УСТРОЙСТВО ДЛЯ ОПРЕДЕЛЕНИЯ ОТНОСИТЕЛЬНОЙ ВЕЛИЧИНЫ ДЛЯ ЧАСТИ ИНФОРМАЦИОННОГО СИГНАЛА В СИСТЕМЕ СВЯЗИ, УСТРОЙСТВО И СПОСОБ ДЛЯ ОПРЕДЕЛЕНИЯ ВЕЛИЧИНЫ ИНФОРМАЦИОННОГО СИГНАЛА, СИНФАЗНОГО С ПИЛОТ-СИГНАЛОМ Российский патент 2003 года по МПК H04L27/22 H04B1/66 

Область изобретения
Настоящее изобретение относится к системам связи. Конкретнее, настоящее изобретение относится к новому и усовершенствованному способу и устройству для демодуляции сигнала связи путем определения величины для той части информационного сигнала, которая находится в фазе с опорным сигналом для системы связи. Изобретение далее относится к генерированию точечного произведения между пилот-сигналом и информационным сигналом, содержащимся в сигнале связи.

Существующий уровень техники
В системах связи, в которых передаются цифровые сигналы, имеются различные схемы демодуляции для извлечения данных из принятых сигналов. В частности, системы, которые используют методы квадратурной манипуляции фазовым сдвигом (КМФС) (QRSK), не позволяют сразу при демодуляции принятого сигнала извлекать информацию, необходимую для выполнения взвешивания сигнала для объединения сигналов многолучевого распространения.

Поэтому целью настоящего изобретения является обеспечить при демодуляции модулированного сигнала процесс взвешивания сигнала относительно принятого опорного сигнала.

Раскрытие изобретения
Настоящее изобретение представляет собой новые и усовершенствованные способ и устройство для демодуляции переданных сигналов для выделения переданных цифровых данных в системе связи, в которой цифровые данные модулируются и передаются в цифровом виде. Конкретнее, настоящее изобретение используется в цифровой системе связи, в которой информационный сигнал вместе с пилот-сигналом являются сигналами как с бифазной манипуляцией фазовым сдвигом, так и с квадратурной модуляцией фазовым сдвигом (КМФС), переносимыми на несущей. В приемнике данные выделяются из принятого сигнала путем генерирования точечного произведения между фазовыми векторами пилот-сигнала и информационного сигнала. Величина составляющей фазового вектора информационного сигнала, которая находится в фазе с фазовым вектором пилот-сигнала - фазовым опорным сигналом для сигнала данных, определяется посредством точечного произведения этих сигнальных векторов или фазовых проекций. В частности, точечное произведение этих сигнальных векторов является результатом перемножения синфазной составляющей (Р_I) пилот-сигнала и синфазной составляющей (D_I) сигнала данных, просуммированных с результатом перемножения квадратурной составляющей (Р_Q) пилот-сигнала и квадратурной составляющей (D_Q) сигнала данных.

Настоящее изобретение в примерном воплощении выполнено в приемнике системы связи, который принимает пилот-сигнал и сигнал данных, каждый из которых определяет соответствующие фазовые векторы. Каждый принятый сигнальный вектор представлен своими составляющими I и Q. Схема по настоящему изобретению определяет из составляющих сигнальных векторов величину вектора сигнала данных, синфазную с вектором пилот-сигнала.

Определяющая схема содержит перемножающую схему для приема отсчета составляющей I сигнала данных и отсчета составляющей I пилот-сигнала, перемножения принятого отсчета составляющей I сигнала данных с отчетом составляющей I пилот-сигнала и выдачи отсчета первого произведения. Перемножающая схема служит также для приема отсчета составляющей Q сигнала данных и отсчета составляющей Q пилот-сигнала, перемножения принятого отсчета составляющей Q сигнала данных с отсчетом составляющей Q пилот-сигнала и выдачи отсчета второго произведения. Определяющая схема также содержит суммирующую схему для приема отсчетов первого и второго произведений и для выдачи результирующего отсчета со значением, представляющим величину вектора сигнала данных, которая синфазна с вектором пилот-сигнала.

