Изобретение относится к цифроаналоговым преобразователям.
Известные цифроаналоговые преобразователи содержат системы, которые включают в себя цепочку резисторов, элементы которой избирательно запитывают при реагировании на определенное значение входного цифрового сигнала для выдачи общего выходного аналогового сигнала соответствующей величины. Также для выполнения цифро- аналогового преобразования известно применение методики широтно- импульсной модуляции (ШИМ). В этой методике ШИМ широтно-импульсно-модулированный сигнал генерируют с коэффициентом заполнения, регулируемым определенным значением входного цифрового сигнала. Этот широтно-импульсно-модулированный сигнал затем фильтруют по нижним частотам и формируют аналоговый сигнал, значение которого зависит от коэффициента заполнения широтно-импульсно-модулированного сигнала.
В заявке EP-A-0 132622 раскрывается цифроаналоговый преобразователь, содержащий схему преобразования, источник опорного сигнала и схему коррекции для генерирования выходного аналогового сигнала при реагировании на выходной сигнал схемы преобразования и на опорный сигнал.
В схемах, содержащих как цифровые, так и аналоговые части, желательно, чтобы в цифровом виде была выполнена по возможности наибольшая часть схемы. Цифровые части можно выполнять в виде интегральных схем, которые являются относительно недорогими, компактными и имеют хороший энергетический КПД, и также сравнительно нечувствительны к проблемам производственных допусков аналоговых схем.
В цифроаналоговом преобразователе на некотором каскаде должен иметь место переход от цифровых схем к аналоговым. Это межсоединение налагает еще одно ограничение, которое заключается в том, что желательно использовать как можно меньшее количество сигнальных линий для соединения цифровой части схемы с аналоговой частью схемы. Причина этого состоит в том, что цифровая часть схемы обычно выполняется в виде интегральной схемы, которая имеет гораздо меньший размер и ограниченное число имеющихся входных/выходных соединений. То есть чем больше число необходимых соединений от цифровой части схемы к аналоговой части схемы, тем меньше будет число соединений для осуществления других функций, которые могут потребоваться от цифровой схемы.
Данное изобретение направлено на решение проблемы обеспечения усовершенствованного цифроаналогового преобразователя, который позволит использовать большую часть цифровых схем и для которого потребуется небольшое число соединений между цифровой частью схемы и аналоговой частью схемы.
С одной стороны, данное изобретение предлагает цифроаналоговый преобразователь для преобразования значения входного цифрового сигнала в выходной аналоговый сигнал, содержащий
схему преобразования, реагирующую на указанное значение входного цифрового сигнала, для генерирования некорректированного аналогового сигнала;
схему опорного сигнала для генерирования опорного сигнала;
схему коррекции, реагирующую на указанный некорректированный аналоговый сигнал и на опорное напряжение, для генерирования выходного аналогового сигнала;
отличающийся тем, что
указанная схема опорного сигнала выполнена с возможностью генерировать опорный сигнал с заданным коэффициентом заполнения, причем указанные схема преобразования и схема опорного сигнала выполнены в единой интегральной схеме, в результате чего изменения в общем напряжении питания интегральной схемы и в общих условиях окружающей среды создают согласованные изменения в указанном некорректированном аналоговом сигнале и указанном опорном сигнале, при этом указанный цифроаналоговый преобразователь содержит фильтр нижних частот опорного сигнала для генерирования указанного опорного напряжения из указанного опорного сигнала.
Поэтому изменения в напряжении питания и напряжении контактной площадки, возникающие при изготовлении различия (такие как формирователи слабого выходного сигнала на контактной площадке), изменения рабочей температуры и т. п., которые обусловливают изменение в некорректированном аналоговом сигнале, можно компенсировать осуществляемой таким образом выдачей более точного цифроаналогового преобразования.
