УСТРОЙСТВО УПРАВЛЕНИЯ ДЛЯ ИНВЕРТОРА НАПРЯЖЕНИЯ Российский патент 2002 года по МПК H02M7/523 

Изобретение относится к электротермии и предназначено для использования в высокочастотных транзисторных генераторах для индукционного нагрева различных металлов и сплавов.

Известно устройство [1], содержащее управляемый трехфазный выпрямитель напряжения сети ≠220/380 B 50 Гц на тиристорах, блок запуска тиристоров управляемого выпрямителя, сглаживающий дроссель, высокочастотный мостовой инвертор тока, нагруженный на параллельный колебательный контур, включающий контурный конденсатор и нагрузочную индуктивность, блок управления высокочастотным инвертором, блок управления углом зажигания тиристоров трехфазного выпрямителя, датчик тока питания мостового инвертора тока и датчик напряжения на нагрузочном контуре.

В указанном устройстве частота возбуждения силовых ключей высокочастотного инвертора тока в процессе индукционного нагрева поддерживается близкой к резонансной частоте нагрузочного контура (квазирезонансный режим), что позволяет максимально снизить потери на переключение в силовых ключах высокочастотного инвертора и иметь коэффициент полезного действия инвертора тока выше 0,9. Постоянный ток питания поступает в высокочастотный инвертор от сглаживающего дросселя. Регулировка выходной мощности высокочастотного инвертора производится путем изменения величины тока сглаживающего дросселя. Изменение величины тока сглаживающего дросселя осуществляется путем регулирования угла зажигания тиристоров управляемого выпрямителя.

Известным недостатком такого способа регулирования тока питания является наличие значительного уровня гармонических составляющих в токах потребления в фазах сети ≠220/380 В 50 Гц, которое ведет к снижению коэффициента мощности питающей сети ≠220/380 B 50 Гц и в конечном счете к ухудшению энергетических показателей высокочастотной нагревательной установки. Другой известный недостаток указанного устройства заключается в необходимости применения сглаживающего дросселя большой энергоемкости для обеспечения требуемого уровня пульсаций тока на частоте 300 Гц, что ведет к ухудшению массогабаритных показателей высокочастотной нагревательной установки.

Известно устройство [2], содержащее неуправляемый трехфазный выпрямитель с емкостным фильтром, прерыватель тока, сглаживающий дроссель, высокочастотный мостовой инвертор тока, нагруженный на параллельный контур, включающий контурный конденсатор и индуктор, блок автоматического управления частотой возбуждения силовых ключей указанного инертора тока, блок регулировки тока питания инвертора тока, датчик тока питания инвертора тока, датчик напряжения на параллельном нагрузочном контуре.

В данном устройстве высокочастотный мостовой инвертор тока работает в тех же условиях, что и инвертор тока в устройстве [1]. Постоянный ток питания поступает в высокочастотный инвертор от сглаживающего дросселя. Регулировка выходной мощности высокочастотного инвертора также производится путем изменения величины тока сглаживающего дросселя. Изменение величины тока сглаживающего дросселя осуществляется путем регулировки относительного времени включенного состояния прерывателя тока. При этом потребление тока от трехфазного выпрямителя имеет ярко выраженный импульсный (прерывистый) характер. Для устранения влияния прерывателя на сеть ≠220/380 В 50 Гц трехфазный выпрямитель включает емкостный фильтр. Несмотря на более высокую частоту работы прерывателя тока (единицы-десятки кГц в зависимости от выходной мощности нагревательной установки) по сравнению с частотой коммутации тиристоров (300 Гц) в устройстве [1] энергоемкость фильтра трехфазного выпрямителя, а также энергоемкость сглаживающего дросселя, необходимые для обеспечения достаточных уровней пульсаций, остаются значительными, что ухудшает массогабаритные показатели устройства.

