ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ ЧАСТОТЫ СВЧ ДИАПАЗОНА Российский патент 1999 года по МПК H03D7/00 H03D7/12 H01L27/95 

Техническое решение относится к полупроводниковой технике СВЧ и может быть использовано для эффективного преобразования частоты в коротковолновой части СВЧ диапазона.

Известны полупроводниковые смесительные диоды, используемые для преобразования частоты в СВЧ диапазоне [Микроэлектронные устройства СВЧ \ Г.И. Веселов, Е.Н. Егоров, Ю.Н. Алехин и др.; Под ред. Г.И. Веселова.- М.: Высш. шк. , 1988, 280 с.], [Полупроводниковые приборы. Сверхвысокочастотные диоды. Справочник /Б. А. Наливайко, А.С. Берлин, В.Г. Божков и др. Под ред. Б.А. Наливайко. - Томск: МГП "РАСКО", 1992, 233.с.], [Гусятинер М.С., Горбачев А. И. Полупроводниковые сверхвысокочастотные диоды. - М.: Радио и связь, 1983, 224 с.], а также транзисторы [ Данилин В.М, и др. Смесители и генераторы на ПТ с двумя затворами Шоттки. - Электрон. техника. Сер. 1. Электроника СВЧ, 1985, вып. 11, с.24- 28.]. При этом в миллиметровом диапазоне применяются в основном диоды с барьером Шоттки, поскольку они имеют низкие собственные шумы.

Известен преобразователь частоты СВЧ диапазона на бескорпусном арсенид-галлиевом смесительном диоде Шоттки с балочными выводами [Harada Y., Hisashi F. A novel beam lead GaAs Schottky-barrier diode fabricated by using thick polyimide film.- IEEE Trans., 1979, v.ED-26, N11, p. 1799-1804], представляющий собой тонкую (порядка 1 мкм) полупроводниковую пленку n-GaAs, на которой формируются омический контакт и контакт барьера Шоттки, расстояние между которыми 2-3 мкм. СВЧ сигналы, а также напряжение смещения подаются с помощью золотых балочных выводов.

Однако для работы данного преобразователя требуются внешние фильтрующие цепи для подавления паразитных спектральных составляющих на выходе (см., например, [Фельдштейн А. Л., Явич Л.Р., Смирнов В.П. Справочник по элементам волноводной техники. - М. : Советское радио, 1967, 652с.], [Амирян Р.А., Куликов А. В. , Криворучко В.И. Функциональные элементы интегральных схем мм-диапазона: фильтры, малошумящие смесители. - Обзоры по электрон. технике. Сер. 1. Электроника СВЧ, 1985, вып. 11, 32 с.], [Гассанов Л.Г. и др. Смесители мм-диапазона в гибридно-интегральном и монолитном исполнении. - Обзоры по электрон. технике. Сер. 1. Электроника СВЧ, 1985, вып.7, 40 с.]).

Известен также преобразователь частоты в интегральном исполнении на смесительном диоде [Микроэлектронные устройства СВЧ/Г.И. Веселов, Е.Н. Егоров, Ю.Н. Алехин и др.; Под ред. Г.И. Веселова.- М.: Высш.шк., 1988.-280с.], представляющий собой тонкую полупроводниковую пленку, с расположенными на ней омическим контактом и контактом с барьером Шоттки, расстояние между которыми равно нескольким микрометрам. СВЧ сигналы, а также напряжение смещения подаются по микрополосковой линии, в отрезке которой размещен сам диод.