В предпочтительных вариантах осуществления указанная схема преобразования содержит несколько выходных каскадов, каждый из которых реагирует на указанное значение входного цифрового сигнала, для генерирования сигнала составляющей, который является одним из сигналов сигналом включения, имеющим некоторую амплитуду, широтно-импульсно-модулированным сигналом, имеющим некоторую амплитуду, и сигналом выключения; причем указанный сигнал включения и указанный широтно-импульсно-модулированный сигнал для разных выходных каскадов имеют разные амплитуды и поданы параллельно на общий суммирующий узел для генерирования суммарного сигнала; и
указанная схема коррекции содержит фильтр нижних частот для фильтрации по нижним частотам любой широтно-импульсно-модулированной составляющей указанного суммарного сигнала от указанного общего суммирующего узла для генерирования указанного выходного аналогового сигнала.
Применяют несколько выходных каскадов с разными амплитудами сигнала; при этом каждый каскад выполнен с возможностью действовать в режиме включения/выключения или в режиме широтно-импульсной модуляции. Это обеспечивает высокий динамический диапазон с широтно-импульсной модуляцией, обеспечивающей достаточно хорошую разрешающую способность, и при этом нет необходимости иметь избыточное число выходных каскадов. Фильтр нижних частот является единственной частью, которая по своему характеру должна быть аналоговой для соблюдения требования выполнения цифроаналогового преобразователя в основном с помощью цифровой схемы.
Для обеспечения высокого динамического диапазона, который равномерно и эффективно охватывает диапазон предназначенных для использования выходных аналоговых сигналов, указанные сигналы включения и указанные широтно-импульсно-модулированные сигналы для разных выходных каскадов предпочтительно должны иметь логарифмически связанные амплитуды.
В цифровой схеме выполнение этой логарифмической взаимосвязи упрощают, когда указанные амплитуды сигнала увеличиваются вдвое между выходными значениями.
Взаимосвязь между значением входного цифрового сигнала и реагированием цифроаналогового преобразователя на него может принимать разные формы. Но предпочтительно упрощенные варианты осуществления данного изобретения являются такими, в которых один или несколько разрядов хорды указанного значения входного цифрового сигнала управляются тем, какой именно из указанных выходных каскадов будет генерировать указанный сигнал включения, какой именно из указанных выходных каскадов будет генерировать указанный широтно-импульсно-модулированный сигнал, и какой именно из указанных выходных каскадов будет генерировать указанный сигнал выключения.
При этом будет возможным одновременное формирование широтно-импульсно-модулированного сигнала составляющей более чем одним выходным каскадом. Но имеющееся разрядное пространство (или временные интервалы, где разряд представляет собой временной интервал), характеризующее значение входного цифрового сигнала, само по себе является очень ценным. Количество данных емкости запоминающего устройства, требуемое для запоминания дискретизированного цифровым методом представления аналогового сигнала, может быть чрезвычайно большим, и, соответственно, разрядное пространство в пределах любого данного значения входного цифрового сигнала должно использоваться с максимальным эффектом. В предпочтительных вариантах заявленного осуществления изобретения для данного значения входного цифрового сигнала только один из указанных выходных каскадов является широтно-импульсно-модулированным выходным каскадом, который генерирует широтно-импульсно-модулированный сигнал; причем любой из выходных каскадов, амплитуда сигнала которого ниже, чем у указанного широтно-импульсно-модулированного выходного каскада генерирует сигналы включения, и любые выходные каскады с амплитудой сигнала выше, чем у указанного широтно-импульсно-модулированного выходного каскада генерируют сигналы выключения.
Разрядное пространство, необходимое для определения коэффициента заполнения широтно-импульсно-модулированного сигнала до значимой степени, является сравнительно большим относительно разрядного пространства, требуемого для определения следующего: какой именно выходной каскад будет формировать сигналы либо включения, либо выключения. Соответственно желательно, чтобы в любое данное время широтно-импульсно-модулированный сигнал формировал только один выходной каскад. Кроме этого, для достижения требуемого динамического диапазона в пределах амплитуды аналогового сигнала необходимо, чтобы были включенными выходные каскады более низкого порядка для обеспечения смещения, при максимальном значении которого широтно-импульсно-модулированный сигнал обеспечивает дополнительную степень точности регулирования и улучшает единообразность.