Определяющая схема может также включать в себя запоминающую схему и схему выбора. Запоминающая схема служит для запоминания отсчета составляющей I сигнала данных, отсчета составляющей Q сигнала данных, отсчета составляющей I пилот-сигнала и отсчета составляющей Q пилот-сигнала. Схема выбора служит для приема запомненных отсчетов составляющих I и Q сигнала данных и отсчетов составляющих I и Q пилот-сигнала и сигнала выбора. Схема выбора в ответ на первое состояние сигнала выбора обеспечивает выдачу отсчетов составляющих I сигнала данных и пилот-сигнала на перемножающую схему, а в ответ на второе состояние сигнала выбора обеспечивает выдачу отсчетов составляющих Q сигнала данных и пилот-сигнала на перемножающую схему.

Краткое описание чертежей
Признаки, цели и преимущества настоящего изобретения станут более очевидными из подробного описания, приведенного ниже, вместе с чертежами, на которых одинаковые ссылочные позиции обозначают одно и то же на всех чертежах и где
фиг.1 является примерной блок-схемой приемника, воплощающего способ выполнения точечного произведения по настоящему изобретению;
фиг.2 является примерным векторным представлением принятых пилот-сигнала и сигнала данных;
фиг. 3 является примерной блок-схемой цифрового приемника и связанной с ним схемной части для выделения данных пилот-сигнала и информационного сигнала из принятых составляющих I и Q сигналов;
фиг.4 является примерной диаграммой пространства сигналов КМФС;
фиг.5 является функциональной блок-схемой цепей точечного произведения в приемнике по фиг.3;
фиг. 6 является блок-схемой, представляющей примерное воплощение цепей точечного произведения по фиг.3.

Подробное описание предпочтительных выполнений
В патенте США 5103459, озаглавленном "Система и способ для формирования сигнальных колебаний в сотовой телефонной системе с МДКР", принадлежащем заявителю по данной заявке и который включен сюда путем ссылки, рассматривается модулирующая схема для передачи сигналов с модуляцией в цифровом виде. Модулирующая схема в линии связи от ячейки к подвижному телефону использует пилот-сигнал, который передается с информационными сигналами для использования в качестве фазовой опоры приемным демодулятором. Использование пилот-сигнала для этой цели хорошо известно и дополнительно рассматривается в патенте США 4901307, озаглавленном "Система связи многостанционного доступа с растянутым спектром, использующая спутниковые или наземные трансляторы", также принадлежащем заявителю по данной заявке и включенном сюда посредством ссылки.

В вышеупомянутом патенте США 5103459 описывается приемник для демодуляции переданных с помощью КМФС пилот-сигнала и сигнала данных. Этот приемник осуществляет многолучевой прием, как дополнительно рассматривается в патенте США 5109390, озаглавленном "Разнесенный приемник в сотовой телефонной системе МДКР", также принадлежащем заявителю по данной заявке и включенном сюда посредством ссылки.

Фиг. 1 представляет в виде блок-схемы базовое выполнение приемника для приема и демодуляции колебания, переданного базовой станцией, как рассматривается в патенте США 5103459. На фиг.1 сигнал, переданный базовой станцией, принимается антенной 10 и подается на разнесенный гребенчатый приемник, который содержит аналоговый приемник 12 и цифровой приемник 14. Сигнал, принятый антенной 10 и поданный на аналоговый приемник 12, может содержать многолучевые распространения сигнала, переданного одной и той же базовой станцией, содержащие пилот-сигнал и сигнал данных, предназначенный для отдельного удаленного приемника или множества таких приемников. Аналоговый приемник 12, который в примерном выполнении указан как модем КМФС, преобразует принятый сигнал с понижением частоты и дискретизирует его в комплексные составляющие I и Q. Комплексные составляющие I и Q подаются на цифровой приемник 14 для демодуляции. Демодулированные данные подаются затем на цифровую схему 16 для объединения, деперемежения и декодирования. Контроллер 18 использует некоторые данные для установки в цифровом приемнике 14 некоторых параметров демодуляции, как подробнее рассмотрено ниже.

Каждая составляющая I и Q, выданная с аналогового приемника 12, может содержать многолучевые распространения одного и того же пилот-сигнала и соответствующего сигнала данных. В цифровом приемнике 14 некоторые многолучевые распространения переданного сигнала, выбранные поисковым приемником 14а, вместе с контроллером 18, обрабатываются каждое отдельным одним из множества информационных приемников или демодуляторов I4b-14d, которые также именуются "зубцами". Хотя в этом примере представлены только три демодулирующих зубца (демодуляторы 14b-14d), следует понять, можно использовать больше или меньше зубцов. Из комплексных составляющих I и Q каждый зубец выделяет посредством свертки для выбранного тракта составляющие I и Q для каждого из пилот-сигнала и информационного сигнала.