Для работы этого преобразователя также необходимы внешние фильтрующие цепи [Фельдштейн А.Л., Явич Л.Р., Смирнов В.П. Справочник по элементам волноводной техники. - М.: Советское радио, 1967, 652 с.], [Амирян Р.А., Куликов А. В. , Криворучко В.И. Функциональные элементы интегральных схем мм- диапазона: фильтры, малошумящие смесители. - Обзоры по электрон. технике. Сер. 1. Электроника СВЧ, 1985, вып.11, 32 с.], [Гассанов Л.Г. и др. Смесители мм-диапазона в гибридно-интегральном и монолитном исполнении. - Обзоры по электрон. технике. Сер. 1. Электроника СВЧ, 1985, вып.7, 40 с.]
Наиболее близким к заявляемому преобразователю является преобразователь частоты СВЧ диапазона в интегральном исполнении [Гуревич Г.Л., Коган А.Л., Коробков Г.М. Характеристики распределенного смесителя СВЧ - диапазона, использующего волны пространственного заряда в тонких полупроводниковых пленках. - Радиотехника и электроника, 1984, т.29, N2, с.333-340], содержащий тонкую пленку полупроводника с отрицательной дифференциальной проводимостью, эпитаксиально выращенную на полуизолирующей подложке. На поверхности пленки сформированы омические контакты катода и анода, к которым приложено большое статическое напряжение смещения, вызывающее дрейф электронов. Между катодом и анодом расположены входной и выходной электроды, представляющие собой контакты типа барьера Шоттки, причем входной электрод представляет собой одиночный полосковый контакт, а выходной - систему из двух полосковых контактов.

Данный преобразователь имеет ряд преимуществ по сравнению с первыми двумя, а именно: высокий коэффициент передачи и хорошую развязку между входом и выходом, может совмещать смешение и усиление с информационной обработкой сигнала.

Недостатком данного преобразователя также является необходимость во внешних фильтрующих цепях, обеспечивающих требуемое подавление паразитных спектральных составляющих на выходе.

Задачей заявляемого технического решения является устранение этого недостатка путем оригинального выполнения выходного элемента связи преобразователя.

Сущность заявляемого технического решения заключается в том, что в преобразователе частоты СВЧ диапазона, выполненном в интегральном исполнении, содержащем активную среду в виде тонкой пленки полупроводника с отрицательной дифференциальной проводимостью (например, n-GaAs или n-lnP) с размещенными на ней анодным и катодным омическими контактами и между ними входным и выходным элементами связи, выходной элемент связи выполнен фильтрующим в виде встречно- штыревой системы металлических электродов, подчиненной соотношению:
I≤N≤N_max (1)
где N- число пар штырей выходного элемента связи;
N_max= (L-L_в)/λ_o максимальное число пар штырей, которое можно разместить между катодом и анодом;
L - расстояние между катодом и анодом, в реальных конструкциях не превышающее 100-250 мкм;
L_в - расстояние между входным и выходным элементами связи, где происходит взаимодействие волн пространственного заряда (ВПЗ), причем теоретические и экспериментальные исследования показывают, что L_в должно быть не менее (3÷4)λ_м, где λ_м= ν_o/f_м - длина ВПЗ с минимальной по частоте f_м основной спектральной составляющей преобразователя;
ν_o - статическая дрейфовая скорость электронов в пленке полупроводника, являющаяся одновременно и фазовой скоростью ВПЗ, которая не зависит от частоты (для n-GaAs ν_o= 1,7•10⁷ см/с); λ_o= ν_o/f_o - длина ВПЗ фильтруемого полезного сигнала с частотой f₀. При этом шаг встречно-штыревой системы электродов d = λ_o/2, а ширина штырей l ≤ λ_o/4.
Кроме того, сущностью заявляемого технического решения является более жесткое, чем в пункте 1, соотношение, определяющее выбор параметров выходного элемента связи:

где k- коэффициент, больший единицы, задаваемый при разработке преобразователя частоты, характеризующий фильтрующие свойства выходного элемента связи;
f₀ - частота фильтруемого сигнала;
f_п - паразитная частота на выходе преобразователя (эта частота может быть и не одна; в этом случае соотношение (2) должно быть выполнено для всех существующих паразитных составляющих спектра).

Соотношение (2) позволяет задать оптимальные геометрические размеры выходного элемента связи преобразователя частоты по известному спектру преобразователя.

