ДЕТЕКТОР ОГИБАЮЩЕЙ СИГНАЛА Российский патент 2004 года по МПК H04L27/22 H03D3/02 

Изобретение относится к технике связи и может использоваться для детектирования огибающей сигнала при приеме сигналов в условиях априорной неопределенности или нестабильности несущей частоты сигнала, вызванной, в частности, наличием большой величины доплеровского смещения частоты в канале связи.

Детектирование огибающей сигнала широко используется при детектировании сигналов с амплитудной модуляцией [1-6]. Детектирование огибающей сигнала также имеет очень большое значение в системах дальней космической связи с космическими аппаратами (КА) типа Mars Polarlander, Mars Pathfinder [7] или с КА типа Voyager и Galileo [8], особенно когда необходимо осуществлять наведение на источник сигнала антенн с узкими диаграммами направленности. В последнем случае требуется детектировать огибающие сигналов с широким классом форматов модуляции, поскольку исторически в космических системах передачи данных широко используются различные форматы модуляции [9-11].

Использовать детекторы огибающей сигнала [1-6] для обеспечения наведения на источник сигнала антенн с узкими диаграммами направленности в станциях приема систем дальней космической связи нецелесообразно, поскольку они не обеспечивают детектирования огибающей сигналов с широким классом форматов модуляции при малых отношениях мощности сигнала к мощности шума вследствие их специализации в основном на детектировании огибающей сигналов с амплитудной модуляцией в речевых каналах связи.

Известен простой квадратичный детектор огибающей сигнала [9-10], однако он не позволяет эффективно детектировать огибающую сигнала в условиях большой априорной неопределенности частоты несущей сигнала, когда полоса сигнала существенно меньше входной полосы частот, поскольку в таких условиях будет детектировать всю мощность смеси сигнала и шума, а следовательно, затруднит селекцию направления на источник сигнала при его использовании для обеспечения наведения на источник сигнала антенн с узкими диаграммами направленности станций приема систем дальней космической связи.

Известен синхронный детектор огибающей сигнала [12], основанный на восстановлении несущей сигнала и выделении его квадратурных компонент с последующим их использованием для детектирования огибающей, который, как следствие, позволяет детектировать огибающую сигнала при различных форматах модуляции [9-10].

Детектор огибающей сигнала [12] наиболее близок к предлагаемому детектору огибающей сигнала по функциональному построению и техническим характеристикам, поэтому принят за прототип.

Устройство-прототип содержит схему восстановления несущей сигнала, два перемножителя, к входу первого из которых выход схемы восстановления несущей сигнала подключен напрямую, а к входу второго - через фазовращатель. Другие входы перемножителей и вход схемы восстановления несущей сигнала соединены с входом устройства-прототипа. Выходы обоих перемножителей через первый и второй фильтры нижних частот (ФНЧ), соответственно, подключены к двум входам сумматора. Выход сумматора связан с входом устройства извлечения квадратного корня. Выход устройства извлечения квадратного корня является выходом устройства-прототипа.

Устройство-прототип прекрасно обеспечит детектирование огибающей геостационарных спутников связи при различных форматах модуляции [9-10].

Однако применение устройства-прототипа для обеспечения наведения антенн с узкими диаграммами направленности в станциях приема систем дальней космической связи на источник сигнала также в ряде случаев может оказаться неприемлемым.

Такое может произойти при попытках поиска и автосопровождения КА типа Voyager и Galileo, в частности, в диапазоне частот 8400-8500 МГц на больших расстояниях от поверхности Земли, поскольку скорость передачи информации для обеспечения энергетического доступа к сигналу с борта КА может быть снижена до нескольких десятков килобит в секунду [8]. Известно [9,10,13], что схемы восстановления несущей сигнала обеспечивают захват и сопровождение сигнала по частоте при расстройках, не превышающих десяти процентов от скорости передачи информации, что для указанного выше случая позволит обеспечить работу устройства-прототипа при расстройках по частоте, не превышающих нескольких килогерц. Согласно стандарту международного консультативного комитета по космическим системам передачи данных [11, с. 2.3.3В-1] расстройка по частоте в диапазоне частот 8400-8500 МГц для КА категории В (КА, удаленные от поверхности Земли в соответствии с возложенными на них задачами на расстояние более 2 миллионов километров, к которым относятся упомянутые выше КА типа Voyager и Galileo) составляет по меньшей мере ±1 МГц, что на несколько порядков превышает технические возможности устройства-прототипа при используемых в представленном примере скоростях передачи информации.