Составляющие I и Q пилот-сигнала для каждого зубца образуют вектор (Р_I, Р_Q) пилот-сигнала. Аналогично, составляющие I и Q информационного сигнала для каждого зубца образуют вектор (D_I, D_Q) информационного сигнала. Из этих составляющих I и Q для каждого из пилот-сигнала и информационного сигнала для тракта определяется величина составляющей вектора информационного сигнала, синфазная с вектором пилот-сигнала.

Фиг. 2 иллюстрирует примерное векторное представление пилот-сигнала и информационного сигнала. На фиг.2 сжатые составляющие I и Q пилот-сигнала и сигнала данных для одного зубца разнесенного гребенчатого приемника определяют вектор 20 пилот-сигнала и вектор 22 информационного сигнала в созвездии 10. Пилот-сигнал, как правило, передается как сигнал большей величины, чем информационные сигналы, и поэтому величина вектора 20 пилот-сигнала больше, чем у вектора 22 принятого сигнала данных. К тому же, поскольку пилот-сигнал намного больше, чем сигнал данных, его можно использовать как точную фазовую опору для обработки сигналов.

В процессе передачи передаваемые пилот-сигнал и информационный сигнал проходят по одному и тому же тракту к приемнику. В отсутствие шума векторы пилот-сигнала и информационного сигнала совпадают и находятся друг к другу под фазовыми углами π/4, -π/4, 3π/4 или -3π/4. Однако из-за канального шума принятый сигнал может сдвинуться от переданного фазового угла. В примерном выполнении настоящего изобретения пилот-сигнал далее фильтруется по низкой частоте для удаления шума и данных, тогда как сигнал данных остается неотфильтрованным. Таким образом, в присутствии шума образуется фазовая разность θ между векторами пилот-сигнала и информационного сигнала, причем пилот-сигнал служит как точная фазовая опора. Следует отметить, что для сигнальных векторов, представленных на фиг.2, фазовая разность показана имеющей место между векторами пилот-сигнала и сигнала данных.

Формулировка точечного произведения, известного также как скалярное произведение вектора 20 пилот-сигнала и вектора 20 пилот-сигнала и вектора 22 информационного сигнала, особенно выгодна при выделении данных из принятого сигнала в многократном демодуляторе или многозубцовом разнесенном приемнике. В приемнике этого типа несколько зубцов предназначены для демодуляции сигналов от нескольких различных трактов или источников. В каждом зубце точечное произведение используется для нахождения величины составляющей вектора информационного сигнала, которая синфазна с вектором пилот-сигнала, путем проектирования информационных векторов на вектор пилот-сигнала. При образовании произведения между векторами пилот-сигнала и информационного сигнала ортогональный шум в данных удаляется.

В многозубцовом разнесенном приемнике точечное произведение для данных, вырабатываемое каждым зубцом, служит также для взвешивания данных для эффективного объединения. Таким образом, точечное произведение служит для масштабирования данных величиной пилот-сигнала перед объединением. Если ни один из входных сигналов не ортогонален данным и общая входная мощность поддерживается на установленной точке, величина пилот-сигнала пропорциональна корню квадратному из отношения сигнал/шум (С/Ш) (SNR) зубца. Таким образом достигается оптимальное объединение, как описано в тексте "Объединение с максимальным отношением", Microwave Mobile Communications, John Wiley & Sons, New York, 1974, pp.313-319.

Точечное произведение между вектором Р пилот-сигнала и вектором D информационного сигнала в пространстве координат IQ можно представить выражением
P•D = |P| |D| cosθ, (1)
где θ - угол между векторами Р и D.

Как представлено на фиг.2, точечное произведение между векторами 20 и 22, вычисленное согласно выражению (1), образует векторную составляющую 24, которая накладывается на вектор 20.

Следует иметь в виду, что соотношение выражения (1) может быть представлено в виде векторных составляющих как
P•D=P_ID_I+P_QD_Q, (2)
где Р_I и P_Q являются соответственно составляющими I и Q вектора Р пилот-сигнала, а
D_I и D_Q являются соответственно составляющими I и Q вектора D данных.

