриканальной аддитивной помехи, поступает на первый вход второго дополнительного смесителя 18. На вторые (гетеродинные) входы первого 11 и второго 18 дополнительных смесителей поступает сигнал частоты f_г 2f_п.ч. от задающего генератора 19. При этом первое дополнительное преобразование частоты осуществляется в блоке 11 по правилу f_инв f_г f_п.ч.с, а повторное дополнительное преобразование частоты - в блоке 18 по правилу f_вых f_г f_инв 2f_п.ч. (2f_п.ч. f_п.ч.с) f_п.ч.с, так что на выходе второго смесителя 18 восстанавливается исходная верхняя боковая полоса полезного сигнала (нижняя боковая полоса, инвертированная после первого преобразования частоты в верхнюю боковую полосу, отфильтровывается). При этом фаза сигнала задающего генератора 19 компенсируется. С выхода второго дополнительного смесителя 18 верхняя боковая полоса полезного сигнала, свободная от внутриканальной аддитивной помехи, через второй полосовой фильтр верхней боковой полосы Δf_в 21, служащий для согласования боковых полос полезного сигнала, поступает на второй вход сумматора 22. На выходе сумматора 22 образуется исходный принимаемый радиосигнал, свободный от внутриканальных аддитивных радиопомех, поступающий на соответствующий демодулятор приемника. Для случая ЧМ требуется двухканальное устройство компенсации, содержащее два списанных устройства компенсации на каждую из частот нажатия и отжатия (при однократной ЧМ).

Блоки синхронизации 7, 14 (фиг. 2) представляют собой классическую схему автоподстройки частоты и фазы (ФАПЧ) опорного управляемого генератора 26 со средней частотой f_п.ч., совпадающей со средней частотой принимаемого сигнала (либо с одной из частот нажатия или отжатия в случае ЧМ), работающую следующим образом.

Принимаемая смесь полезного радиосигнала и внутриканальной аддитивной радиопомехи поступает на первый усилитель-ограничитель 23, обеспечивающий устранение флуктуаций амплитуды смеси, что повышает помехоустойчивость системы ФАПЧ, включающей фазовый детектор 24, фазовращатель на 90^o 25 и управляемый генератор 26. Подобная кольцевая схема обеспечивает синхронизацию с точностью до фазы частоты управляемого генератора 26 с частотой принимаемого сигнала. Помехоустойчивость системы ФАПЧ определяется ее инерционностью, т. е. полосой пропускания фазового детектора 24, и при высокой стабильности несущей частоты принимаемого сигнала может быть обеспечена очень высокой. Остальные узлы блока синхронизации 27-33 являются вспомогательными и служат для формирования из сигнала частоты f_п.ч. управляемого генератора 26 коротких импульсов дискретизации с частотой следования 2f_п.ч., совпадающих с нулевыми значениями частоты f_п.ч. управляемого генератора 26. При этом фазовращатель 27 устраняет временные задержки в узлах 28-33, второй усилитель-ограничитель 28 превращает синусоидальное напряжение генератора 26 в меандр, дифференциатор 29 выделяет фронты меандра (положительный и отрицательный), следующие поочередно, третий 30 и четвертый 32 усилители-ограничители формируют короткие импульсы заданной амплитуды и длительности, инвертор 31 служит для инвертирования отрицательных фронтов меандра, сумматор 33 вырабатывает последовательность коротких импульсов дискретизации с частотой следования 2f_п.ч..