В соответствии с вышеизложенным предпочтительно, чтобы несколько рязрядов управляющего поля указанного значения входного цифрового сигнала выбирало коэффициент заполнения для указанного широтно-импульсно-модулированного сигнала.
Желательно, чтобы цифроаналоговый преобразователь мог формировать обе полярности аналогового сигнала, и, соответственно предпочтительно, чтобы знаковый разряд указанного значения входного цифрового сигнала выбирал полярность указанного выходного аналогового сигнала.
Фильтр нижних частот можно выполнить многими способами. Одна из возможных трудностей заключается в эффекте температурного дрейфа и в допусках при изготовлении в цифровых схемах при введении в действие фильтра нижних частот, в результате чего в абсолютном значении выходного аналогового сигнала могут возникать изменения. В предпочтительных вариантах осуществления данного изобретения эта проблема решается за счет того, что указанный фильтр нижних частот содержит дифференциальный усилитель, причем опорный входной сигнал, подаваемый в указанный дифференциальный усилитель, является опорным напряжением, получаемым из опорного сигнала с заданным коэффициентом заполнения.
Это сочетание использования дифференциального усилителя, который корректируют опорным напряжением, которое в свою очередь получают из опорного сигнала с заданным коэффициентом заполнения, состоит в том, что изменения в сигналах составляющей, формируемых выходными каскадами, будут сопровождаться соответствующими изменениями в опорном сигнале, которые будут устранять друг друга.
Простой, эффективный и недорогой способ регулирования амплитуд сигналов разных выходных каскадов заключается в том, что каждый выходной каскад включает в себя резистивный элемент, предназначенный для регулирования указанных амплитуд сигнала для указанного выходного каскада.
Изменение в амплитудах сигналов разных каскадов можно более точно регулировать, если указанные резистивные элементы формируют из одного или нескольких резисторов, имеющих общее значение сопротивления и выбранных из одной партии изготовления.
Данное изобретение наряду с обеспечением преимуществ компактности, высокого динамического диапазона и высокой разрешающей способности во многих разных вариантах выполнения также обеспечивает особые преимущества в вариантах осуществления, в которых цифроаналоговый преобразователь кроме указанных резистивных элементов и указанного фильтра нижних частот содержит цифровую интегральную схему.
Для эффективного управления разными типами сигнала составляющей, направляемыми в общий суммирующий узел, предпочтительно, чтобы каждый выходной каскад содержал буфер трех состояний, который генерирует указанный сигнал составляющей.
Можно выбрать многие типы широтно-импульсной модуляции. В общем, переход, происходящий в состоянии сигнала, потребляет энергию. Снижение потребления энергии считается желательной целью, поскольку при этом портативные устройства будут иметь больший срок работы, и при этом уменьшается повышение температуры. Но для улучшения производительности фильтра нижних частот и точности воспроизведения выходного аналогового сигнала предпочтительно, чтобы указанный широтно-импульсно-модулированный сигнал имел бы самое низкое содержание низкочастотной составляющей Фурье для требуемого коэффициента заполнения и частоты избыточной дискретизации указанного широтно-импульсно-модулированного сигнала.
Цифроаналоговый преобразователь данного изобретения можно использовать со значениями входного цифрового сигнала, характеризующими многие разные физические объекты. Но данное изобретение конкретно применимо для тех случаев, когда указанное значение входного цифрового сигнала является цифровой аудиовыборкой и когда выходной аналоговый сигнал приводит в действие аудиопреобразователь.