Кроме того, применение устройства-прототипа в станциях приема систем дальней космической связи может оказаться просто невозможным в нештатных технических ситуациях [8], когда нарушается когерентность сигнала, излучаемого КА.

Техническим результатом предлагаемого изобретения является возможность детектирования огибающей сигнала при приеме сигналов с различными форматами модуляции (в условиях априорной неопределенности или нестабильности несущей частоты сигнала, вызванной, в частности, наличием большой величины доплеровского смещения частоты в канале связи за счет инвариантной к частоте сигнала автокорреляционной обработки смеси сигнала с шумом, учитывающей тот факт, что интервал корреляции сигнала во много раз превышает интервал корреляции шума).

Технический результат достигнут тем, что в детекторе огибающей сигнала, к входу которого подключены первые входы двух перемножителей, содержащем устройство извлечения квадратного корня, выход которого является выходом детектора огибающей сигнала, соединенное через сумматор с выходами первого и второго квадраторов, вторые входы перемножителей подключены к общему источнику сигнала, при этом второй вход первого перемножителя связан с общим источником сигнала непосредственно, а второй вход второго перемножителя - через фазовращатель, к выходам первого и второго перемножителей подключены соответственно первый и второй фильтры нижних частот (ФНЧ), согласно изобретению ширина полосы обоих ФНЧ равна полуширине диапазона входных частот, между выходом первого ФНЧ и входом первого квадратора последовательно включены третий перемножитель, второй сумматор и третий ФНЧ, между выходом первого ФНЧ и входом второго квадратора последовательно включены четвертый перемножитель, вычитатель и четвертый ФНЧ, между выходом первого ФНЧ и вычитающим входом вычитателя последовательно включены первый элемент памяти и пятый перемножитель, второй ФНЧ соединен с вторым входом второго сумматора через шестой перемножитель, между входами которого включен второй элемент памяти, при этом ширина полосы третьего и четвертого ФНЧ обратно пропорциональна длительности символа за вычетом постоянной времени элемента памяти, а общим источником сигнала является генератор синусоидального сигнала, частота которого равна центральной частоте диапазона входных частот сигнала.

На чертеже приведена структурная схема предложенного детектора огибающей сигнала.

Работа предложенного детектора огибающей сигнала основана на том, что если в квадратурные плечи известного детектора огибающей сигнала подставить вместо восстановленной несущей сигнал, задержанный на интервал времени, во много раз превышающий интервал корреляции шума, но существенно меньший (в два и более раз) длительности символа сигнала (интервала корреляции сигнала), то ценой потери части энергии сигнала на интервале времени его запаздывания возможно осуществить сравнимое по энергетической эффективности с прототипом детектирование огибающей сигнала при приеме сигналов с различными форматами модуляции в условиях априорной неопределенности или нестабильности несущей частоты сигнала, вызванной, в частности, наличием большой величины доплеровского смещения частоты в канале связи, в случаях, когда применение прототипа уже невозможно.

Покажем, что в предложенном детекторе огибающей сигнала реализуется указанная обработка сигнала.

Представим модель принимаемого сигнала r(t) как аддитивную смесь переданного сигнала s(t) и аддитивного полосового гауссовского шума n(t):

Сигнал с дискретной квадратурной амплитудной и угловой модуляцией, в достаточно общем случае, можно описать моделью [9,10]

где функция модулирующего импульса p(t) в частных случаях квадратурной амплитудной манипуляции (КАМ), двухпозиционной (2ФМн) и четырехпозиционной (4ФМн) фазовой манипуляции описывается как

и где √2·А - амплитуда сигнала, f_c - несущая частота сигнала, ϕ_c - начальная фаза сигнала, Т - длительность символа, ε - начальная фаза тактовой частоты сигнала, m_Ii, m_Qi - случайные независимые, идентично распределенные и равновероятные информационные символы сообщения. При этом для двухпозиционной и четырехпозиционной фазовой манипуляции К=1.

Функции модулирующего импульса p(t) для синфазного квадратурного каналов в более общем случае четырехпозиционной фазовой манипуляции со сдвигом (4ФМнС или OQPSK), манипуляции минимальным сдвигом (ММС или MSK), гауссовской манипуляции минимальным сдвигом (ГММС или GMSK) несколько различаются и представлены в [9,10].

Определим для последующего укороченные модулирующие импульсы pτ(t) и p_T-τ(t) такие, что

Модель аддитивного полосового гауссовского шума n(t) через его огибающую n₀(t) можно представить следующим образом:

где f₀ равна центральной частоте диапазона входных частот сигнала, ϕ₀ - начальная фаза сигнала генератора, относительно которого осуществляется квадратурное разложение принимаемого входного сигнала r(t). При этом мощность шума равна

У аддитивного полосового гауссовского шума в полосе входных частот спектральная плотность мощности обычно равномерна и равна

где 2В – полоса входных частот.