Кроме того, сущностью технического решения является правило выбора числа пар штырей N для обеспечения максимально возможного подавления паразитной спектральной составляющей с частотой f_п, в соответствии с которым число пар штырей выходного элемента связи N, выбираемое из интервала 2 ≤ N ≤ N_max, должно быть таким, чтобы для него выполнялось неравенство:

где δ - наперед заданное положительное число, меньшее единицы, (то есть 0 < δ < 1), определяющее требуемую степень подавления паразитной спектральной составляющей с частотой f_п на выходе преобразователя частоты. Так, например при δ = 0,1 подавление паразитной спектральной составляющей с частотой f_п будет на порядок сильнее, чем в случае выполнения соотношения (2) для данного N.

Соотношение (3) позволяет выбрать такие геометрические размеры преобразователя, чтобы на его выходе амплитуды всех паразитных спектральных составляющих были пренебрежимо малыми по сравнению с амплитудой фильтруемого сигнала f₀.

Соотношение (1), определяющее выбор числа пар штырей N, может применяться для обеспечения подавления паразитных спектральных составляющих, амплитуды ВПЗ которых под выходным элементом связи меньше, чем амплитуда ВПЗ полезного фильтруемого сигнала. Соотношение (1) модифицируется для различных частных случаев.

Соотношение (2), являющееся модификацией соотношения (1), необходимо применять для фильтрации полезной спектральной составляющей, когда амплитуды ВПЗ полезного и паразитного сигналов являются сравнимыми.

Соотношение (3), также являющееся модификацией соотношения (1), следует применять для обеспечения подавления таких паразитных спектральных составляющих на выходе преобразователя, которые имеют амплитуды ВПЗ под выходным элементом связи, заметно превосходящие амплитуду ВПЗ полезного фильтруемого сигнала. Выполнение соотношения (3) позволяет достигать практически полного подавления паразитных спектральных составляющих на выходе преобразователя частоты.

Технических решений с данной совокупностью признаков в известной авторам научной и технической литературе не обнаружено. Результат, полученный у данного технического решения и обусловленный совокупностью этих признаков, не достигается в известных решениях. Заявляемый преобразователь может быть использован для преобразования частоты в коротковолновой части СВЧ диапазона, включая миллиметровый диапазон, с эффективной фильтрацией преобразованного сигнала.

Техническое решение поясняется чертежами. На фиг. 1 представлен общий вид преобразователя частоты, где 1 - тонкая пленка полупроводника с отрицательной дифференциальной проводимостью (типа n-GaAs или n-1nР), 2 - катод, 3 - анод, 4 - входной элемент связи, представляющий собой одиночный полосковый металлический контакт с барьером Шоттки, 5 - замкнутой пунктирной линией изображено место расположения выходного элемента связи, который представляет собой встречно-штыревую систему металлических электродов, образующих барьер Шоттки с полупроводниковой пленкой, 6 - диэлектрическая подложка (полуизолирующий GaAs или InP).

На фиг. 2 схематически изображен выходной элемент связи, где 7 - встречно-штыревая система металлических электродов, 8 - диэлектрический слой (SiO₂), 9 - металлические шины, лежащие под диэлектриком, 10 - контактные площадки. Конденсаторами символически изображена емкостная связь, штырей с соответствующими шинами. Пунктирными горизонтальными линиями показаны границы потока электронов, дрейфующих от катода к аноду. Вертикальные штрихпунктирные линии отмечают середины соседних штырей.

На фиг. 3 и 4 сплошными кривыми представлены передаточные функции H(f) выходного элемента связи, рассчитанные по формуле

характеризующие частотно-избирательные свойства встречно-штыревой системы электродов [Шапиро Д.Н., Паин А.А. Основы теории синтеза частот. -М.: Радио и связь, 1981, 264с.] для N = 10 (фиг. 3) и для N =27 (фиг.4). На этих же фигурах пунктирными кривыми представлены огибающие передаточных функций H₁(f) выходного элемента связи