С другой стороны, данное изобретение предлагает способ цифроаналогового преобразования для преобразования значения входного цифрового сигнала в выходной аналоговый сигнал, заключающийся в том,
что в ответ на указанное значение входного цифрового сигнала генерируют некорректированный аналоговый сигнал с помощью схемы преобразования,
генерируют опорный сигнал с заданным коэффициентом заполнения с помощью схемы опорного сигнала, причем указанную схему преобразования и указанную схему опорного сигнала формируют в единой интегральной схеме, в результате чего изменения в общем напряжении питания интегральной схемы, общих условиях окружающей среды и в общих возникающих при изготовлении различиях создают согласованные изменения в указанном некорректированном аналоговом сигнале и указанном опорном сигнале;
осуществляют фильтрацию нижних частот указанного опорного сигнала для генерирования опорного напряжения;
В ответ на указанный некорректированный аналоговый сигнал и указанное опорное напряжение генерируют указанный выходной аналоговый сигнал с помощью схемы коррекции.
Далее следует изложение предпочтительных вариантов осуществления, описываемых только в качестве примера, со ссылкой на прилагаемые чертежи, на которых:
фиг. 1 иллюстрирует формат одного варианта значения входного цифрового сигнала;
фиг. 2 - выходной каскад для цифроаналогового преобразования значения входного цифрового сигнала фиг. 1;
фиг. 3 - группа выходных каскадов, изображенных на фиг. 2, в сочетании с фильтром нижних частот;
фиг. 4 - цифроаналоговая характеристика системы, изображенной на фиг. 1, 2 и 3;
фиг. 5 - регулирование хорды относительно разных разрядов выбора хорды для системы, изображенной на фиг. 1, 2 и 3;
фиг. 6 - преобразование значений входного цифрового сигнала в выходные аналоговые сигналы для систем, изображенных на фиг. 1, 2 и 3;
фиг. 7 - формат другого варианта значения входного цифрового сигнала;
фиг. 8 - выходной каскад для цифроаналогового преобразования значения входного цифрового сигнала фиг. 7;
фиг. 9 - группа выходных каскадов, изображенных на фиг. 8, в сочетании с фильтром нижних частот;
фиг. 10 - цифроаналоговая характеристика системы фиг. 7, 8 и 9;
фиг. 11 - регулирование хорды относительно разных разрядов выбора хорды для систем, изображенных на фиг. 7, 8 и 9;
фиг. 12 - преобразование значений входного цифрового сигнала в выходные аналоговые сигналы для системы, изображенной на фиг. 7, 8 и 9;
фиг. 13 - кодирование с помощью широтно-импульсной модуляции для разных значений мантиссы значения входного цифрового сигнала фиг. 7;
фиг. 14 - взаимосвязь между опорным сигналом с заданным коэффициентом заполнения, опорным напряжением и напряжением питания;
фиг. 15 - согласованные изменения в некорректированном аналоговом сигнале и опорном напряжении; и
фиг. 16 - еще один вариант осуществления, в котором стерео аудиосигналы формируют двумя двухкаскадными цифроаналоговыми преобразователями, которые затем фильтруют по нижним частотам и усиливают.
Фиг. 1 изображает значение входного цифрового сигнала 2. Значение входного цифрового сигнала 2 состоит из знакового разряда 4, двух разрядов выбора хорды (экспоненты порядка числа) 6 и пяти разрядов управляющего поля (мантиссы) 8. Знаковый разряд 4 управляет полярностью выходного аналогового сигнала, формируемого цифроаналоговым преобразователем. Разряды выбора хорды 6 регулируют следующее: какой именно из выходных каскадов цифро- аналогового преобразователя будет формировать сигналы включения, сигналы выключения или широтно-импульсно-модулированные сигналы. Это соответствует выбору конкретной хорды на характеристике фиг. 4, на которой находится выходной аналоговый сигнал. Разряды управляющего поля 8 управляют коэффициентом заполнения широтно-импульсно-модулированного сигнала, формируемого одним из выходных каскадов цифроаналогового преобразователя. Это соответствует определению положения по хорде фиг. 4, которая была выбрана разрядами выбора хорды 6. Эти пять разрядов из числа разрядов управляющего поля 8 позволяют определить тридцать два разных коэффициента заполнения.