Для упрощения обозначений, без потери общности, амплитуду сигнала можно положить равной единице, а полные фазы сигнала записать в виде

Сигнал генератора на входе первого перемножителя равен

а на входе первого перемножителя соответственно

Сигнал на выходе первого перемножителя равен

а на входе второго перемножителя соответственно

Если отфильтрованные сигналы (13) и (14) обозначить как (t) и (t), то на выходах первого и второго ФНЧ, подавляющих сигналы с фазой суммарной частоты ФΣ(t), сигналы (t) и (t) соответственно равны

Сумма сигналов на выходе второго сумматора равна

где первое слагаемое - результат перемножения в третьем перемножителе сигналов с выходов первого ФНЧ и первого элемента памяти, а второе слагаемое - результат перемножения в шестом перемножителе сигналов с выходов второго ФНЧ и второго элемента памяти соответственно.

Разность сигналов на выходе вычитателя равна

где первый компонент в выражении (18) - результат перемножения в четвертом перемножителе сигналов с выходов первого ФНЧ и второго элемента памяти, а второй компонент в выражении (18) - результат перемножения в пятом перемножителе сигналов с выходов второго ФНЧ и первого элемента памяти соответственно.

С использованием определений (6), (10) и равенств (15)-(16) выражения (17) и (18) преобразуются к следующему виду:

В результате применения известных тригонометрических тождеств выражение (19) несколько упрощается:

С использованием определений (3)-(6) каждое из слагаемых в первых квадратных скобках выражения (20) можно разбить на две частичные суммы

и

Первые суммы в (21) и (22) не зависят от передаваемой информации. После низкочастотной фильтрации в третьем ФНЧ (в определенном смысле эквивалентной операции усреднения, поскольку его постоянная времени, равная Т-τ, велика по сравнению с интервалом корреляции шума, а также с временем задержки τ в элементах памяти) вследствие независимости символов сообщения m_Ii, m_Ii-1, m_Qi, m_Qi-1, некоррелированности сигнала и шума, а также ввиду осциллирующего характера большинства шумовых слагаемых (со второго по шестое) в выражении (20) отфильтрованный сигнал можно приблизить следующим выражением:

Проделав подобные тригонометрические выкладки, отфильтрованный сигнал rΔ(t) можно приблизить другим выражением

На интервале длительности модулирующего импульса T выражения (23) и (24) с учетом выражений (6) и с учетом того, что τ<<Т, можно приблизить еще более простыми выражениями

Если для упрощения анализа принять, что третий и четвертый ФНЧ предлагаемого детектора огибающей имеют идеальную прямоугольную форму с частотой среза b=1/Т, то при неизменности спектральной плотности мощности шума на их входе дисперсия шума (равная его мощности) на их выходе уменьшится пропорционально отношению входной полосы В к полосе на выходах упомянутых ФНЧ b=1/Т, что обеспечит выигрыш обработки G, равный

и, фактически, приведет к такому же отношению сигнал/шум на выходе указанных ФНЧ, что и в детекторе огибающей, принятом за прототип. Однако вся обработка сигналов, описанная выше и обеспечивающая выигрыш обработки G, в предлагаемом детекторе огибающей реализуется в условиях существенной неопределенности по частоте, при которой устройство-прототип не работает вследствие ограниченности полосы захвата схем восстановления несущей.

Остальная обработка в известном и патентуемом устройстве совпадает и позволяет исключить зависимость от фазы сигнала путем квадрирования сигналов ) и и извлечения квадратного корня из их суммы, так как шумовыми компонентами после фильтрации в третьем и четвертом ФНЧ в приближенном рассмотрении можно пренебречь.