Преобразователь частоты работает следующим образом. Между катодом 2 и анодом 3 в пленке 1 создается сильное статическое электрическое поле, напряженность которого соответствует участку отрицательной дифференциальной проводимости (для n-GaAs). Это поле вызывает дрейф электронов от катода 2 к аноду 3. Под расположенным вблизи катода входным широкополосным элементом связи 4 (полосковый контакт с барьером Шоттки (БШ)) возбуждаются слабая волна пространственного заряда (ВПЗ) с частотой f_C (сигнал) и более интенсивная ВПЗ с частотой f_H, причем f_H < f_C (низкочастотная накачка). Вследствие нелинейности полупроводника в потоке электронов, дрейфующих от катода к аноду, возникают ВПЗ с частотами f_C±f_H,f_C±2f_H,f_C±3f_H, и т.д., также с частотами 2f_H, 3f_H, 4f_H, и т.д., причем, как показывают теоретические и экспериментальные исследования [Барыбин А.А., Пригоровский В.М. Волны в тонких слоях полупроводников с отрицательной дифференциальной проводимостью. -Изв. ВУЗов, Физика, 1981, т.24, вып. 8, c.28-41.], [Кумабе К., Кояма Д. Двумерный анализ волн пространственного заряда в усилителе бегущей волны на кристалле арсенида галлия. - Дэнси цусин гаккай ромбунси, 1974, т.57, N 6, с. 179-186.], [Дин P., Матарезе Р. Новый тип СВЧ- транзистора - усилитель бегущей волны на GaAs. - ТИИЭР, 1972, т. 60, N12, с. 23- 43.], расстояние между входным и выходным элементами связи L_в, где происходит взаимодействие ВПЗ, должно быть не менее (3÷4)λ_м, где λ_м= ν_o/f_м - длина ВПЗ с минимальной по частоте f_м основной спектральной составляющей преобразователя. Эти ВПЗ, а также ВПЗ с частотами f_C и f_H усиленные или ослабленные при распространении от катода к аноду [Михайлов А. И., Сергеев С. А. Преобразование частоты при параметрическом взаимодействии волн пространственного заряда в тонкопленочных полупроводниковых структурах с отрицательной дифференциальной проводимостью. - Письма в ЖТФ, 1996, т. 22, вып.24, с.75-78.], [Михайлов А. И., Сергеев С. А. Параметрическое взаимодействие волн пространственного заряда в тонкопленочных полупроводниковых структурах с отрицательной дифференциальной проводимостью. - Известия ВУЗов, Радиоэлектроника, 1995, т.38, N 9-П1,с.43-51], действуют на выходной элемент связи 5 и вызывают появление на нем напряжения выходного сигнала. Учитывая, что статические электрические потенциалы в полупроводниковой пленке под разными штырями встречно-штыревого преобразователя могут сильно различаться, четные и нечетные штыри (нумерация штырей начинается со стороны катода) должны быть изолированы друг от друга по постоянному току [Гуревич Г.Л., Китаев М.А., Коган А.Л., Рыжова Е.И. Исследование возбуждения волн пространственного заряда в тонких пленках полупроводников многоэлементными системами электродов. - Радиотехника и электроника, 1988, т. 33, N 6, с. 1272 -1278]. При этом нечетные штыри по переменному СВЧ сигналу должны быть соединены с общей для них шиной. Аналогичное условие должно быть выполнено и для четных штырей. В предлагаемой конструкции преобразователя частоты это достигается наличием тонкого диэлектрического слоя (SiO₂), причем толщина слоя выбирается таким образом, чтобы, с одной стороны, изолировать встречно-штыревой преобразователь по постоянному току от общих шин, а с другой, - обеспечить емкостную связь (короткое замыкание по переменному току) штырей с соответствующими шинами (на фиг.2 эта емкостная связь символически изображена конденсаторами). Теоретические и экспериментальные исследования показывают [Михайлов А. И., Сергеев С. А. Преобразование частоты при параметрическом взаимодействии волн пространственного заряда в тонкопленочных полупроводниковых структурах с отрицательной дифференциальной проводимостью. - Письма в ЖТФ, 1996, т.22, вып.24, с.75-78.], [Иванченко В.А., Михайлов А.И. Функциональные возможности усилителя бегущей волны на n-GaAs в условиях параметрического усиления при низкочастотной накачке. - В кн.: Сборник тезисов докладов Всесоюзного совещания " Электроника. Преобразователи информации." - М.: Н.Новгород, 1991, с. 12-14.], что наиболее существенными по амплитуде в выходной области преобразователя являются ВПЗ с частотами f_C - f_H, f_C, а также ВПЗ накачки с частотой f_H. Остальные ВПЗ, включая ВПЗ с частотами 2f_H, 3f_H, 4f_H и т.д. имеют пренебрежимо малые амплитуды. При этом амплитуды ВПЗ с частотами f_C - f_H и f_C могут быть одного порядка, а амплитуда ВПЗ накачки может заметно превосходить амплитуды ВПЗ с частотами f_C - f_H и f_C. Таким образом, задача фильтрации на практике сводится к необходимости подавления на выходе преобразователя двух частот f_H и f_C. В соответствии с (1), (2), (3) геометрические размеры выходного элемента связи могут быть выбраны таким образом, чтобы на выходе преобразователя оставался сигнал только с одной выбранной частотой из спектра (например,f_C - f_H), все остальные частотные компоненты могут быть подавлены.