Фиг. 2 иллюстрирует выходной каскад 10 цифроаналогового преобразователя, 5-разрядный широтно-импульсно модулирующий декодер 12 (фактически совместно используемый всеми выходными каскадами) преобразует разряды управляющего поля 8 в широтно-импульсно-модулированный сигнал ШИМ, имеющий один из 32 возможных коэффициентов заполнения. Разряды управляющего поля 00000 дают коэффициент заполнения 16/32. Разряды управляющего поля 01111 дают коэффициент заполнения 31/32, промежуточные числа разряда управляющего поля между 00001 и 01110 обеспечивают коэффициенты заполнения от 17/32 до 30/32. Разряды управляющего поля 10000 дают коэффициент заполнения 0/32. Разряды управляющего поля 11111 дают коэффициент заполнения 15/32, промежуточные разряды управляющего поля между 10000 и 11111 дают коэффициент заполнения от 1/32 до 14/32.
Декодер хорды 14 реагирует на разряды выбора хорды 6 и при этом формирует выходной сигнал регулирования хорды, который направляют к мультиплексору 16. В зависимости от содержания разрядов выбора хорды 6 декодер хорды 14 управляет мультиплексором 16 с помощью разрядов регулирования хорды и при этом выбирает один из сигналов сигнал включения 18, сигнал выключения 20 и широтно-импульсно-модулированный сигнал для выходного сигнала, формируемого мультиплексором 16. Отображение разрядов выбора хорды 6 в сигнале регулирования хорды будет разным для разных выходных каскадов, в результате чего для любых данных разрядов выбора хорды один из мультиплексоров будет выбирать широтно-импульсно-модулированный сигнал, и мультиплексоры более высокого порядка будут выбирать сигнал включения 18, а мультиплексоры более низкого порядка будут выбирать сигнал выключения 20.
Знаковый разряд 4 направляет входной сигнал в буфер трех состояний 22. Буфер трех состояний 22 управляется выходным сигналом мультиплексора 16 и направляет свой выходной сигнал в контактную площадку выхода 24 интегральной схемы. Все компоненты слева от контактной площадки выхода 24 на фиг. 2 являются частью интегральной схемы. Сигнал от контактной площадки выхода 24 затем подают к резистивному элементу 26, имеющему конкретное значение в зависимости от порядка выходного каскада. Резистивный элемент 26 формируют из цепи резисторов одинакового значения и выбранных из одной и той же партии изготовления. Поэтому таким образом можно добиться точной логарифмической взаимосвязи между значениями сопротивления соответствующих резистивных элементов 26 в разных выходных каскадах 10.
Фиг. 3 изображает цифроаналоговый преобразователь с четырьмя выходными каскадами 10. Эти выходные каскады 10 соединяют с общим суммирующим узлом 28 посредством соответствующих резистивных элементов 26. Общий суммирующий узел 28 подает свой выходной сигнал в фильтр нижних частот 30, который содержит дифференциальный усилитель 32 с целью обратной связи 34. Опорное напряжение V/2 подают к неинвертирующему входу дифференциального усилителя 32, и сумму сигналов составляющей от соответствующих выходных каскадов 10 подают от общего суммирующего узла к инвертирующему входу дифференциального усилителя 32. Цепь обратной связи 34 имеет значения составляющей, выбираемые в соответствии с нормативной практикой для формирования характеристики фильтрации по нижним частотам с частотой среза, которая значительно ниже, чем низшая составляющая Фурье широтно-импульсно-модулированного сигнала.
