ДВУХПРОВОДНАЯ ЦИФРОВАЯ СИСТЕМА ПЕРЕДАЧИ Российский патент 2005 года по МПК H04B3/50 

Областью применения предлагаемого устройства является техника цифровой связи, где оно может быть использовано в качестве цифровой системы передачи (ЦСП), работающей на абонентской линии связи по одной паре симметричного многопарного кабеля, обеспечивая передачу цифрового сигнала в обоих направлениях.

Известна цифровая абонентская система передачи (аналог) с линейным сигналом, образованным методами многоуровневой амплитудно-импульсной модуляции, работающая по одной паре симметричного кабеля в однополосном режиме в обоих направлениях передачи с использованием дифференциальных систем и адаптивных эхо-компенсаторов (фиг.1) [1, 2].

Аналог состоит из двух оконечных станций А и Б, соединенных между собой двухпроводной линией связи, при этом в состав станции А (станции Б) входит: первый амплитудно-импульсный модулятор 1 (второй амплитудно-импульсный модулятор 10), первый амплитудно-импульсный демодулятор 2 (второй амплитудно-импульсный демодулятор 9), первый адаптивный эхо-компенсатор 3 (второй адаптивный эхо-компенсатор 8), первый корректирующий усилитель 4 (второй корректирующий усилитель 7), первая дифференциальная система 5 (вторая дифференциальная система 6).

Работа аналога в одном из направлений передачи (например, А-Б) заключается в следующем: исходный цифровой поток поступает на вход первого амплитудно-импульсного модулятора 1, представляющего собой цифроаналоговый преобразователь, который формирует из двоичного цифрового потока последовательность многоуровневых импульсов определенной формы - линейный сигнал в коде nB1Z, где Z=2ⁿ, n - число разрядов двоичной последовательности, заменяемой одним многоуровневым символом Z линейного сигнала. С выхода первого амплитудно-импульсного модулятора 1 сформированная импульсная последовательность через первую дифференциальную систему 5 поступает на вход линии связи (ЛС). С выхода линии связи приходящий сигнал через вторую дифференциальную систему 6 поступает на вход второго корректирующего усилителя 7, осуществляющего усиление сигнала и компенсацию неравномерности частотной характеристики затухания кабельной линии связи. Далее второй адаптивный эхо-компенсатор 8 осуществляет компенсацию в сигнале, который поступает на его вход с выхода второго корректирующего усилителя 7, составляющей помехи от эхо-сигнала. Помеха от эхо-сигнала представляет собой отраженный сигнал противоположного направления передачи, обусловленный несогласованностью второй дифференциальной системы 6 и линии связи. С выхода второго адаптивного эхо-компенсатора 8 принятая импульсная последовательность преобразуется во втором амплитудно-импульсном демодуляторе 9, представляющем собой аналого-цифровой преобразователь, выход которого является выходом цифрового потока.

Передача сигнала в обратном направлении Б-А осуществляется аналогично.

Спектральная плотность мощности линейного сигнала в коде nB1Z в обобщенном виде представлена на фиг.2, где F_c - символьная частота линейного сигнала, связанная с тактовой частотой исходного цифрового потока F_т соотношением F_c=F_т/n.

Недостатком аналога является высокий уровень помех от переходных влияний на ближний конец, которые возникают при параллельной работе нескольких однотипных ЦСП по соседним парам одного кабеля от сигналов с противоположным направлением передачи. Вследствие этого, как показывает анализ, существенно (почти в два раза) снижается предельная длина участка регенерации при одновременной работе нескольких систем передачи на одном кабеле. Это подтверждает табл. 1, где приведены предельные длины регенерационных участков для ЦСП, работающих по кабелям типа КСПП-1,2 и ТПП-0,4 с разными скоростями передачи и линейными сигналами nB1Z с разными значениями n для случаев параллельной работы по одному кабелю от одной до четырех систем [1, 2].

Таблица 1.
Предельная длина участка регенерации для различных режимов работы известного аналога предлагаемого устройства. Длина регенерационного участка, км, для линейного кода и типа кабеляСкорость, кбит/сКол-во ЦСПКабель КСППКабель ТППn=2n=3n=4n=5n=6n=2n=3n=4n=5n=61168122,025,428,029,530,68,39,710,611,311,6 29,911,211,611,310,54,825,555,956,15,95 39,210,310,610,259,24,65,255,65,75,5 48,89,810,09,68,54,455,15,45,425,25784127,031,534,736,838,110,512,013,214,014,5 212,714,4515,014,914,16,157,17,77,87,75 311,913,513,913,612,65,856,87,257,37,2 411,412,813,2512,11,755,76,557,07,16,8512134,139,843,746,448,112,915,116,617,618,25 216,719,020,020,019,17,959,259,910,2510,2 315,717,7518,618,417,37,68,89,49,79,5 415,117,117,817,516,257,358,59,19,39,1256149,357,563,567,770,318,821,924.225,6526,7 225,729,531,331,730,912,014,015,215,7515,8 324,327,829,329,428,211,513,314,414,914,9 423,526,828,228,126,811,313,014,014,414,3