При рассмотрении точечного произведения, представленного выражением (1), в обработке составляющих I и Q пилот-сигнала и данных достигается как проекция, так и масштабирование. При рассмотрении выражения (2) точечное произведение сразу применимо в цифровых приложениях. Единственный блок перемножения и накопления может выполнять эту операцию в три этапа, снижая тем самым сложность аппаратуры.

Фиг. 3 более подробно представляет части цифрового приемника 14 и цифровой схемы 16 фиг.1. На фиг.3 комплексные отсчеты сигнала I и Q из аналогового приемника 12 подаются на каждый из информационных демодулирующих зубцов 14b-14d. Только для описания показаны детали одного из информационных демодулирующих зубцов - зубца 14b, остальные зубцы имеют одинаковые конструкции и функции. Каждый из зубцов 14b-14с предназначен для демодуляции переданного сигнала, приходящего по отличному от других тракту к пользовательскому приемнику и, таким образом, использует слегка отличающееся тактирование - по меньшей мере на один псевдошумовой (ПШ) (PN) элемент сигнала - в процессе демодуляции.

Сигнальные отсчеты комплексных составляющих I и Q, являющихся каждое многоразрядным значением, вводятся в сжиматель 30 КМФС. Сжиматель 30 КМФС принимает также от генератора 32 пилотной ПШ последовательности пилотные ПШ последовательности PN_I и PN_Q. Генератор 32 пилотной ПШ последовательности вырабатывает ПШ последовательности PN_I и PN_Q, идентичные используемым в передатчике, согласно тактированию последовательности и входу состояния (не показан), выдаваемым с контроллера 18 (фиг.1). Контроллер 18, как правило, выполнен как микропроцессор и включает в себя подходящую память и программные команды.

В примерном выполнении отсчеты сигналов составляющих I и Q выдаются на сжиматель 30 КМФС с частотой отсчетов, которая соответствует одной восьмой от частоты элементов ПШ последовательности. Однако, следует отметить, что отсчеты могут поступать и с любой другой частотой ниже или больше, чем частота элементов ПШ последовательности. В примерном выполнении частота ПШ элементов составляет 1,2288 Мэлемент/с, что намного больше, чем частота информационных символов 19,2 ксимвол/с.

Сжиматель 30 КМФС снимает ПШ расширение на сигнальных отсчетах комплексных составляющих I и Q так, чтобы выделить из них отсчеты комплексных составляющих I и Q. Для того чтобы понять работу сжимателя 30, необходимо понять эффект того, что примерная схема модуляции передачи, двухпозиционная фазовая манипуляция (ДПФМ) (BPSK) и расширение КМФС, имеет пилот-сигнал и сигнал данных. Фиг.4 представляет созвездие модуляции для расширенных сигналов I и Q. Сигнал ДАФМ передается в нормальных условиях либо без фазового сдвига, либо с фазовым сдвигом 180^o в несущей для представления двух состояний данных, т.е. "0" или "1". При обеспечении двух вариантов тех же самых разрядов данных для расширения КМФС в схеме модуляции ДПФМ, где нет сигнального входа расширений I или Q, выходной сигнал 1/0 имеет координаты (0,0) или (1,1) сигнального пространства. Вместе с вкладом от ПШ последовательностей I и Q в расширении КМФС результирующий сигнал имеет одну из четырех фаз, как представлено на фиг.4. Табл.1 иллюстрирует соответствие между данными, появляющимся на координатах (0,0) или (1,1), и фазовым поворотом против часовой стрелки, происходящим в результате расширения I или Q.

Следует далее отметить, что в примерной схеме модуляции используется фильтрация сигнала фильтров с конечной импульсной характеристикой (КИХ) (FIR) в схеме модуляции передачи. Значения "0" и "1" расширенных пилот- и информационных ПШ составляющих I и Q соответственно преобразуются в значения +1 и -1 для КИХ фильтрации. После фильтрации отсчеты преобразуются из цифровой в аналоговую форму для модуляции несущей.

