СПОСОБ ДИСКРЕТНОЙ РЕГУЛИРОВКИ ФАЗЫ Российский патент 2004 года по МПК H03C3/00 

Изобретение относится к фазовым измерениям в радиотехнике и может быть применено при создании образцовых мер фазовых сдвигов и фазовых модуляторов с большим диапазоном изменения фазы в широком диапазоне частот.

Известно устройство [Заявка РФ №2000111791/09 от 11.05.2000, МПК 7 Н 03 С 3/00, опубл. 27.03.02, БИ №9], реализующее способ дискретной регулировки фазы, включающий разветвление входного двоичного кода x на два с последующим нелинейным преобразованием в двоичные коды напряжений Е₁ и E₂ согласно уравнениям преобразования соответственно E₁=0,5^0,5R{(-1)^kcos[k_mx]-sin[k_mx]} и E₂=0,5^0,5R{[-1)^kcos[k_mx]+sin[k_mx]}, где k≥1, R=(E₁+E₂)^0,5, k_m - коэффициент масштаба, линейное преобразование двоичных кодов напряжений Е₁ и Е₂ в напряжения соответственно Е₁ и Е₂, деление частоты F₀ входного сигнала на четыре с последующим выделением первого и второго коммутирующих сигналов длительностью 1/F₀ соответственно в первой и четвертой четвертях периода колебания полученного после деления сигнала, формирование напряжения импульсного сигнала е коммутацией напряжений Е₁ и Е₂ посредством соответственно первого и второго коммутирующих сигналов, выделение из импульсного сигнала е k-й гармоники с регулируемой фазой.

Недостатком данного способа является погрешность, вызываемая при его реализации неидентичностью передаточных функций цифроаналоговых преобразователей и сопротивлений каналов коммутатора сигналов.

Технический результат изобретения - повышение точности дискретной регулировки фазы колебаний с большим диапазоном изменения фазы в широком диапазоне частот.

Поставленная задача решается тем, что в способе дискретной регулировки фазы, включающем разветвление входного двоичного кода x на два с последующим нелинейным преобразованием в двоичные коды напряжений Е₁ и Е₂ согласно уравнениям преобразования соответственно E₁=0,5^0,5R{(-1)^kcos[k_mx]-sin[k_mx]} и E₂=0,5^0,5R{(-1)^kcos[k_mx]+sin[k_mx]}, где k≥1, R=(E₁+E₂)^0,5, k_m - коэффициент масштаба, деление частоты F₀ входного сигнала на четыре с последующим выделением первого и второго коммутирующих сигналов длительностью 1/F₀ соответственно в первой и четвертой четвертях периода колебания полученного после деления сигнала, выделение из импульсного сигнала е k-й гармоники с регулируемой фазой, после нелинейного преобразования входного двоичного кода x, формируют кодовую последовательность коммутацией двоичных кодов напряжений E₁ и Е₂ посредством соответственно первого и второго коммутирующих сигналов, затем осуществляют линейное преобразование кодовой последовательности в напряжение импульсного сигнала е.

Максимальное значение указанной инструментальной погрешности Δϕ_H определятся следующим образом.

Получаемый способом импульсный динамический объект (ИДО) для временного сечения t_с состоит из двух аппликат e₁(t,t_c) и e₂(t,t_c) в виде двух импульсов прямоугольной формы и представлен зависимостью

Выражения i-х выборок спектральных плотностей S₁(ω_i,t_c) и S₂(ω_i,t_с) составляющих ИДО аппликат в соответствии с преобразованием Фурье имеют вид

a) для e₁(t,t_c):

б) для e₂(t,t_c):

спектральная плотность S(ω_i,t_c) ИДО определяется суммой (1) и (2):

Линейная зависимость фаз гармонических составляющих ИДО с частотами ω_i от входного двоичного кода x задается уравнениями регулировки мнимой и вещественной части спектра

для ω_i

где k_m - коэффициент масштаба.

При этом считается, что в пределах некоторого сечения [t_с-Т, t_c] функция x не зависит от t и определяется выборкой x по моменту начала сечения, а значения А₁ и А₂ при регулировке меняются только от сечения к сечению.

Уравнение регулировки фазы для i-х гармоник в соответствии с (4) и (5) выглядит следующим образом:

где , .

В прототипе указано, что практический интерес представляют выделяемые гармоники с частотами ω_i=ω_k=(π/2±kπ)/τ, для которых решение системы уравнений (4) и (5) относительно Е₁ и Е₂ имеет вид

а выражение (3) с учетом (7), (8), (6) преобразуется

где для ω_k.

При этом уравнение регулировки фазы для i-х гармоник будет выглядеть следующим образом:

Уравнение (10) в зависимости от аргумента х является линейным. Погрешность Δϕ_н в виде отклонения от линейности вызывается нарушением квадратуры, представленной соотношениями (7) и (8). Это нарушение обусловлено неидентичностью передаточных функций частей каналов преобразования, содержащих последовательно соединенные аналогово-цифровые преобразователи и соответствующие им каналы коммутации. Указанную неидентичность на основании (7) и (8) можно представить как ΔR₁=R₁-R - для первого канала и ΔR₂=R₂-R - для второго канала, где R₁ и R₂ - фактические значения R для каналов, представленных соответственно уравнениями (7) и (8), в случае их физической реализации.