Наиболее близким аналогом является устройство [3], которое включает (фиг.1): высокочастотный инвертор напряжения, нагруженный на последовательно соединенные контурный конденсатор 14 и индуктор 15 и содержащий полупроводниковые ключи 11А, 11В, 11С, 11D, образующие мостовую схему, диоды 12А, 12В, 12С, 12D, подключенные параллельно ключам для пропускания токов в обратном по отношению ключам направлении, источник постоянного напряжения для питания высокочастотного инвертора, включающий конденсатор 17, сглаживающий дроссель 18 и выпрямитель на диодах 19, детектор перехода тока нагрузки через ноль 1, преобразователь частота - напряжение 20, мультивибратор 21, генератор линейно изменяющегося напряжения 4, датчик тока нагрузочного контура 13, однофазный двухполупериодный выпрямитель 6, блок выработки сигнала рассогласования между заданным средним выпрямленным значением тока и средним выпрямленным значением тока нагрузочного контура 7, компаратор 8, триггер 22, устройства задержки сигналов включения ключей высокочастотного инвертора 23А, 23В.

В данном устройстве регулировка выходной мощности осуществляется путем изменения угла сдвига между фазой тока нагрузочного контура и фазой выходного напряжения мостового инвертора. При этом выходная мощность инвертора выражается следующим образом:
P_вых= (Uk²/R)•Cosγ,
где Uk - действующее значение первой гармоники выходного напряжения мостового инвертора,
R - сопротивление потерь нагрузочного контура,
γ - угол сдвига фаз тока нагрузочного контура и выходного напряжения мостового инвертора.

Угол сдвига γ зависит от значения частоты первой гармоники выходного напряжения мостового инвертора - f таким образом, что
Cosγ = R/(R²+(2πfL-1/2πfC)²)^1/2,
где L - величина индуктивности индуктора нагрузочного контура,
С - величина емкости контурного конденсатора.

Очевидно, что максимальная выходная мощность получается при Cosγ≈1, то есть на резонансной частоте нагрузочного контура.

В устройстве [3] потребление энергии от источника напряжения питания производится на частоте 2f, которая во много раз превосходит как частоту пульсаций управляемого трехфазного выпрямителя в устройстве [1], так и частоту, на которой работает прерыватель тока в устройстве [2]. Таким образом, фильтрующие элементы в источнике напряжения питания устройства [3] могут иметь существенно меньшую энергоемкость при аналогичной величине пульсаций и, соответственно, меньшие габариты и вес. Кроме того, вследствие малой энергоемкости фильтрующие элементы в источнике напряжения питания устройства [3] оказывают меньшее влияние на питающую силовую трехфазную сеть и позволяют достигать высоких значений Cosϕ трехфазной сети и минимального уровня гармонических составляющих токов потребления по фазам питающей сети. В совокупности указанные обстоятельства обеспечивают предельно высокое значение коэффициента мощности питающей силовой трехфазной сети.

Таким образом, в устройстве [3] обеспечиваются лучшие энергетические и массогабаритные показатели, чем в устройствах [1] и [2].

Однако устройство [3] имеет ограничение на максимальную рабочую частоту - f. Данное ограничение определяется способом формирования управляющих сигналов, при котором последние формируются после момента перехода тока нагрузочного контура через нулевой уровень в пределах только одного полупериода тока нагрузочного контура, что необходимо для сохранения индуктивного характера расстройки при регулировке тока. Данное обстоятельство накладывает ограничение на суммарное время распространения сигналов через узлы описываемого устройства.

Более подробно указанное ограничение выражается следующим образом. Временной интервал, в пределах которого возможна регулировка угла γ, равен периоду повторения линейно изменяющегося напряжения и составляет величину Т/2, где Т= 1/f - величина периода сигнала возбуждения силовых ключей инвертора. Величина угла γ изменяется в пределах 0...90^o, что соответствует величине 0. . . Т/4 во временном выражении. Очевидно, что временной интервал от момента перехода тока нагрузочного контура через нулевой уровень до момента переключения силовых ключей в инверторе - τ с учетом максимального значения угла γ = 90^° не может превышать величины Т/4. В противном случае может измениться знак Cosγ и, соответственно, характер расстройки нагрузочного контура, что недопустимо.