Наиболее близким техническим решением (прототипом) к предлагаемому устройству является ЦСП, работающая по одной паре в обоих направлениях передачи с использованием частотного разделения линейных сигналов противоположных направлений, которые формируются с помощью одного из видов квадратурной модуляции несущей частоты каждого из направлений: квадратурной амплитудной QAM или квадратурной балансной CAP (см. фиг.3). Преимуществом такого решения является хорошая «развязка» между направлениями передачи, гарантирующая отсутствие переходной помехи на ближний конец. Переходная помеха в этом случае обусловлена влияниями между соседними парами от линейных сигналов с совпадающим направлением передачи. Мощность этой помехи даже для более высокочастотного направления передачи, значительно ниже, чем от переходных влияний на ближний конец [3].

Прототип состоит из двух оконечных станций, соединенных двухпроводной линией связи, причем каждая станция содержит один модуль квадратурной передачи и один модуль квадратурного приема, при этом каждый модуль квадратурной передачи состоит из устройства разделения, вход которого является входом цифрового потока соответствующего направления (на станции А - направления А-Б, на станции Б - направления Б-А), а первый и второй выходы соединены со входами соответственно двух амплитудно-импульсных модуляторов, при этом выходы последних соединены соответственно с синфазным и квадратурным входами квадратурного модулятора, выход которого через первый направляющий фильтр (верхнего направления на станции А и нижнего направления на станции Б) подключен к линии связи, а каждый модуль квадратурного приема состоит из второго направляющего фильтра (верхнего направления на станции Б и нижнего направления на станции А), вход которого подключен к линии связи, а выход через корректирующий усилитель соединен со входом квадратурного демодулятора, синфазный и квадратурный выходы которого соединены соответственно через два амплитудно-импульсных демодулятора с первым и вторым входами устройства объединения, выход которого является выходом цифрового потока соответствующего направления (на станции А - направления Б-А, на станции Б - направления А-Б).

Структурная схема прототипа представлена на фиг.3, при этом в состав станции А (станции Б) входят первое устройство разделения 1 (второе устройство разделения 22); первый и второй амплитудно-импульсные модуляторы 2 и 3 (третий и четвертый амплитудно-импульсные модуляторы 20 и 21); первый квадратурный модулятор 4 (второй квадратурный модулятор 19); первый фильтр верхнего направления 5 (первый фильтр нижнего направления 18); второе устройство объединения 12 (первое устройство объединения 11); третий и четвертый амплитудно-импульсные демодуляторы 13 и 14 (первый и второй амплитудно-импульсные демодуляторы 9 и 10); второй корректирующий усилитель 16 (первый корректирующий усилитель 7); второй фильтр нижнего направления 17 (второй фильтр верхнего направления 6).

Работа прототипа в одном из направлений (например, А-Б) заключается в следующем: исходный цифровой поток поступает на вход первого устройства разделения 1, которое делит его на два равноскоростных подпотока, состоящих из четных и нечетных битов исходного цифропотока. Полученные подпотоки с первого и второго выходов устройства разделения 1 поступают соответственно на входы первого и второго амплитудно-импульсных модуляторов 2 и 3, которые формируют многоуровневые импульсные последовательности в коде nB1Z. Многоуровневые импульсные последовательности с выходов первого и второго амплитудно-импульсных модуляторов 2 и 3 поступают соответственно на синфазный и квадратурный входы первого квадратурного модулятора 4, который осуществляет перенос их спектральных компонентов на несущую частоту f₀₁, а также формирование суммарного линейного сигнала.

Для дальнейшего анализа принципа работы прототипа примем условно, что направление передачи А-Б является высокочастотным, а направление передачи Б-А - низкочастотным, поэтому f₀₁>f₀₂, где f₀₂ - несущая частота квадратурного модулятора станции Б. Величина несущих частот f₀₁ и f₀₂ квадратурных модуляторов, а также ширина полос пропускания фильтров нижнего и верхнего направлений передачи выбираются таким образом, чтобы обеспечить частотное разделение между линейными сигналами разных направлений при условии использования минимально возможных значений частот f₀₁ и f₀₂ для каждого из них.