Пример 1. Преобразователь частоты 8-мм диапазона длин волн. Преобразователь представляет собой тонкую полупроводниковую пленку с отрицательной дифференциальной проводимостью с размещенными на ней анодом и катодом, расстояние между которыми L = 120 мкм. На расстоянии 2 мкм от катода расположен входной элемент связи, выполненный в виде одиночного полоскового БШ с шириной 2 мкм. На входной элемент связи подается слабый сигнал с частотой f_C = 37 ГГц и более интенсивный сигнал накачки с частотой f_H = 10 ГГц. Вследствие нелинейности полупроводника в пленке возникают ВПЗ с частотами f_C - f_H = 27 ГГц, f_C + f_H = 47 ГГц, f_C - 2f_H = 17 ГГц, f_C + 2f_H = 57 ГГц, f_C -3f_H =7 ГГц, 2f_H = 20 ГГц, 3f_H = 30 ГГц, 4f_H = 40 ГГц и т.д. ВПЗ с этими частотами, а также с частотами f_C и f_H будут проходить под выходным элементом связи. Пусть выходной элемент связи настроен на частоту f₀ = f_H = 27 ГГц (λ_o≈ 6.3 мкм), тогда шаг встречно-штыревой системы d = λ_o/2 ≈ 3.2 мкм, а ширина штырей l ≤ λ_o/4 ≈ 1.6 мкм. Тогда по пункту 1 для λ_м= 17 мкм (для f_H=10 ГГц) количество пар штырей N выходного элемента связи может выбираться из интервала от 1 до 1 1, при этом паразитная составляющая с частотой f_C = 37 ГГц на выходе преобразователя будет ослабляться по сравнению с сигналом на частоте f₀ при N = 1 в 1.1 раза, при N = 11в12.1 раза, а паразитная составляющая с частотой f_H = 10 ГГц в 1.7 раза (N = 1) и в 18.4 раза (N = 11). Все остальные паразитные спектральные составляющие, вследствие того, что они имеют малые амплитуды, будут подавлены при любом количестве пар штырей N выходного элемента связи, и, поэтому в дальнейшем, рассматриваться не будут.