Таким образом, максимальная рабочая частота возбуждения силовых ключей инвертора может быть определена как
fmax = 1/(4τ).
В частности, если τ = 5 мксек, то fmax=50 кГц. Кроме того, в данном устройстве регулировка выходной мощности производится путем изменения угла γ на частотах выше резонансной частоты нагрузочного контура (индуктивный характер нагрузки). При этом выходной ток инвертора мощности (ток нагрузки Ik) отстает по фазе от выходного напряжения инвертора мощности Uk (фиг.2а). В результате в моменты изменения полярности выходного напряжения инвертора в силовых ключах инвертора происходит обрывание тока нагрузки (фиг.2г, 2е). Последнее сопровождается выделением значительной мощности на силовых ключах, так как в моменты запирания на ключах присутствует напряжение, близкое по величине напряжению питания инвертора. В то же время включение силовых ключей происходит при напряжении, соответствующем по величине прямому падению напряжения на диоде (единицы Вольт), которое пренебрежимо мало по сравнению с величиной напряжения питания. Таким образом, в устройстве [3] основную долю потерь на переключение составляют потери на выключение - Poff.

Если же изменение γ производится на частотах, не превышающих по величине резонансную частоту нагрузочного контура (емкостная расстройка), то основную долю потерь на переключение составляют потери на включение - Роn. При таком характере расстройки выходной ток инвертора мощности Ik опережает по фазе выходное напряжение инвертора мощности Uk (фиг.3а). В моменты включений происходит перехват включающимся силовым ключом тока диода запирающегося ключа (фиг.3г, 3е), например ключи 11А и 11D перехватывают токи диодов 12В и 12С соответственно. Во время перехвата тока на включающихся ключах присутствует напряжение, близкое по величине к напряжению питания инвертора. При этом на ключах выделяется значительная мощность. В то же время прекращение тока через силовой ключ происходит при напряжении, соответствующем по величине прямому падению напряжения на диоде, которое пренебрежимо мало по сравнению с величиной напряжения питания. В результате мощностью потерь на выключение в силовых ключах - Poff - можно пренебречь.

Очевидно, что тип расстройки нагрузочного контура в целях регулировки угла γ целесообразно выбирать в зависимости от соотношения потерь Роn и Poff.

Для современных мощных IGBT-транзисторов, выпускаемых ведущими фирмами-производителями SIEMENS, TOSHIBA и др., характерно преобладание потерь на выключение - Poff. Таким образом, использование емкостной расстройки для приборов указанных фирм позволяет уменьшить потери на переключение и в целом увеличить надежность устройства.

Другим недостатком данного устройства является способность работать только с простым последовательным контуром. Данное ограничение определяется тем, что описываемое устройство, по существу, является генератором с самовозбуждением. Указанные генераторы работают на частоте, близкой к частоте собственных колебаний нагрузочного колебательного контура. В случаях, когда применяются сложные колебательные цепи, содержащие более одного колебательного контура, возможно возбуждение генератора на разных частотах, на которых выполняются необходимые для возникновения генерации условия баланса фаз и баланса амплитуд. Значения указанных частот зависят от величин резонансных частот и коэффициента связи контуров [4]. При существенном изменении условий генерации в процессе индукционного нагрева возможен скачкообразный переход с рабочей частоты генерации на нерабочую, что приводит к аварийному режиму работы генератора. Для устранения колебаний на нерабочих частотах применяют меры, которые в данном техническом решении отсутствуют. В то же время применение многоконтурных нагрузочных цепей целесообразно по следующим причинам [5]:
простота и быстрота согласования широкого диапазона нагрузок с параметрами ключевых приборов;
возможность удаления нагревательного контура, состоящего из индуктора и компенсирующего конденсатора, от генератора на расстояние до 20 м;
слабая зависимость рабочей частоты генератора от параметров нагрузки.

Целью предлагаемого изобретения является увеличение максимальной рабочей частоты устройства и расширение его функциональных возможностей, выражающееся в способности работать как с одноконтурными, так и с многоконтурными нагрузочными колебательными цепями как при емкостной расстройке, так и при индуктивной.