При приеме и демодуляции модулированной несущей сигнальные отсчеты комплексных составляющих I и Q подаются на сжиматель 30. Хотя ПШ элементы из генератора 32 пилотной ПШ последовательности, подаваемой на сжиматель 30, имеют значения "0" и "1", эти значения интерпретируются сжимателем 30 как значения "+1" и "-1". В результате этой интерпретации знак сигнальных отсчетов составляющих I и Q должен изменяться согласно ПШ значениям, как представлено в табл.2. Для того чтобы как следует изменить знак значений I и Q, рассматривается фазовый угол колебания КМФС. Табл.2 иллюстрирует соответствующее вращение по часовой стрелке (CW) или против часовой стрелки (CCW) принятых сигнальных координат с помощью ПШ разрядов. В результате выходы I и Q относительно входов I и Q решаются согласны табл.2.

В качестве примера предложим для входных данных последовательность из всех нулей ("0"). Нерасширенные данные имеют сигнальные координаты (0,0), как показано на фиг.4. Используя соотношения табл.1, данные растягиваются в один из четырех векторов 10, показанных на фиг.4. В приложении поворота, как показано в табл. 2, при сжатии последовательности данных каждый сигнальный вектор IQ поворачивается назад к первому квадрату, соответствующему нулю, т. е. координатам (0,0).

Отсчеты составляющих I и Q выводятся соответственно со сжимателя 30 КМФС на цифровые фильтры 34 и 36, где сигналы подвергаются цифровой фильтрации. Фильтры 34 и 36 обычно построены как простой фильтр первого порядка с коэффициентом обратной связи (N-1)/N, где в примерном выполнении N=64. Отфильтрованные отсчеты составляющих I и Q, выводимые с фильтров 34 и 36, являются составляющими I и Q пилот-сигнала и называются отсчетами пилот I (Р_I) и пилот Q (P_Q). Отсчеты пилот I и пилот Q подаются на схему 38 точечного произведения, которая является частью цифровой схемы 16 (фиг.1).

Следует отметить, что в схеме модуляции, рассмотренной в этом примере, передаваемый пилот-сигнал использует код Уолша со всеми нулями в качестве пилот-сигнала, который является ПШ расширением посредством ПШ расширенных последовательностей I и Q. При использовании кода Уолша со всеми нулями ПШ расширенный пилот-сигнал представляет собой сами ПШ расширенные последовательности I и Q. Поэтому путем удаления ПШ расширений на сигнале комплексных составляющих I и Q и фильтрации пилот-сигнал со всеми нулями восстанавливается. Следует отметить, что в качестве пилот-сигнала можно использовать любой другой из кодов Уолша. Следует также отметить, что для использования в качестве пилот-сигнала заранее заданный входной сигнал может быть покрыт последовательностью Уолша для передачи. При приеме покрытие Уолша удаляется из сжатого сигнала так, как описано ниже по отношению к восстановлению данных, чтобы восстановить первоначальный входной сигнал.

Для того чтобы восстановить данные, составляющие I и Q выводятся из сжимателя 30 KMSC также соответственно на цифровые смесители 40 и 42, которые могут быть выполнены как сумматоры по модулю два или вентили ИСКЛЮЧАЮЩЕЕ ИЛИ. Цифровые смесители 40 и 42 принимают также последовательность Уолша от генератора 44 последовательностей Уолша. Эта последовательность Уолша одинакова с последовательностью Уолша, предназначенной для этого канала в передатчике и выбирается в соответствии со входами назначения последовательности (не показан) от контроллера 18. В примерном выполнении частота элементов последовательности Уолша также равна 1,2288 Мэлемент/с. Цифровые смесители 40 и 42 выполняют сложение по модулю два между элементом последовательности Уолша и соответственно отсчетами входных составляющих I и Q. Сжатие, а теперь выделенные отсчеты составляющих I и Q выводятся из цифровых смесителей 40 и 42, и подаются соответственно на накопители 46 и 48. Накопители 46 и 48 соответственно накапливают отсчеты составляющих I и Q за время символа, которое в примерном выполнении соответствует 64 отсчетам или 1/19200 с. Выходы с накопителей 46 и 48 имеют символьную частоту 19200 символ/сек и являются соответственно данными I и Q символов, называемыми здесь отсчетами данных I (D_I) данных Q (D_Q). Отсчеты данных I и данных Q подаются также на схему 38 точечного произведения. Накопители 48 и 46 затем очищаются или обнуляются вслед за выводом данных для накопления следующего набора отсчетов.