Предлагаемый детектор огибающей сигнала (см. чертеж), к входу которого подключены первые входы двух перемножителей 1 и 2, содержит устройство извлечения квадратного корня 3, выход которого является выходом детектора огибающей сигнала, соединенное через сумматор 4 с выходами первого 5 и второго 6 квадраторов. Вторые входы перемножителей 1 и 2 подключены к генератору 7, при этом второй вход первого перемножителя 1 связан с общим источником сигнала 7 непосредственно, а второй вход второго перемножителя 2 - через фазовращатель 8. К выходам первого 1 и второго 2 перемножителей подключены соответственно первый 9 и второй 10 фильтры нижних частот (ФНЧ). Ширина полосы первого и второго ФНЧ равна полуширине диапазона входных частот. Между выходом первого ФНЧ 9 и входом первого квадратора 5 последовательно включены третий перемножитель 11, второй сумматор 12 и третий ФНЧ 13. Между выходом первого ФНЧ 9 и входом второго квадратора 6 последовательно включены четвертый перемножитель 14, вычитатель 15 и четвертый ФНЧ 16. Между выходом первого ФНЧ 9 и вычитающим входом вычитателя 15 последовательно включены первый элемент памяти 17 и пятый перемножитель 18. Второй ФНЧ 10 соединен с вторым входом второго сумматора 12 через шестой перемножитель 19, между входами которого включен второй элемент памяти 20. Ширина полосы третьего 13 и четвертого 16 ФНЧ обратно пропорциональна длительности символа за вычетом постоянной времени элемента памяти, а общим источником сигнала 7 является генератор синусоидального сигнала, частота которого равна центральной частоте диапазона входных частот сигнала.

Предлагаемый детектор огибающей сигнала работает следующим образом.

Модулированный сигнал в смеси с шумом со входа устройства подается на первые входы двух перемножителей 1 и 2 (см. чертеж), на вторые входы которых подается сигнал генератора 7. В продуктах перемножения входного сигнала с сигналом генератора 7, частота которого равна центральной частоте диапазона входных частот сигнала, на выходе перемножителя 1 содержится синфазная составляющая входного сигнала. В продуктах перемножения входного сигнала с сигналом генератора 7, развернутым по фазе на 90° фазовращателем 8, на выходе перемножителя 2 содержится квадратурная составляющая входного сигнала. Продукты перемножения с выходов перемножителей 1 и 2 фильтруются соответственно через первый 9 и второй 10 ФНЧ. Далее в устройстве формируется первая компонента сигнала как результат суммирования в сумматоре 12 произведения в перемножителе 11 сигнала с выхода ФНЧ 9 с задержанным в элементе памяти 17 сигналом и произведения в перемножителе 19 сигнала с выхода ФНЧ 10 с задержанным в элементе памяти 20 сигналом. Также в устройстве формируется вторая компонента сигнала как результат разности в вычитателе 15 произведения в перемножителе 14 сигнала с выхода ФНЧ 9 с сигналом, задержанным в элементе памяти 20, и произведения в перемножителе 18 сигнала с выхода ФНЧ 10 с задержанным в элементе памяти 17 сигналом. Каждая из указанных компонент фильтруется в ФНЧ 13 и 16 соответственно в полосе, ширина которой обратно пропорциональна длительности символа за вычетом постоянной времени элемента памяти. Сигнал с выхода ФНЧ 13 возводится в квадрат квадратором 5. Сигнал с выхода ФНЧ 16 возводится в квадрат квадратором 6. Сигналы с выходов квадраторов 5 и 6 суммируются в сумматоре 4. С выхода сумматора 4 сигнал подается на устройство извлечения квадратного корня, формирующего огибающую сигнала.

Таким образом, предлагаемое устройство обеспечивает детектирование огибающей сигнала в условиях априорной неопределенности или нестабильности несущей частоты сигнала, вызванной, в частности, наличием большой величины доплеровского смещения частоты в канале связи.

ИСТОЧНИКИ ИНФОРМАЦИИ

1. United States Patent No. 4426623, Wilkens, et al., Ripple free amplitude demodulator, January 17, 1984.

2. United States Patent No. 4617521, Fox, Sample and hold demodulator with feedback for reduced riffle, October 14, 1986.

3. United States Patent No. 4890066, Straver, et al., Envelope detector, December 26, 1989.

4. United States Patent No. 4982427, Nicolai, Integrated circuit for telephone set with signal envelope detector, January 1, 1991.

5. United States Patent No. 5027118, Nicolai, Analog signal logarithmic envelope detector, June 25, 1991.

6. United States Patent No. 5724002, Hulick, Envelope detector including sample-and-hold circuit controlled by preceding carrier pulse peak(s), March 3, 1998.

7. Harcke, L., and G. Wood, Laboratory and Flight Performance of the Mars Pathfinder (15,16) Convolutionally Encoded Telemetry Link TDA PR 42-129, January-March 1997, pp. 1-11, May 15, 1997.

8. Rebold, Т.А., М. Tinto, S.W. Asmar and E.R. Kursinski, Neptune Revisited: Synthesizing Coherent Doppler From Voyager's Noncoherent Downlink, TDA PR 42-131, July-September 1997, pp. 1-19, November 15, 1997.