Построение всех узлов и блоков предлагаемого устройства компенсации внутриканальных радиопомех в приемниках амплитудно-модулированных, частотно и фазоманипулированных радиосигналов, реализующего предложенный способ компенсации, известно и описано в ряде работ. Примеры реализации устройств преобразования частоты, УПЧ, устройств выборки-хранения, полосовых фильтров, линий задержки, усилителей-ограничителей, фазовых детекторов, фазовращателей, управляемых генераторов, преобразователей частоты, дифференциаторов, инверторов и сумматоров имеются, например, в книгах [7-10]
Таким образом, в предложенном способе компенсация внутриканальных аддитивных радиопомех, приходящих с произвольных направлений, достигается с помощью приемного канала, что обеспечивает высокую эффективность и экономичность способа. При этом количественная величина достигаемого положительного эффекта может быть весьма значительной. Потенциальный энергетический выигрыш компенсатора, согласно проведенному расчету, определяется крутизной АЧХ или порядком полосовых фильтров компенсатора и составляет В_к 2n, где n порядок полосового фильтра. Так при n 5 В_к.дб 10lgВ_к 10 дб, что при исходной вероятности ошибки в системе когерентности приема сигналов с ФМ Р_ош.фм 10^-1 обеспечивает Р_ош.фм.к 10^-4, т.е. выигрыш примерно на 3 порядка, а при исходной Р_ош.фм 10^-2 Р_ош.фм.к = 10^-9, т.е. выигрыш приблизительно на 7 порядков.

Источники информации
1. Папалекси Н.Д. Радиопомехи и борьба с ними. М. Гостехиздат, 1942, с. 44.

2. Максимов М. В. Защита от радиопомех. М. Советское Радио, 1976, с. 134-137, 214-272, 321-327.

3. Южаков В.В. Принципы построения автокомпенсаторов сигналов активных помех. Зарубежная радиоэлектроника, 1986, N 2, с. 47-61.

4. Гольденберг Л.М. Матюшкин В.Д. Поляк М.Н. Цифровая обработка сигналов. М. Радио и связь, 1985, с. 164-167.

5. Уидроу Б. Адаптивные компенсаторы помех. Принципы построения и применение. ТИИЭР, 1975, т.62, N 12, с. 69-88.

6. Гоноровский И.С. Радиотехнические цепи и сигналы. М. Радио и связь, 1986, с. 59-62, 380-383.

7. Аналоговые и цифровые интегральные микросхемы./ Под ред. С.В. Якубовского. М. Радио и связь, 1985.

8. Шило В.Л. Популярные цифровые микросхемы. М. Радио и связь, 1987.

9. Шило В.Л. Линейные интегральные схемы. М. Советское радио, 1974.

10. Титц У. и Шенк К. Полупроводниковая схемотехника. М. Мир, 1983.

11. Финк Л.М. Теория передачи дискретных сообщений. М. Советское радио, 1963.

Изобретение относится к технике приема амплитудно-модулированных, частотно и фазоманипулированных радиосигналов в системах радиосвязи и радиотехнических системах и может быть использовано для повышения помехоустойчивости приема за счет компенсации внутриканальных аддитивных радиопомех. Задачей предлагаемого способа компенсации помех является улучшение когерентного способа компенсации помех, при котором компенсируются помехи, приходящие в место приема с произвольных направлений, в том числе с того же направления, что и полезный сигнал. Для решения этой задачи в способе, при котором при приеме аддитивной смеси полезного сигнала и сигнала помехи вычитают из нее компенсирующий сигнал помехи, последний выделяют из смеси путем формирования мгновенных отсчетов сигнала помехи в моменты нулевых значений полезного сигнала в смеси и последующего восстановления из них аналогового сигнала помехи, совпадающего по форме с сигналом помехи в упомянутой смеси. При этом выделение компенсирующего сигнала помехи осуществляют раздельно - в нижней и инвертированной верхней боковых полосах принимаемой смеси. Устройство, реализующее предлагаемый способ, обеспечивает улучшение степени компенсации внутриканальных аддитивных радиопомех и характеризуется упрощением реализации, поскольку не требует дополнительного компенсационного приемника, а содержит антенну 1, смеситель 2, гетеродин 3, УПЧ 4 и алгебраический сумматор 10, с помощью которых осуществляется прием аддитивной смеси полезного сигнала и сигнала помехи и вычитание из нее компенсирующего сигнала помехи, а выделение компенсирующего сигнала помехи из упомянутой смеси согласно изобретению производят благодаря введению в устройство первого 5 и второго 12 выделителей компенсирующего сигнала помехи в пределах нижней и инвертированной верхней боковых полос, а также первого 9 и второго 16 блоков задержки, дополнительного алгебраического сумматора 17, первого 11 и второго 18 дополнительных смесителей, первого 20 и второго 21 полосовых фильтров нижней и верхней боковых полос, сумматора 22 и задающего генератора 19. 2 с. и 1 з.п. ф-лы, 2 ил.