Каждый из других демодулирующих зубцов 14с-14d также выдает соответствующие отсчеты трактового пилот-сигнала I и Q и сигнала данных I и Q на соответствующие схемы 50 и 52 точечного произведения. Схемы 38, 50 и 52 точечного произведения выполняют операцию точечного произведения над принятыми отсчетами пилот I, пилот Q и данные I, данные Q, чтобы обеспечить соответствующее скалярное значение, указывающее величину информационного сигнала на символьном периоде, который находится в фазе с пилот-сигналом для этого тракта. Данные символьного отсчета выводятся с каждой из схем 38, 50 и 52 точечного произведения на символьный объединитель 54. Выход с каждой из схем 38, 50 и 52 точечного произведения может иметь младшие разряды значения символьного отсчета, отсчетные разрядным отсекателем (не доказан) для снижения требований к разрядному управлению. Объединитель 54 суммирует входные символьные отсчеты и выдает выходной символьный отсчет. Выход с объединителя 54 может также иметь младшие разряды значения символьного отсчета, отсеченные разрядным отсекателем (не показан) для снижения требований на разрядное управление.

Выход с объединителя 54 подается на цифровой смеситель 56. Также в качестве входа на цифровой смеситель подается пользовательская ПШ последовательность, когда это требуется, например, когда использовался пользовательский ПШ для скремблирования передаваемого символьного потока. Генератор 58 пользовательского ПШ под управлением контроллера 18 (вход не показан) генерирует ту же самую пользовательскую ПШ последовательность, что и используемая при скремблировании передаваемого символьного потока. Цифровой смеситель 56 может быть выполнен просто как набор логических вентилей ИСКЛЮЧАЮЩЕЕ ИЛИ, как рассмотрено выше. Как правило, пользовательская ПШ последовательность передается или синхронизируется с символьной частотой.

Символьные отсчеты, дескремблированные с помощью пользовательского ПШ, подаются на деперемежитель 60, где кадр перемеженных символов деперемежается. Деперемеженные символы затем подаются на декодер 62 для декодирования символов, которые представляют собой данные, кодированные с прямым исправлением ошибки (ПИО) (FEC). Как правило, декодер 62 представляет собой декодер Витерби.

Фиг. 5 иллюстрирует в виде функциональной блок-схемы элементы, составляющие схемы 38, 50 и 52 точечного произведения по фиг.3. На фиг.5 отсчет данных I и соответствующий отсчет пилота I, подаются в качестве входов на цифровой перемножитель 70, а отсчет данных Q и отсчет пилота Q подаются в качестве входов на цифровой перемножитель 72. Произведение от перемножения, происходящего в перемножителе 70 между отсчетом данных I и отсчетом пилота I, подается затем на цифровой сумматор 74. Аналогично, произведение перемножения в перемножителе 72 между отсчетом данных Q и отсчетом пилота Q подается затем как другой вход на цифровой сумматор 74. Сумматор 74 складывает два входных значения для получения выходного символьного отсчета для объединения с демодулированными символами от других трактов. Значение этого символьного отсчета представляет значение вектора данных, синфазного с вектором пилот-сигнала, масштабированного величиной пилот-сигнала.

На фиг. 6 показано примерное воплощение схемы 38 точечного произведения по фиг.3 со схемами 50 и 52 точечного произведения, имеющими такую же конструкцию. Схема фиг. 6 воплощает цифровую схему, использующую соотношения, выраженные в наборе уравнений (1) и (2), приведенных выше. На фиг.6 отсчеты данных I и данных Q и соответствующие отсчеты пилота I и пилота Q подаются соответственно на фиксаторы 80, 82, 84 и 86, где они запоминаются в ответ на сигнал разрешения фиксаторов, подаваемый с частотой символов. Поскольку каждый из этих отсчетов является многоразрядным отсчетом, каждый из фиксаторов 80-86 выполнен как ряд фиксирующих элементов (не показано), каждый для запоминания отдельного разряда отсчета.

Значения I, Q, запомненные в каждом из фиксаторов 80 и 82, подаются соответственно на входы I и Q мультиплексора 88 два-в-один (2:1) с многоразрядным входом. Аналогично, выход каждого из фиксаторов 84 и 86 подаются соответственно на входы I и Q мультиплексора 90 два-в-один (2:1) с многоразрядным входом. На мультиплексоры 88 и 90 подается также сигнал выбора I/Q. Мультиплексоры 88 и 90 отвечают на сигнал выбора I/Q выдачей в течение половины символьного периода выхода с одного из входов, например, со входа I, а в течение другой половины символьного периода выхода с другого входа, например, со входа Q.