Цель достигается тем, что в устройство включены (фиг.4): детектор перехода тока нагрузки через ноль 1, фазовый компаратор 2, фильтр 3, генератор линейно изменяющегося напряжения 4, делитель частоты по модулю 2 с парафазным выходом 5, однофазный двухполупериодный выпрямитель 6, устройство выработки сигнала рассогласования 7, компаратор 8, делитель частоты по модулю 2 9, устройство задержки 10, датчик тока нагрузочной цепи 13, высокочастотный инвертор напряжения, содержащий полупроводниковые ключи 11А, 11В, 11C, 11D, образующие мостовую схему, диоды 12А, 12В, 12С, 12D, подключенные параллельно ключам для пропускания токов в обратном по отношению ключам направлении, источник постоянного напряжения для питания высокочастотного инвертора 16, нагрузочная цепь 14 и индуктор 15.

В случае емкостной расстройки устройство работает следующим образом.

Формирование сигналов управления и возбуждения осуществляется от генератора 4, который имеет два выхода: логический и аналоговый. Сигналы с указанных выходов следуют с удвоенной рабочей частотой синфазно. Сигнал F (фиг. 5а) с логического выхода поступает на вход делителя частоты 5, на выходах которого формируются два парафазных (сдвинутых по фазе друг относительно друга на 180^o) сигнала Q и Q^- (фиг.5в и 5г). Указанные два сигнала далее подаются на управляющие входы силовых ключей 11, обеспечивая формирование напряжения на нагрузке Uk (фиг.5д).

Под действием выходного напряжения инвертора Uk в нагрузочной цепи возникает ток Ik, который преобразуется датчиком тока 13 в переменное напряжение (сигнал А на фиг.5е), которое по форме, величине и фазе полностью соответствует току Ik нагрузочной цепи. Указанное переменное напряжение поступает на вход детектора 1 и на вход выпрямителя 6. На выходе детектора 1 формируется прямоугольное переменное напряжение (меандр С на фиг.5ж) рабочей частоты, имеющее ту же фазу, что и ток нагрузочного контура Ik. Указанное напряжение поступает на первый вход фазового компаратора 2.

Логический сигнал с фазой, соответствующей требуемому для регулирования мощности углу γ, и частотой, равной удвоенной рабочей частоте, формируется на выходе компаратора 8 и поступает на вход делителя частоты 9 (сигнал I на фиг. 5з). С выхода указанного делителя переменное прямоугольное напряжение (меандр J на фиг.5 и) рабочей частоты поступает на вход устройства задержки 10. В последнем устройстве указанный меандр задерживается на время, равное времени распространения сигнала от логического выхода генератора 4 через делитель частоты 5, высокочастотный инвертор напряжения, нагрузочный контур, датчик тока 13 и детектор 1, и поступает на второй вход фазового компаратора 2 (сигнал В на фиг.5к).

Выходной сигнал фазового компаратора (сигнал D на фиг.5л) поступает в фильтр 3, в котором происходит заряд, разряд или сохранение напряжения накопительного конденсатора в зависимости от соотношения фаз тока нагрузки Ik и выходного напряжения мостового инвертора Uk. Указанное напряжение на накопительном конденсаторе (сигнал Е на фиг.5м) используется для управления током заряда времязадающего конденсатора генератора 4 и, соответственно, для управления частотой, на которой работает мостовой инвертор.

Величина угла регулирования γ зависит от значения выходного напряжения устройства рассогласования 7 (сигнал Н на фиг.5б). Указанное выходное напряжение, в свою очередь, определяется соотношением между заданным средним выпрямленным значением тока Iо и средним выпрямленным значением тока Ik. Если значение тока Iо превышает среднее значение выпрямленного тока Ik, то выходное напряжение устройства рассогласования 7 увеличивается. Это приводит к уменьшению длительности выходного сигнала компаратора 8 и, таким образом, к уменьшению соответствующего ему угла γ. При этом сигнал В, поступающий на второй вход фазового компаратора 2, начинает отставать по фазе от сигнала С, поступающего на первый вход фазового компаратора 2. На выходе фазового компаратора 2 формируется сигнал, заряжающий накопительный конденсатор фильтра 3. В свою очередь, увеличение напряжения на накопительном конденсаторе фильтра 3 ведет к увеличению быстроты заряда времязадающего конденсатора генератора 4.