Опорное напряжение V/2 получают от схемы опорного напряжения 27 посредством дополнительной контактной площадки выхода интегральной схемы (имеющей одинаковый с выходными каскадами выходной буфер трех состояний, в результате чего можно корректировать возникающие при изготовлении различия в выходных буферах трех состояний), которая формирует опорный сигнал RS, имеющий 50-процентный коэффициент заполнения и который затем пропускают через фильтр 36 нижних частот опорного сигнала для получения опорного напряжения V/2. Таким образом, изменения в абсолютной величине сигналов, формируемых интегральной схемой, например такие, как обусловленные изменениями в напряжении питания, компенсируются, поскольку те же самые изменения будут происходить в опорном напряжении V/2, которое используют дифференциальным усилителем в качестве опорной точки.
Фиг. 4 иллюстрирует цифроаналоговую характеристику схемы фиг. 3. Аналоговый сигнал изменяется в диапазоне от -4801 до +4801, где I есть заданный ток, дающий наименьшее приращение в аналоговом сигнале (в этом случае примерно V/(8•R), где V является напряжением, которое буфер трех состояний 22 формирует на контактной площадке выхода 24 при его включении). Этот динамический диапазон, равный 9601, кодировался бы линейно с помощью 10 разрядов. Однако логарифмическое представление сигнала, объясняемое в отношении фиг. 1, обеспечивает этот динамический диапазон с помощью 8 разрядов. Значения входного цифрового сигнала от 00 до 1f (шестнадцатеричные) находятся в первой хорде 38 и обеспечивают тридцать два возможных уровня выходного аналогового сигнала, причем каждый уровень отделен от другого интервалом I. Вторая хорда 40 также обеспечивает тридцать два возможных уровня аналогового сигнала, но в этом случае - с интервалом 2•I. То же происходит в случае с третьей хордой 42 и с четвертой хордой 44 для соответствующих уровней аналогового сигнала с интервалами, равными 4•I и 8•I. Если самый старший разряд значения входного цифрового сигнала равен "1", указывающий отрицательный выходной аналоговый сигнал, то используют соответствующие отрицательные хорды 38', 40', 42' и 44'.
Несмотря на то, что динамический диапазон аналогового сигнала высокий, все же разрешающая способность на более высоких уровнях ниже, чем при обычном линейном кодировании. Но во многих случаях практического применения, таких как при применении аудиосигналов, это несущественно, поскольку логарифмическая характеристика хорошо согласуется с характеристиками слуха человека и поэтому оптимально используют разрядное пространство, имеющееся для данной аудиовыборки.
Фиг. 5 изображает взаимосвязь между разрядами выбора хорды или разрядами экспоненты (ЕХР) и сигналами регулирования хорды, направляемыми в соответствующие мультиплексоры 16 в разных выходных каскадах 10. Выходной каскад низшего порядка является каскадом с резистивным элементом наибольшей величины (в этом случае - 8•R), и его выбираемый выходной сигнал характеризуется величиной EN [0] . При выборе низшей хорды 38, 38' выходной каскад низшего порядка формирует широтно-импульсно-модулированную составляющую при выключенных всех каскадах более высокого порядка. При нарастании экспоненты выходной каскад, формирующий широтно-импульсно-модулированный сигнал, повышает порядок, причем выходные каскады более низкого порядка постоянно включены, а выходные каскады более высокого порядка остаются выключенными. При выборе значением экспоненты 11 хорды высшего порядка 44, 44' выходной каскад высшего порядка (соответствующий резистивному элементу R) формирует широтно- импульсно-модулированный сигнал и все каскады более низкого порядка формируют сигналы включения.
Фиг. 6 изображает взаимосвязь между знаковыми разрядами и разрядами экспоненты и мантиссы значения входного цифрового сигнала, с одной стороны, и сигналами составляющей Iout[n] и суммированным сигналом Itot, который фильтруют по нижним частотам, с другой стороны. Для выходных каскадов, которые в данное время формируют широтно-импульсно-модулированный сигнал, изображаемое на фиг. 6 значение является коэффициентом заполнения для данной мантиссы, умноженным на соответствующую амплитуду сигнала для этого каскада.