Очевидно, что фаза вектора (9) будет нечувствительна к указанной неидентичности в случае множества значений х, при которых cos или sin в выражениях соответственно (7) или (8) будут равны нулю, и максимально чувствительна - в случае, когда значения, получаемые с помощью (7) и (8), становятся соразмерными, то есть при ϕ_F ≈ π/4±νπ/2, где ν=0,1,2,.... Максимально возможное отклонение вектора (9) будет в том случае, когда приращения вещественной (7) и мнимой (8) частей, обусловленные значениями ΔR₁ и ΔR₂, вызовут приращение в виде вектора r, где |r|=(ΔR21

+ΔR22)^0,5, который по отношению к вектору (9) будет находиться под углом 90°. При этом, считая, что рассматриваемые каналы реализуются на однотипной элементной базе, можно записать ΔR₁=ΔR₂=ΔR. В этом случае, принимая во внимание, что всегда R>>|r|, инструментальная погрешность Δϕ_н будет определяться как

Δϕ_н=arcsin(|r|/R)=arcsin(2^0,5 ΔR)(2^0,5 ΔR (рад). (11)

Например, при равных погрешностях передаточных характеристик цифроаналоговых преобразователей и сопротивлений каналов коммутатора в обоих каналах, равных 1% (ΔR=0,01), выражение (11) дает значение Δϕ_н=0,014 рад (0,8°).

На фиг.1 представлена структурная схема устройства, реализующего предлагаемый способ дискретной регулировки фазы.

На фиг.2 представлена временная диаграмма ИДО для частного сечения t_с с указанием всех необходимых параметров.

Устройство, реализующее предлагаемый способ, содержит два нелинейных преобразователя 1 и 2 кодов, последовательно соединенные опорный генератор 3 и счетчик 4, полосовой фильтр 5, цифровой коммутатор 6, управляющий вход которого соединен с выходом счетчика 4, цифроаналоговый преобразователь 7, вход которого соединен с выходом цифрового коммутатора 6, а выход - с входом полосового фильтра 5, выходы нелинейных преобразователей 1 и 2 кодов соединены соответственно с первым и вторым входом цифрового коммутатора 6, а входы объединены и являются входом устройства, при этом выходом устройства является выход полосового фильтра 5.

Способ осуществляют следующим образом. Входной код x разветвляют и преобразуют согласно уравнениям (7) и (8) соответственно в двоичные коды напряжений Е₁ и Е₂. Из периодической последовательности импульсов входного сигнала с частотой повторения F₀ формируют первый и второй коммутирующий сигналы соответственно в первой и четвертой четвертях периода колебания входного сигнала, согласно которым коммутируют коды напряжений Е₁ и Е₂. В результате коммутации получают последовательность двоичных кодов, представляющую собой суперпозицию двоичных кодов напряжений Е₁ и Е₂. Затем осуществляют линейное преобразование последовательности двоичных кодов в напряжение импульсного сигнала е. Полученный импульсный сигнал е фильтруют, выделяя k-ю гармонику ИДО, фаза которой определяется выражением (10).

Таким образом, предлагаемое техническое решение позволяет избавиться от инструментальной погрешности, связанной с неидентичностью передаточных функций цифроаналоговых преобразователей и сопротивлений каналов коммутатора сигналов, в результате чего повышается точность регулировки фазы.

Изобретение относится к фазовым измерениям в радиотехнике и может быть применено при создании образцовых мер фазовых сдвигов и фазовых модуляторов. Входной двоичный модулирующий сигнал x разветвляют на два сигнала и осуществляют нелинейное преобразование в двоичные коды напряжений E₁ и Е₂ в соответствии с уравнениями E₁=0,5^0,5R{(-1)^kcos[k_mx]-sin[k_mx]} и E₂=0,5^0,5R{(-1)^kcos[k_mx]+sin[k_mx]}, где k≥1, k_m - коэффициент масштаба. Частоту F₀ входного модулируемого сигнала делят на четыре и выделяют из него два коммутирующих сигнала длительностью 1/F₀ в первой и четвертой четвертях периода входного модулируемого сигнала соответственно. Формируют кодовую последовательность коммутацией двоичных кодов напряжений E₁ и Е₂ посредством полученных коммутирующих сигналов. Затем осуществляют линейное преобразование кодовой последовательности в напряжение импульсного сигнала. Данное техническое решение позволяет избавиться от инструментальной погрешности, связанной с неидентичностью передаточных функции цифроаналоговых преобразователей и сопротивлений каналов коммутатора сигналов, присущей аналогичному способу. 2 ил.

Способ дискретной регулировки фазы, включающий разветвление входного двоичного кода x на два с последующим нелинейным преобразованием в двоичные коды напряжений Е₁ и Е₂ согласно уравнениям преобразования соответственно

E₁=0,5^0,5R{(-1)^kcos[k_mx]-sin[k_mx]}

и

E₂=0,5^0,5R{(-1)^kcos[k_mx]+sin[k_mx]},

где k≥1;

R=(E21

+E22)^0,5;

k_m - коэффициент масштаба,

деление частоты F₀ входного сигнала на четыре с последующим выделением первого и второго коммутирующих сигналов длительностью 1/F₀ соответственно в первой и четвертой четвертях периода колебания, полученного после деления сигнала, выделение из импульсного сигнала е k-й гармоники с регулируемой фазой, отличающийся тем, что после нелинейного преобразования входного двоичного кода x формируют кодовую последовательность коммутацией двоичных кодов напряжений Е₁ и E₂ посредством соответственно первого и второго коммутирующих сигналов, затем осуществляют линейное преобразование кодовой последовательности в напряжение импульсного сигнала е.