Частота следования выходных импульсов генератора 4 увеличивается. Также увеличивается частота выходного сигнала инвертора мощности, которая становится ближе к резонансной частоте последовательного нагрузочного контура. В результате ток нагрузочного контура Ik возрастает до такой величины, при которой его среднее выпрямленное значение станет равным заданному среднему выпрямленному значению 1о.

Если заданное среднее выпрямленное значение Iо меньше среднего выпрямленного значения тока нагрузки Ik, то уменьшается выходное напряжение устройства рассогласования 7 и, соответственно, увеличивается длительность выходного сигнала I компаратора 8. Сигнал В на втором входе фазового компаратора 2 начинает опережать по фазе сигнал С на первом входе фазового компаратора 2. Уменьшение напряжения на выходе фильтра 3 ведет к уменьшению частоты выходных сигналов F генератора 4 и, в свою очередь, к уменьшению частоты выходного сигнала мостового инвертора мощности. В результате происходит уменьшение величины тока нагрузочного контура Ik.

В случае индуктивной расстройки порядок функционирования узлов сохраняется (фиг. 6) за исключением устройства выработки сигнала рассогласования 7. В указанном узле необходимо изменить на противоположный порядок подключения управляющих сигналов - опорного Iо и выходного сигнала выпрямителя 6. При этом, если заданное среднее выпрямленное значение Iо меньше среднего выпрямленного значения тока нагрузки Ik, то выходное напряжение Н устройства рассогласования 7 увеличивается. Если заданное среднее значение Iо больше среднего выпрямленного значения Ik, то выходное напряжение Н устройства рассогласования 7 уменьшается.

В предлагаемом техническом решении ограничение на максимальную рабочую частоту, свойственное устройству [3], устраняется за счет компенсации аппаратного времени распространения сигнала - τ в контуре регулировки нагрузочного тока: генератор 4, делитель частоты 5, инвертор 11, датчик 13, детектор 1 аналогичным значением временной задержки τ в контуре регулирования угла γ: генератор 4, компаратор 8, делитель частоты 9, устройство задержки 10 (см. фиг.1, диаграммы Uk и J, где для наглядности задержки τ введены только в инвертор 11 и в устройство задержки 10).

Указанное аппаратное время перестает влиять на сам процесс регулирования. Фактически максимальная частота работы заявляемого устройства зависит от допустимых потерь в ключах инвертора мощности, которые влияют на температуру кристаллов силовых ключей и, в конечном счете, определяют надежность работы устройства.

Способность заявляемого технического решения работать с многоконтурными нагрузочными цепями подтверждается следующим:
формирование сигналов управления осуществляется от сигналов генератора ГЛИН 4, частота работы которого зависит от параметров элементов самого генератора;
сигнал обратной связи по фазе с нагрузочного контура (сигнал С на фиг. 5ж) на прямую не воздействует на ГЛИН 4, а совместно с сигналом В (фиг.5к) с помощью фазового компаратора 2 и фильтра 3 только подстраивают частоту генератора ГЛИН 4 для поддержания требуемого значения тока Ik;
скорость перестройки генератора ГЛИН 4 по частоте мала по сравнению со скоростью релаксационных процессов генератора 4 из-за значительной инерционности фильтра 3 и не влияет на баланс фаз и баланс амплитуд, необходимые для возникновения генерации как в генераторах с самовозбуждением.

Таким образом, можно заключить, что в заявляемом техническом решении отсутствуют условия, необходимые для возникновения колебаний на нерабочих частотах.

При реализации заявляемого технического решения целесообразно руководствоваться следующими соображениями.