Пример 2. Преобразователь частоты 8-мм диапазона длин волн. Преобразователь представляет собой тонкую полупроводниковую пленку с отрицательной дифференциальной проводимостью с размещенными на ней катодом и анодом, расстояние между которыми L = 120 мкм. На расстоянии 2 мкм от катода расположен входной элемент связи, выполненный в виде одиночного полоскового БШ с шириной 2 мкм. На входной элемент связи подается слабый сигнал с частотой f_C = 37 ГГц и более интенсивный сигнал накачки с частотой f_H = 10 ГГц. Вследствие нелинейности полупроводника в пленке возникает ВПЗ с частотой f_C - f_H = 27 Ггц. ВПЗ с этой частотой, а также с частотами f_C и f_H будут проходить под выходным элементом связи. Пусть выходной элемент связи настроен на частоту f₀ = f_C - f_H = 27 ГГц λ_o≈ 6.3 мкм), тогда шаг структуры d = λ_o/2 ≈ 3.2 мкм, а ширина штырей l ≤ λ_o/4 ≈ 1.6 мкм. Тогда по пункту 1 для λ_м= 17 мкм (для f_H = 10 ГГц количество пар штырей N выходного элемента связи может выбираться из интервала от 1 до 11. Пусть амплитуду паразитной спектральной составляющей на частоте f_C = 37 ГГц необходимо ослабить не менее чем в 10 раз по сравнению с амплитудой сигнала на частоте f₀. По пункту 2 формулы для k = 10 и λ_м= 17 мкм (для f_H=10 ГГц) количество пар штырей N выходного элемента связи может быть равно 10 или 11. Так, при N = 10 (пунктирная кривая фиг.3) сигнал на частоте f_C = 37 ГГц будет ослабляться по сравнению с сигналом на частоте f₀ = 27 ГГц в 10.9 раза, при этом паразитная спектральная составляющая на частоте f_H = 10 ГГц будет ослабляться в 16.7 раза. Однако, как уже говорилось выше, ВПЗ с частотой f_H = 10 ГГц может заметно превосходить амплитуды ВПЗ с частотами f_C - f_H и f_C на выходе преобразователя, поэтому для ее подавления нужно воспользоваться более жестким, чем пункт 2, условием.

Пример 3. Преобразователь частоты 8-мм диапазона длин волн. Преобразователь представляет собой тонкую полупроводниковую пленку с отрицательной дифференциальной проводимостью с размещенными на ней анодом и катодом, расстояние между которыми L = 230 мкм. На расстоянии 2 мкм от катода расположен входной элемент связи, выполненный в виде одиночного полоскового БШ с шириной 2 мкм. На входной элемент связи подается слабый сигнал с частотой f_C = 37 ГГц и более интенсивный сигнал накачки с частотой f_H = 10 ГГц. Вследствие нелинейности полупроводника в пленке возникают ВПЗ с частотой f_C - f_H = 27 ГГц. ВПЗ с этой частотой, а также с частотами f_C и f_H будут проходить под выходным элементом связи. Пусть выходной элемент связи настроен на частоту f₀ = f_C - f_H = 27 ГГц λ_o≈ 6.3 мкм), тогда шаг структуры d = λ_o/2 ≈ 3.2 мкм, а ширина штырей l ≤ λ_o/4 ≈ 1.6 мкм. Тогда по пункту 1 для λ_м= 17 мкм (для f_H = 10 ГГц) количество пар штырей N выходного элемента связи может выбираться из интервала от 1 до 28. Пусть из всего спектра на выходе необходимо максимально подавить сигнал на частоте f_H=10 ГГц, так как ВПЗ с этой частотой усиливается и может иметь на выходе большую амплитуду. По пункту 3 формулы для f_п = f_H = 10 ГГц и для δ = 0,001, перебирая N из интервала от 1 до 28, добиваемся выполнения приведенного неравенства. Так при N = 27 (сплошная кривая на фиг. 4) спектральная составляющая на частоте f_H = 10 ГГц будет ослабляться по сравнению с сигналом на частоте f₀ = 27 ГГц на шесть порядков.