Выбранные отсчеты данных и пилот-сигнала, выводимые с мультиплексоров 88 и 90, подаются на перемножающий и накапливающий элемент 92, который содержит цифровой перемножитель 94 и накопитель 96. Элемент 92 в течение каждого символьного периода последовательно перемножает в мультиплексоре 94 отсчет данных I с отсчетам пилота I, перемножает в перемножителе 94 отсчет данных Q с отсчетом пилота Q и суммирует произведения этих перемножений в накопителе 96 для получения значения символьного отсчета, соответствующего величине символа, синфазного с пилот-сигналом. Значение, генерируемое в элементе 92, очищается в каждый символьный период в ответ на вход символьного тактирования.

Следует отметить, что могут быть придуманы различные другие цифровые воплощения схемы точечного произведения. К примеру, вместо перемножения значений, подлежащих перемножению - данные I с пилотом I и данные Q с пилотом Q, в единственном перемножителе могут использоваться раздельные перемножители.

Предыдущее описание предпочтительных выполнений дано для того, чтобы дать возможность любому специалисту сделать или использовать настоящее изобретение. Различные модификации этих выполнений сразу понятны специалистам, а основополагающие принципы, определенные здесь, могут прилагаться к другим выполнениям без использования изобретательства. Таким образом, настоящее изобретение не предназначено для ограничения показанными здесь выполнениями, но подлежит согласованию с наиболее широким объемом, соотносящимся с принципами и новыми признаками, рассмотренными здесь.

Способ и устройство для вычисления скалярной проекции вектора на другой вектор. Устройство содержит перемножающую схему и суммирующую схему. Перемножающая схема служит для перемножения значения, представляющего первую составляющую первого вектора, со значением, представляющим первую составляющую второго вектора, для получения первого промежуточного значения и для перемножения значения, представляющего вторую составляющую первого вектора, со значением, представляющим вторую составляющую второго вектора, для получения второго промежуточного значения. Суммирующая схема суммирует первое и второе промежуточные значения для получения результирующего значения, представляющего скалярную проекцию первого вектора на второй вектор. Устройство может дополнительно содержать первую запоминающую схему, первую схему выбора, вторую запоминающую схему и вторую схему выбора. Первая запоминающая схема служит для запоминания значений, представляющих первую и вторую составляющие первого вектора, а вторая запоминающая схема служит для запоминания значений, представляющих первую и вторую составляющие второго вектора. Схемы выбора обеспечивают поочередную подачу этих значений на перемножающую схему. Технический результат заключается в обеспечении при демодуляции модулированного сигнала процесса взвешивания сигнала относительно принятого опорного сигнала. 2 с. и 10 з.п. ф-лы, 6 ил., 2 табл.