Несмотря на компенсацию аппаратной задержки в контуре регулировки нагрузочного тока аналогичным значением временной задержки τ в контуре регулирования угла γ, необходимо принять меры, сохраняющие эту компенсацию при действии различного рода нестабильностей, в частности при изменении температуры.

При этом возможны три подхода.

1. Выполнить все основные узлы заявляемого устройства настолько быстродействующими, что основной вклад в суммарную задержку τ в контуре регулировки нагрузочного тока будет давать силовая часть устройства - инвертор 11, а в контуре регулирования угла γ - устройство задержки 10. В этом случае температурные изменения в задержках указанных элементов будут пренебрежимо малы по сравнению с задержками в инверторе 11 и устройстве задержки 10, что ими можно будет пренебречь. Очевидные недостатки такого подхода - ухудшение помехоустойчивости устройства в целом из-за применения быстродействующих элементов и увеличение его стоимости.

2. Выполнить все основные узлы заявляемого устройства на элементах умеренного быстродействия, что повысит его помехоустойчивость и снизит стоимость. При этом потребуется осуществить температурную компенсацию в узлах указанных контуров. Для упрощения температурной компенсации устройства, выполняющие похожие функции в указанных контурах, целесообразно выполнить на одинаковых элементах, используя принципиальные схемы, аналогичные друг другу. Например, датчик 1 и компаратор 8; делители по модулю 2 5 и 9. В этом случае изменение температуры приведет к примерно одинаковым изменениям в задержках распространения сигналов в указанных устройствах и компенсация задержек сохранится. При этом, как и при первом подходе, компенсация задержки в инверторе 11 осуществляется в устройстве задержки 10.

3. При использовании быстродействующих силовых ключей в инверторе 11 на высоких частотах (свыше 100 кГц) целесообразно комбинировать два первых подхода.

Варианты реализации узлов заявляемого устройства приведены ниже.

Детектор перехода тока нагрузки 1 через ноль содержит компаратор с положительной обратной связью для повышения помехоустойчивости в условиях помех, создаваемых работающими мостовым инвертором 11 и нагрузочной цепью 14 с индуктором 15.

Фазовый компаратор 2 может быть выполнен в виде триггерной схемы, в упрощенном виде показанной на фиг.7. Простейшая реализация фильтра 3 в виде RC-цепи также дана на фиг.7.

Генератор линейно изменяющегося напряжения 4 может быть выполнен на основе интегральных таймеров типа КР1006ВИ1 (зарубежные аналоги серии 555, 556). Функциональная схема ГЛИН 4 представлена на фиг.8.

Делители частоты по модулю 2 5 и 9 выполняются по общепринятым схемам на D- или JK-триггерах.

Однофазный двухтактный выпрямитель 6 должен формировать абсолютное значение сигнала датчика 1 с необходимой для регулирования тока нагрузки точностью. Возможная функциональная схема высокоточного выпрямителя 6 дана на фиг.9.

Возможный вариант функциональной схемы устройства выработки сигнала рассогласования 7 для емкостной и индуктивной расстроек представлен на фиг. 10а и 10б соответственно. УР 7 выполняется на операционном усилителе DA1. Кроме своего основного назначения оно выполняет также функцию частотной коррекции петлевого усиления контура регулирования угла γ. Коррекция петлевого усиления осуществляется на элементах R, Rк и Ск. На входе устройства также включен простейший фильтр низких частот первого порядка на Rф и Сф, сглаживающий пульсации в сигнале на выходе однофазного двухтактного выпрямителя 6.

Компаратор 8 для повышения помехоустойчивости должен быть снабжен положительной обратной связью.

Устройство задержки 10 в простейшем виде может быть реализовано с помощью электромагнитных линий задержки. Длительность задержки выбирается равной величине задержки распространения сигнала в инверторе 11 с учетом величины задержки распространения сигнала в предварительном усилителе (драйвере) инвертора 11.