Необходимо добавить, что в миллиметровом диапазоне наибольшее распространение в качестве линий передачи получили прямоугольные волноводы. Практически вся измерительная техника, выпускаемая промышленностью, и большое количество всевозможных устройств обработки сигналов в миллиметровом диапазоне выполняется на прямоугольных волноводах. То есть, при использовании во всех трех рассмотренных примерах для отвода выходного сигнала от преобразователя прямоугольного волновода с сечением 7.2 х 3.4 мм² сигнал с частотой накачки f_H = 10 ГГц не попадает в полосу волновода. И, таким образом, проблема подавления паразитной составляющей с частотой f_H решается автоматически. А выходной элемент связи реально должен обеспечивать подавление только одной паразитной составляющей с частотой f_C = 37 ГГц.

Рассмотренные примеры иллюстрируют возможность использования предлагаемого технического решения для получения преобразования частоты в миллиметровом диапазоне, сопровождающееся эффективной фильтрацией полезного сигнала на выходе преобразователя частоты.

Заявляемый интегральный преобразователь частоты может быть использован для преобразования частоты коротковолновой части СВЧ диапазона с эффективной фильтрацией преобразованного сигнала. Оригинальное выполнение его выходного элемента связи позволяет выделять одну частотную составляющую из спектра на выходе, все остальные составляющие будут подавлены. Это обстоятельство позволяет, в частности, использовать данный преобразователь в качестве активного элемента синтезатора частот коротковолновой части СВЧ диапазона.

Изобретение относится к полупроводниковой технике СВЧ и может быть использовано для эффективного преобразования частоты в коротковолновой части СВЧ диапазона. Техническим результатом является преобразование частоты в коротковолновой части СВЧ диапазона, включая миллиметровый диапазон, с эффективной фильтрацией преобразованного сигнала. Сущность заявляемого изобретения заключается в том, что в преобразователе частоты СВЧ, выполненном в интегральном исполнении, содержащем активную среду в виде тонкой пленки полупроводника с отрицательной дифференциальной проводимостью (например, n-GzAs или n-InP) с размещенными на ней анодным и катодным омическими контактами и между ними входным и выходным элементами связи, выходной элемент связи выполнен фильтрующим в виде встречно-штыревой системы металлических электродов, подчиненной математическому соотношению, которое модифицируется для различных частных случаев. 2 з.п.ф-лы, 4 ил.

1. Преобразователь частоты СВЧ диапазона, выполненный в интегральном исполнении, содержащий активную среду в виде тонкой полупроводниковой пленки с отрицательной дифференциальной проводимостью, с размещенными на ней катодом и анодом и между ними входным и выходным элементами связи, отличающийся тем, что его выходной элемент связи выполнен фильтрующим в виде встречно-штыревой системы металлических электродов, подчиненной соотношению
1 ≤ N ≤ N_max,
где N - число пар штырей выходного элемента связи; N_max= (L-L_в)/λ_o - максимальное число пар штырей, которое можно разместить между катодом и анодом;
L - расстояние между катодом и анодом;
L_в - расстояние между входным и выходным элементами связи, L_в≥ (3-4)λ_м, λ_м= ν_o/f_м - длина волны пространственного заряда с минимальной по частоте f_м основной спектральной составляющей преобразователя;
ν_o - статическая дрейфовая скорость электронов в пленке полупроводника;
λ_o= ν_o/f_o - длина волны пространственного заряда фильтруемого полезного сигнала с частотой f₀. 2. Преобразователь частоты по п.1, отличающийся тем, что выходной элемент связи имеет число пар штырей N, подчиненное соотношению

где k - коэффициент, больший единицы, задаваемый при разработке преобразователя частоты, характеризующий фильтрующие свойства выходного элемента связи;
f₀ - частота фильтруемого сигнала;
f_п - паразитная частота на выходе преобразователя. 3. Преобразователь частоты по п.1, отличающийся тем, что для обеспечения максимально возможного подавления паразитной спектральной составляющей с частотой f_п число пар штырей выходного элемента связи N, выбираемое из интервала 2 ≤ N ≤ N_max, должно быть таким, чтобы для него выполнялось неравенство

где δ - наперед заданное положительное число, меньшее единицы (0 < δ < 1), определяющее требуемую степень подавления паразитной спектральной составляющей с частотой f_п на выходе преобразователя частоты.