С выхода первого квадратурного модулятора 4 сформированный линейный сигнал после первого фильтра верхнего направления 5 поступает на вход линии связи. С выхода линии связи линейный сигнал поступает на вход второго фильтра верхнего направления 6, полоса пропускания которого аналогична полосе пропускания первого фильтра верхнего направления 5. Далее, после первого корректирующего усилителя 7, который осуществляет усиление сигнала и коррекцию неравномерности частотной характеристики затухания линии связи в полосе частот, совпадающей с полосой пропускания фильтров верхнего направления, приходящий сигнал поступает на вход первого квадратурного демодулятора 8. Квадратурный демодулятор осуществляет перенос спектральных компонентов принятого сигнала в область низких частот с одновременным разделением его на синфазную и квадратурную составляющую. С синфазного и квадратурного выходов первого квадратурного демодулятора 8 соответствующие составляющие принятого сигнала, которые представляют собой многоуровневые импульсные последовательности, поступают на входы первого и второго амплитудно-импульсного демодулятора 9 или 10 соответственно, которые осуществляют их аналого-цифровое преобразование. На выходах этих демодуляторов формируются принятые равноскоростные подпотоки, состоящие из четных и нечетных битов принятого цифрового потока. Далее эти подпотоки поступают на первый и второй входы первого устройства объединения 11, которое формирует полный цифровой поток. Выход первого устройства объединения является выходом цифрового потока направления А-Б.

Передача сигнала в обратном направлении Б-А осуществляется аналогично, при этом модуль квадратурной передачи этого направления содержит блоки 18-22, а модуль квадратурного приема - блоки 12-17.

Многоуровневые импульсные последовательности, формируемые на выходах амплитудно-импульсных демодуляторов ЦСП с САР(QAM)-модуляцией, аналогичны многоуровневым импульсным линейным сигналам типа nB1Z, например, 2В1Q или ТС-РАМ, используемым в аналоге предлагаемого устройства. Отличие между ними состоит в том, что при равных скоростях передачи ЦСП и величинах Z частота передачи символов импульсной последовательности для САР(QAM)-модуляции F_c в 2 раза меньше (за счет разделения исходного цифропотока на два равноскоростных подпотока) символьной частоты импульсной последовательности аналогичного линейного сигнала с многоуровневой амплитудно-импульсной модуляцией. Например, для CAP-16 имеем скорость следования посылок несущей частоты F_c, равную F_т/4, где F_т - тактовая частота исходного цифропотока, при этом сигналы на выходах амплитудно-импульсных модуляторов представляют импульсный сигнал типа 2В1Q. Для CAP-256 имеем соответственно F_c=F_т/8, а сигналы на выходах амплитудно-импульсных модуляторов аналогичны коду ТС-РАМ (4В1Z).

Спектральная плотность мощности результирующего CAP(QAM) сигнала является симметричной относительно несущей частоты f₀₁ или f₀₂, при этом огибающая спектра аналогична по форме спектру низкочастотного модулирующего сигнала на входах квадратурного модулятора. Вид спектральной плотности мощности CAP(QAM) сигналов для обоих направлений передачи представлен на фиг.4, где f₀₁ и f₀₂ - несущие частоты для направлений передачи А-Б и Б-А соответственно (условно принято, что более высокочастотным направлением является А-Б).

Достоинством прототипа является то, что предельно допустимая длина участка регенерации практически не зависит от числа параллельно работающих однотипных ЦСП. Например, если несущие частоты верхнего f₀₁ и нижнего f₀₂ направлений передачи удовлетворяют условию f₀₂=F_c; f₀₁=3F_с (см. фиг.4), то предельно допустимая длина участка регенерации имеет значения, приведенные в табл.2 [1-3]. Сравнивая табл.1 и 2, нетрудно убедиться, что ЦСП, построенные по схеме прототипа, обеспечивают предельную длину регенерационного участка, которая всегда больше, чем при построении ЦСП по схеме аналога, если на одном кабеле работают несколько однотипных ЦСП.

Таблица 2.
Предельная длина участка регенерации для различных режимов работы известного прототипа предлагаемого устройства. Длина регенерационного участка, км, для линейного кода и типа кабеляСкорость, кбит/сКол-во ЦСПКабель КСПП-1,2Кабель ТПП-0,4n=2n=3n=4n=5n=6n=2n=3n=4n=5n=61168112,714,6715,9516,817,04,85,66,16,46,5 412,5314,415,414,55,94,85,66,16,46,5784115,7718,2519,920,921,46,07,07,58,08,2 415,7318,1719,7420,5520,256,07,07,58,08,2512120,023,025,026,4527,27,58,89,510,010,5 420,023,025,026,3526,87,58,89,510,010,5256129,033,636,838,839,911,012,814,014,815,2 429,033,636,838,839,911,012,814,014,815,2

Недостатком прототипа является сложное структурное построение, требующее наличия квадратурных методов обработки в каждом из направлений передачи.