В качестве силовых ключей в заявляемом устройстве могут быть использованы ключевые приборы различных типов в зависимости от частотного диапазона и выходной мощности устройства. Наиболее подходящими в большинстве случаев можно считать IGBT-транзисторы (модули) и MOSFET-транзисторы. Первые по своим энергиям переключения Роn и Poff являются относительно низкочастотными приборами и применяются на частотах, не превышающих, как правило, несколько десятков кГц. В то же время MOSFET-транзисторы успешно применяются на частотах несколько сотен кГц и выше. Уровень мощности, коммутируемый MOSFET-транзисторами, значительно уступает таковому для IGBT-транзисторов (модулей).

Выбор силовых диодов 12 целесообразно делать в соответствии с выбранным характером расстройки нагрузочной цепи.

В случае емкостной расстройки, когда основными потерями на переключение являются потери на включение - Роn, важнейшим параметром таких диодов становится заряд восстановления непроводящего состояния - Qr при заданной скорости изменения тока через диод - dIf/dt, которая определяется скоростью включения силового ключа. Этот заряд при заданной скорости изменения тока определяет величину мощности, рассеиваемой при включении в цепи диод - ключ - источник питания [6]:
Р=Qr•Eпит•f,
где Епит - значение напряжения питания инвертора.

Имеющийся в MOSFET-транзисторе паразитный структурный диод часто нецелесообразно использовать из-за значительного заряда Qr, увеличивающегося по мере роста высоковольтности транзистора.

IGBT-транзисторы (модули) не имеют такого структурного диода. В качестве обратного диода в этом случае необходимо применить отдельный внешний диод, если он не встроен в корпус прибора при изготовлении. Указанные встроенные диоды в основном имеют такие величины Qr, которые позволяют использовать их в описываемом режиме.

При индуктивной расстройке основными потерями являются потери на выключение - Poff. В этом случае важным становится способность диода быстро переключить ток закрывающегося транзистора на себя. При этом важным параметром становится выброс прямого падения напряжения на диоде - Vfp при данной скорости нарастания прямого тока через диод - dIf/dt. Указанная скорость нарастания определяется скоростью выключения силового ключа. Выброс напряжения Vfp складывается с напряжением питания инвертора 11 и увеличивает потери при выключении. Значение Vfp может значительно (в десятки раз) превышать величину установившегося прямого падения напряжения и увеличивается по мере роста высоковольтности диода и скорости нарастания тока через него (3).

Датчик тока нагрузочной цепи 13 представляет собой тороидальный трансформатор на кольцевых ферритовых магнитопроводах без воздушного зазора. Вторичная обмотка наматывается равномерно по всей длине магнитопровода для уменьшения паразитной индуктивности рассеяния, искажающей выходной сигнал датчика. Первичная обмотка представляет собой провод, с помощью которого нагрузочная цепь включается в диагональ мостового инвертора 11, проходящий через отверстие магнитопровода.

Нагрузочная цепь 14 может быть выполнена в виде либо простого последовательного колебательного контура (как в устройстве - прототипе), либо двухконтурной системы, один из вариантов которой показан на фиг.11а. При этом приняты следующие обозначения:
L1, C1 - соответственно индуктивность и емкость последовательного контура;
С2 - емкость нагрузочного контура;
Li и Ri - соответственно индуктивность и сопротивление потерь индуктора.

На фиг.11б показано изменение с частотой:
/Zвх/ - модуля входного сопротивления нагрузочной цепи;
Im/Zпосл/ - мнимой части входного сопротивления последовательного контура;
Im/Zпар/ - мнимой части входного сопротивления параллельного контура.

На фиг.11в показано изменение с частотой аргумента модуля входного сопротивления нагрузочной цепи - Arg/Zвх/, который в заявляемом техническом решении является углом γ.
Данная нагрузочная цепь в соответствии с общим числом реактивных элементов (4 шт.) имеет три резонансных частоты:
f1 и f3 - частоты последовательных резонансов (фиг.11б и 11в);
f2 - частота параллельного резонанса.

На резонансных частотах f1 и f2 мнимые части Im/Zпосл/ и Im/Zпар/ равны друг другу с точностью до знака (отрезки а и b на фиг.11б). Arg/Zвх/ принимает нулевые значения на частотах f1, f2 и f3.