1. Способ компенсации внутриканальных аддитивных радиопомех в приемниках амплитудно-модулированных, частотно-манипулированных и фазоманипулированных радиосигналов, состоящий в приеме аддитивной смеси полезного сигнала и сигнала помехи и вычитании из принимаемой смеси полезного сигнала и сигнала помехи компенсирующего сигнала помехи, отличающийся тем, что производят выделение компенсирующего сигнала помехи из принимаемой смеси полезного сигнала и сигнала помехи, при котором формируют мгновенные отсчеты сигнала помехи в моменты нулевых значений полезного сигнала в принимаемой аддитивной смеси полезного сигнала и сигнала помехи и восстанавливают из них аналоговый сигнал помехи, совпадающий по форме с сигналом помехи в принимаемой аддитивной смеси полезного сигнала и сигнала помехи, после чего осуществляют вычитание восстановленного сигнала помехи, являющегося компенсирующим сигналом помехи, из принимаемой аддитивной смеси полезного сигнала и сигнала помехи, причем упомянутое выделение компенсирующего сигнала помехи осуществляют раздельно в нижней и инвертированной верхней боковых полосах принимаемой смеси полезного сигнала и сигнала помехи, при этом предварительно спектр сигнала верхней боковой полосы зеркально инвертируют в область спектра нижней боковой полосы, а после вычитания в пределах спектра инвертированной верхней боковой полосы из принимаемой смеси полезного сигнала и сигнала помехи коменсирующего сигнала помехи осуществляют повторную зеркальную инверсию спектра инвертированной верхней боковой полосы в исходное положение, после чего суммируют полученные спектры верхней и нижней боковых полос принимаемого полезного сигнала. 2. Устройство компенсации внутриканальных аддитивных радиопомех в приемниках амплитудно-модулированных, частотно-манипулированных и фазоманипулированных радиосигналов, содержащее антенну, преобразователь частоты, состоящий из смесителя и гетеродина, УПЧ и алгебраический сумматор, причем к первому входу смесителя подключена антенна, ко второму входу смесителя подключен гетеродин, а выход смесителя соединен с входом УПЧ, отличающееся тем, что в него введены первый и второй выделители компенсирующего сигнала помехи в пределах нижней и инвертированной верхней боковых полос соответственно, первый и второй блоки задержки, дополнительный алгебраический сумматор, первый и второй дополнительные смесители, первый и второй полосовые фильтры нижней и верхней боковых полос соответственно, сумматор и задающий генератор, причем к выходу УПЧ подключены вход первого блока задержки, выход которого соединен с суммирующим входом алгебраического сумматора, вход первого выделителя компенсирующего сигнала помех, выход которого соединен с вычитающим входом алгебраического сумматора, и первый вход первого дополнительного смесителя, выход алгебраического сумматора через первый полосовой фильтр нижней боковой полосы соединен с первым входом сумматора, к выходу первого дополнительного смесителя подключен вход второго блока задержки, выход которого соединен с суммирующим входом дополнительного алгебраического сумматора, и вход второго выделителя компенсирующего сигнала помехи, выход которого соединен с вычитающим входом дополнительного алгебраического сумматора, выход дополнительного алгебраического сумматора через последовательно соединенные второй дополнительный смеситель и второй полосовой фильтр верхней боковой полосы соединен с вторым входом сумматора, выход которого является выходом устройства, а выход задающего генератора соединен с вторыми входами первого и второго дополнительных смесителей. 3. Устройство по п.2, отличающееся тем, что каждый выделитель компенсирующего сигнала помехи состоит из блока дискретизации, блока синхронизации и блока восстановления сигнала помехи, при этом входы блока дискретизации и блока синхронизации объединены и являются входом выделителя, а выход блока синхронизации соединен с управляющим входом блока дискретизации, выход которого подключен к входу блока восстановления сигнала помехи, выход которого является выходом выделителя.