Фиг. с 7 по 13 иллюстрируют второй вариант осуществления данного изобретения. Этот вариант осуществления действует на тех же принципах, что и описываемый выше первый вариант осуществления, но в этом случае используют 3-разрядную экспоненту (разряды выбора хорды) и 4-разрядную мантиссу (разряды управляющего поля). Это изображено на фиг. 7.
Фиг. 8 изображает выходной каскад 46, который в этом случае содержит 4-разрядный широтно-импульсно-модулирующий декодер 48 и декодер хорды 50, который срабатывает на три разряда экспоненты. Мультиплексор 52 и буфер трех состояний 54 действуют таким же образом, что и описываемые выше.
Фиг. 9 иллюстрирует цифроаналоговый преобразователь, состоящий из восьми выходных каскадов 46, иллюстрируемых на фиг. 8. В этом случае резистивные элементы имеют диапазон значений сопротивления между R и 128•R. Токи выходного сигнала составляющей от всех выходных каскадов 46 подают в общий суммирующий узел 56 перед фильтрацией по нижним частотам. Схема опорного сигнала 47 формирует опорный сигнал с 50-процентным коэффициентом заполнения, который затем фильтруют по нижним частотам с помощью фильтра 49 нижних частот опорного сигнала.
Фиг. 10 иллюстрирует характеристику цифроаналогового преобразователя фиг. 9. Эта характеристика состоит из восьми хорд, соответственно выбираемых разными значениями экспоненты. Самые высокие значения в соответствующих хордах: 16I, 48I, 112I, 240I, 496I, 1008I, 2032I и 4080I. Полный динамический диапазон этой характеристики равен 8160I. Для этого динамического диапазона обычно требуются 13 разрядов для охвата этого диапазона линейным представлением. В этом логарифмическом представлении он охватывается только 8 разрядами за счет размера шага, возрастающего в последней хорде до 128I. Каждая хорда имеет шестнадцать возможных равномерно отделяемых интервалами уровней.
Фиг. 11 иллюстрирует взаимосвязь между значениями экспоненты и выходным сигналом регулирования хорды декодера хорды 50. Характер этой взаимосвязи тот же, что и проиллюстрированный на фиг. 5 для предшествующего варианта осуществления. При росте экспоненты происходит увеличение порядка выходного каскада, формирующего широтно-импульсно-модулированный сигнал; при этом более низкие каскады включены и более высокие каскады выключены.
Фиг. 12 изображает взаимосвязь между знаковым разрядом и разрядами экспоненты и мантиссы, с одной стороны, и сигналами составляющей и суммарными сигналами, с другой стороны, во втором варианте осуществления. В сравнении с первым вариантом осуществления более высокий динамический диапазон достигается за счет большего размера шага. Это обстоятельство является разумным компромиссом для цифроаналогового преобразования аудиосигнала.
Фиг. 13 иллюстрирует взаимосвязь между значениями мантиссы и широтно-импульсно-модулированным сигналом, который является выходным сигналом 4-разрядного широтно-импульсно-модулирующего декодера 48 фиг. 8. Значение мантиссы, равное 1000, формирует коэффициент заполнения 0/16, который представлен широтно-импульсно-модулированным сигналом, остающимся при выключенном состоянии в течение всех его шестнадцати временных интервалов (частота избыточной дискретизации •16). Значение мантиссы (разряды управляющего поля), равное 0000, формирует 8/16 (50-процентный) коэффициент заполнения, в котором широтно-импульсно-модулированный сигнал чередуется между включением и выключением каждого временного интервала из шестнадцати избыточно дискретизированных временных интервалов. Можно достигнуть 50-процентный коэффициент заполнения с помощью восьми последовательных временных интервалов выключения, которые следуют за восемью последовательными временными интервалами включения. Однако декодирование такого типа будет иметь большее содержание низкочастотной составляющей Фурье, удаление которого с помощью фильтра нижних частот будет более трудным. Соответственно, для повышения точности воспроизведения получаемого аналогового сигнала используют характеристику самой высокой частоты.