Наиболее удобными для работы заявляемого устройства являются частоты последовательных резонансов. В частности, при емкостной расстройке целесообразно использовать частоту f1, так как упрощается процесс пуска устройства. При этом устройство начинает работать на минимальной частоте fмин, далее частота повышается до своего рабочего значения (в пределе до f1). В этом случае влияние других резонансных частот на работу устройства исключено.

При индуктивной расстройке целесообразно использовать частоту f3. При этом устройство начинает работать на максимальной частоте fмакс, далее частота понижается до своего рабочего значения (в пределе до f3). В этом случае влияние других резонансных частот на работу устройства также исключено.

Источники информации
1. Procedures to improve the power factor on induction heating generators. E. J. Dede, V. Esteve, J. V. Gonzales, J. Jordan, J. Linares, D. Ramirez, E. Maset. 4^th European Conference on Power Electronics and Applications. Firenze September 3-6, 1991, vol. 1, р. 1-419 - 1-424.

2. E. J. Dede, J. V. Gonzales, J. A. Linares, J. Jordan, D. Ramirez, P. Rueda. 25-kW/50-kHz Generator for Induction Heating. IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRIAL ELECTRONICS, vol. 38, num. 3, June 1991, p.203-209.

3. Control system for an inverter apparatus. US patent 4866592.

4. И.С. Гоноровский. Радиотехнические цепи и сигналы. - Москва: Советское радио, 1967.

5. Шамов А.Н., Лунин И.В., Иванов В.Н. Высокочастотная сварка металлов. - Ленинград: Политехника, 1991.

6. The power transistor in its environment. Thomson semiconductors, 1978.

Устройство содержит детектор перехода тока нагрузки через ноль, фазовый компаратор, фильтр, генератор линейно изменяющегося напряжения, делитель частоты по модулю 2 с парафазным выходом, однофазный двухполупериодный выпрямитель, устройство выработки сигнала рассогласования, компаратор, делитель частоты по модулю 2, устройство задержки, датчик тока нагрузочной цепи, высокочастотный инвертор напряжения, содержащий полупроводниковые ключи, образующие мостовую схему, диоды, подключенные параллельно ключам для пропускания токов в обратном по отношению ключам направлении, источник постоянного напряжения для питания высокочастотного инвертора, нагрузочную цепь и индуктор и способно работать с многоконтурными нагрузочными цепями в режимах емкостной и индуктивной расстроек. Технический результат - увеличение максимальной рабочей частоты. 11 ил.

Устройство управления для инвертора напряжения, содержащее датчик тока нагрузочной цепи, выход которого подключен к входу детектора перехода тока нагрузки через ноль и к входу однофазного двухполупериодного выпрямителя, устройство выработки сигнала рассогласования, подключенное одним входом к выходу указанного выпрямителя, другим входом - к источнику опорного напряжения, а выходом - к первому входу компаратора, второй вход которого соединен с аналоговым выходом генератора линейно изменяющегося напряжения, высокочастотный инвертор напряжения, содержащий полупроводниковые ключи, образующие мостовую схему, диоды, подключенные параллельно ключам для пропускания токов в обратном по отношению ключам направлении, источник постоянного напряжения для питания высокочастотного инвертора, нагрузочную цепь с индуктором, включенную последовательно с входом указанного датчика в диагональ упомянутого инвертора, отличающееся тем, что содержит дополнительно введенные фазовый компаратор, первый входом соединенный с выходом упомянутого детектора, а выходом - с входом фильтра, выход которого подключен к управляющему входу генератора линейной изменяющегося напряжения, логический выход которого подсоединен к входу делителя частоты по модулю 2 с парофазными выходами, подключенными к управляющим входам соответствующих полупроводниковых ключей указанного инвертора, другой делитель частоты по модулю 2, подсоединенный своим входом к указанному компаратору, а своим выходом подключенный к входу устройства задержки, которое своим входом соединено со вторым входом фазового компаратора, а нагрузочная цепь с индуктором выполнена в виде последовательного колебательного контура или в виде последовательно соединенных последовательного и параллельного колебательных контуров.