1. Устройство для определения части информационного сигнала в системе связи, который синфазен с опорным сигналом для этой системы связи, при этом упомянутый информационный сигнал и упомянутый опорный сигнал принимают по общему тракту сигнала, содержащее средство для выделения первой синфазной (I) и второй квадратурной (Q) составляющих опорного сигнала, средство для выделения первой синфазной (I) и второй квадратурной (Q) составляющих информационного сигнала, отличающееся тем, что содержит средство для генерирования произведения первых синфазных (I) составляющих информационного и опорного сигналов для получения первого промежуточного значения, и для генерирования произведения вторых квадратурных (Q) составляющих информационного и опорного сигналов для получения второго промежуточного значения, и средство для суммирования первого и второго промежуточных значений. 2. Устройство по п.1, отличающееся тем, что дополнительно содержит средство для запоминания первых синфазных (I) - (данные I) и вторых квадратурных (Q) - (данные Q) составляющих информационного сигнала и первой синфазной (I) - (пилот I) и второй квадратурной (Q) (пилот Q) составляющих опорного сигнала, и средство, реагирующее на один из синфазных и квадратурных сигналов для выдачи первых синфазных (I) составляющих - (данные I, пилот I) информационного и опорного сигналов на средство для генерирования произведения, когда один из синфазных и квадратурных сигналов является синфазным и для выдачи вторых квадратурных (Q) составляющих - (данные Q, пилот Q) информационного и опорного сигналов на средство для генерирования произведения, когда один из синфазных и квадратурных сигналов является квадратурным. 3. Устройство по п.1, отличающееся тем, что средство для запоминания содержит первую пару фиксаторов, каждый из которых подключен для приема одной из первых синфазных (I) - (данные I) и вторых квадратурных (Q) - (данные Q) составляющих информационного сигнала, и каждый имеет выход, вторую пару фиксаторов, каждый из которых подключен для приема одной из первых синфазных (I) - (пилот I) и вторых квадратурных (Q) (пилот Q) составляющих упомянутого опорного сигнала, и каждый имеет выход. 4. Устройство по п.1, отличающееся тем, что средство для генерирования произведения первой синфазной (I) и второй квадратурной (Q) составляющих содержит первый перемножитель, соединенный для приема первой синфазной (I) составляющей - (данные I) информационного сигнала и первой синфазной (I) составляющей - (пилот I) опорного сигнала и имеющей выход произведения, подключенный к средству для суммирования, и второй перемножитель, соединенный для приема второй квадратурной (Q) составляющей - (данные Q) информационного сигнала и второй квадратурной (Q) составляющей -(пилот Q) опорного сигнала и имеющий выход произведения, подключенный к средству для суммирования. 5. Устройство по п.4, отличающееся тем, что средство для суммирования содержит сумматор, имеющий пару входов, каждый из которых подключен к выходам первого и второго перемножителей. 6. Устройство по п.1, отличающееся тем, что система связи является сотовой телефонной системой, в которой удаленные пользователи расположены во множестве ячеек и связаны информационными сигналами с, по меньшей мере, шлюзом, используя сигналы связи с расширенным спектром и множественным доступом с кодовым разделением каналов. 7. Устройство по п. 1, отличающееся чем, что система связи является системой связи с расширенным спектром, при этом средство для генерирования произведения содержит перемножитель, подключенный для приема и перемножения отсчета составляющей (I) информационного сигнала и отсчета составляющей (I) опорного сигнала для получения отсчета первого произведения, и для приема и перемножения отсчета составляющей (Q) информационного сигнала и отсчета составляющей (Q) опорного сигнала для получения отсчета второго произведения; а средство для суммирования содержит сумматор, подключенный для приема и суммирования отсчетов первого и второго произведений для получения значения, представляющего величину информационного сигнала, синфазного с опорным сигналом. 8. Устройство по п.7, отличающееся тем, что в нем информационный сигнал и опорный сигнал передаются по общему тракту передачи сигналов синхронно друг с другом. 9. Устройство по любому из пп.1-8, отличающееся тем, что средство для генерирования произведений содержит, по меньшей мере, один цифровой перемножитель с двумя сигнальными входами и выходом; а упомянутое суммирующее средство содержит цифровой накопитель с первым и вторым входами и выходом. 10. Способ определения величины информационного сигнала, который синфазен пилот-сигналу в заранее выбранном фазовом пространстве относительно фазы опорного сигнала, в приемнике системы связи, принимающем пилот-сигнал в качестве опорного сигнала, и информационный сигнал, каждый из которых имеет синфазную (I) и квадратурную (Q) составляющие, отличающийся тем, что содержит шаги на которых формируют произведение принятых отсчета составляющей I информационного сигнала и отсчета доставляющей I пилот-сигнала для выдачи результирующего отсчета первого произведения; формируют произведение принятых отсчета составляющей Q информационного сигнала и отсчета составляющей Q пилот-сигнала для выдачи результирующего отсчета второго произведения; и суммируют отсчеты первого и второго произведений для получения результирующего значения, представляющего величину информационного сигнала, синфазного пилот-сигналу. 11. Способ по п.10, отличающийся тем, что дополнительно содержит шаги, на которых запоминают каждый из отсчетов составляющих I информационного сигнала, Q информационного сигнала, I пилот-сигнала и Q пилот-сигнала; и осуществляют подачу запомненных отсчетов составляющих I информационного сигнала и I пилот-сигнала для перемножения синхронно друг с другом и подачу запомненных отсчетов составляющих Q информационного сигнала и Q пилот-сигнала для перемножения синхронно друг с другом. 12. Способ по п.10, отличающийся тем, что система связи является сотовой телефонной системой, в которой удаленные пользователи расположены во множестве ячеек и связаны информационными сигналами с, по меньшей мере, шлюзом, используя сигналы связи с расширенным спектром и множественным доступом с кодовым разделением каналов.