В варианте осуществления фиг. 8 значения входного цифрового сигнала до его выведения подвергают некоторой цифровой обработке. Эту обработку цифрового сигнала можно применять для компенсации таких факторов, как изменение с частотой фазового сдвига, вводимой цифроаналоговым преобразователем. Если для широтно-импульсно- модулированного сигнала требуется 100-процентный коэффициент заполнения, то это достигается за счет направления данных выборки в схемы предварительной обработки цифрового сигнала, которые вводят их в задиапазонное состояние с помощью этого задиапазонного сигнала, подаваемого в 4-разрядный широтно-импульсно-модулированный декодер 48. Это изображено нижней строкой на фиг. 13.
Фиг. 14 иллюстрирует опорный сигнал 58, состоящий из волны в виде меандра с 50-процентным коэффициентом заполнения и уровнем, изменяющимся между нулем и напряжением питания Vrail. Среднее (фильтрованное по нижним частотам) значение опорного сигнала является половиной значения напряжения питания и подается в схеме в качестве опорного напряжения.
Фиг. 15 иллюстрирует, как изменение, вызываемое ухудшением характеристик некорректированного аналогового сигнала (сигнал общего узла), согласуется посредством изменения опорного напряжения, в результате чего a/b по существу то же, что и с/d. Таким образом, уход (дрейф) напряжения, сдвиг и некоторые другие проблемы, возникающие вследствие допусков в схемах, можно корректировать дифференциальным усилителем, подавая на него опорное напряжение в качестве уровня опорного входного сигнала.
Фиг. 16 иллюстрирует еще один вариант осуществления с двумя двухкаскадными аудиоканалами AOL, AOR, каждый из которых имеет соответствующий фильтр нижних частот и связанный с ним усилитель. Опорное напряжение Vref обеспечивают с помощью выходного сигнала Aref, который отфильтрован по нижним частотам. Это опорное напряжение Vref подают в фильтр и схемы усиления обоих каналов для компенсации изменений в сигналах AOL, AOR и Aref, формируемых интегральной схемой.
Цифроаналоговый преобразователь содержит выход, который обеспечивает широтно-импульсно-модулированный сигнал с заданным коэффициентом заполнения, который можно использовать в качестве опорного сигнала (V/2) для компенсации изменений в работе остальной части цифроаналоговой схемы. Цифроаналоговый преобразователь имеет несколько выходных каскадов (46). Каждый выходной каскад (46) включает в себя буфер трех состояний (54), который выдает сигнал включения, сигнал выключения или широтно-импульсно-модулированный сигнал ШИМ, причем выбор сигналов осуществляется мультиплексором (52), который работает под управлением декодера хорды (50), реагирующим на разряды экспоненты в пределах значения входного цифрового сигнала. Если выбран широтно-импульсно-модулированный сигнал, его коэффициент заполнения регулируют широтно-импульсно-модулированным декодером (48), который реагирует на разряды мантиссы в пределах значения входного цифрового сигнала. Технический результат - повышение точности. 2 с. и 14 з. п. ф-лы, 16 ил.
| Способ приготовления активной окиси алюминия | 1959 |
|
SU132622A1 |
| RU 94025657 A1, 06.05.1996 | |||
| Сбивальный агрегат для пастило-зефирной массы | 1961 |
|
SU141386A1 |
| КРУТИЛЬНОЕ КОЛЬЦО | 0 |
|
SU280277A1 |
| US 4488144, 11.11.1984. | |||