9. Спилкер Дж. Цифровая спутниковая связь. М.: Связь, 1979, 592 с.

10. Feher К. Digital communications: Satellite/Earth stations Engineering N-Y., Prentice-Hall, 1983.

11. CCSDS RECOMMENDATIONS FOR RADIO FREQUENCY AND MODULATION SYSTEMS, Part 1, Earth Stations and Spacecraft, CCSDS 401.0-B BLUE BOOK, NASA, Greenbelt, Maryland USA, November, 1994.

12. Canadian Patent No. 1197904, МПК 7: H 03 D 1/02, Kahn Leonard R., Synchronous Envelope Detector, December 10, 1985 (прототип).

13. Международный патент РСТ, WO 01/33794, Carrier recovery and Doppler frequency estimation, 2001.

Изобретение относится к технике связи и может использоваться для детектирования огибающей сигнала при приеме сигналов в условиях априорной неопределенности или нестабильности несущей частоты сигнала, вызванной, в частности, наличием большой величины доплеровского смещения частоты в канале связи. Техническим результатом является возможность детектирования огибающей сигнала при приеме сигналов в условиях априорной неопределенности или нестабильности несущей частоты сигнала за счет инвариантной к частоте сигнала автокорреляционной обработки смеси сигнала с шумом, учитывающей тот факт, что интервал корреляции сигнала во много раз превышает интервал корреляции шума. Детектор огибающей сигнала содержит первый и второй перемножители (П) 1, 2, устройство извлечения квадратного корня 3, сумматор (С) 4, первый и второй квадраторы (КВ) 5, 6, при этом второй вход П 1 связан с общим источником сигнала (7) непосредственно, а второй вход П 2 — через фазовращатель 8, к выходам П 1, 2 подключены соответственно первый и второй фильтры нижних частот (ФНЧ) 9, 10, согласно изобретению ширина полосы обоих ФНЧ равна полуширине диапазона входных частот, между выходом ФНЧ 9 и входом КВ 5 последовательно включены третий П 11, второй С 12 и третий ФНЧ 13, между выходом первого ФНЧ 9 и входом второго КВ 6 последовательно включены четвертый П 14, вычитатель (В) 15 и четвертый ФНЧ 16, между выходом первого ФНЧ 9 и вычитающим входом В 15 последовательно включены первый элемент памяти (ЭП) 17 и пятый П 18, второй ФНЧ 10 соединен с вторым входом второго С 12 через шестой П 19, между входами которого включен второй ЭП 20, при этом ширина полосы третьего и четвертого ФНЧ обратно пропорциональна длительности символа за вычетом постоянной времени элемента памяти, а общим источником сигнала 7 является генератор синусоидального сигнала, частота которого равна центральной частоте диапазона входных частот сигнала. 1 ил.

Детектор огибающей сигнала, к входу которого подключены первые входы двух перемножителей, содержащий устройство извлечения квадратного корня, выход которого является выходом детектора огибающей сигнала, соединенное через сумматор с выходами первого и второго квадраторов, причем вторые входы перемножителей подключены к общему источнику сигнала, при этом второй вход первого перемножителя связан с общим источником сигнала непосредственно, а второй вход второго перемножителя - через фазовращатель, к выходам первого и второго перемножителей подключены соответственно первый и второй фильтры нижних частот (ФНЧ), отличающийся тем, что ширина полосы обоих ФНЧ равна полуширине диапазона входных частот, между выходом первого ФНЧ и входом первого квадратора последовательно включены третий перемножитель, второй сумматор и третий ФНЧ, между выходом первого ФНЧ и входом второго квадратора последовательно включены четвертый перемножитель, вычитатель и четвертый ФНЧ, между выходом первого ФНЧ и вычитающим входом вычитателя последовательно включены первый элемент памяти и пятый перемножитель, второй ФНЧ соединен с вторым входом второго сумматора через шестой перемножитель, между входами которого включен второй элемент памяти, при этом ширина полосы третьего и четвертого ФНЧ обратно пропорциональна длительности символа за вычетом постоянной времени элемента памяти, сумма сигналов на выходе второго сумматора равна сумме результата перемножения в третьем перемножителе сигналов с выходов первого ФНЧ и первого элемента памяти и результата перемножения в шестом переменожителе, разность сигналов на выходе вычитателя равна разности результата перемножения в четвертом переменожителе и результата перемножения в пятом перемножителе сигналов с выходов второго ФНЧ и первого элемента памяти, а общим источником сигнала является генератор синусоидального сигнала, частота которого равна центральной частоте диапазона входных частот сигнала.