Задачей изобретения является увеличение предельной длины участка регенерации, обеспечение ее независимости от числа параллельно работающих по другим парам одного кабеля однотипных ЦСП, упрощение ЦСП и уменьшение ее стоимости.

Решение поставленной задачи достигается за счет того, что предлагается цифровая абонентская система передачи, состоящая из двух оконечных станций А и Б, соединенных между собой двухпроводной кабельной линией связи с использованием частотного разделения между направлениями передачи, причем станция А содержит первый фильтр нижнего направления, вход которого подключен к линии связи, и модуль квадратурной передачи, состоящий из устройства разделения, вход которого является входом цифрового потока направления А-Б, а первый и второй выходы соединены со входами соответственно первого и второго амплитудно-импульсных модуляторов, при этом выходы последних соединены соответственно с синфазным и квадратурным входами квадратурного модулятора, выход которого через первый фильтр верхнего направления подключен к линии связи, а станция Б содержит второй фильтр нижнего направления, выход которого подключен к линии связи, и модуль квадратурного приема, состоящий из второго фильтра верхнего направления, вход которого подключен к линии связи, а выход через первый корректирующий усилитель соединен со входом квадратурного демодулятора, синфазный и квадратурный выходы которого соединены соответственно через первый и второй амплитудно-импульсные демодуляторы с первым и вторым входами устройства объединения, выход которого является выходом цифрового потока направления А-Б, отличающаяся тем, что на станции А введены последовательно соединенные второй корректирующий усилитель и третий амплитудно-импульсный демодулятор, выход последнего является выходом цифрового потока направления Б-А, а вход второго корректирующего усилителя соединен с выходом первого фильтра нижнего направления, а на станции Б введен третий амплитудно-импульсный модулятор, вход которого является входом цифрового потока направления Б-А, а выход подключен ко входу второго фильтра нижнего направления.

Сущность изобретения заключается в использовании различных методов формирования линейного сигнала для разных направлений передачи: в одном из них (в рассматриваемом случае - в направлении Б-А) линейный сигнал формируется с помощью многоуровневой амплитудно-импульсной модуляции, а в другом (в рассматриваемом случае - в направлении А-Б) - с помощью одного из видов квадратурной модуляции: амплитудной QAM или балансной CAP. Это гарантирует, при условии частотного разделения линейных сигналов обоих направлений, отсутствие помех от переходных влияний на ближний конец, что позволяет увеличить длину участка регенерации и упростить структурное построение ЦСП за счет упрощения построения одного из направлений передачи (в рассматриваемом случае - направления Б-А).

Решение задачи поясняется следующими чертежами: фиг.1 - структурное построение аналога предлагаемого устройства; фиг.2 - вид спектральной плотности мощности линейного сигнала аналога предлагаемого устройства; фиг.3 - структурное построение прототипа предлагаемого устройства; фиг.4 - вид спектральной плотности мощности линейного сигнала прототипа предлагаемого устройства; фиг.5 - структурное построение предлагаемого устройства; фиг.6 - вид спектральной плотности мощности линейного сигнала предлагаемого устройства.

На фиг.5 представлена структурная схема предлагаемого устройства.

Предлагаемое устройство состоит из двух оконечных станций А и Б. Станция А содержит модуль квадратурной передачи, состоящий из устройства разделения 1, первого и второго амплитудно-импульсных модуляторов 2 и 3, квадратурного модулятора 4 и первого фильтра верхнего направления 5. Также в ее состав входят первый фильтр нижнего направления 14, второй корректирующий усилитель 13 и третий амплитудно-импульсный демодулятор 12.

Станция Б содержит модуль квадратурного приема, состоящий из второго фильтра верхнего направления 6, первого корректирующего усилителя 7, квадратурного демодулятора 8, первого и второго амплитудно-импульсных демодуляторов 9 и 10, устройства объединения 11. Также в ее состав входят второй фильтр нижнего направления 15 и третий амплитудно-импульсный модулятор 16.

Предлагаемое устройство работает следующим образом.

В направлении передачи А-Б исходный цифровой поток поступает на вход устройства разделения 1, на первом и втором выходах которого формируются два равноскоростных подпотока, состоящие из четных и нечетных битов исходного цифропотока соответственно. Далее оба подпотока поступают на входы первого 2 и второго 3 амплитудно-импульсных модуляторов, формирующих многоуровневые импульсные последовательности в коде mB1Z с тактовой частотой F_с1=F_т/2m. Многоуровневые импульсные последовательности с выходов первого и второго амплитудно-импульсных модуляторов поступают соответственно на синфазный и квадратурный входы квадратурного модулятора 4, который осуществляет перенос их спектральных компонентов на несущую частоту f₀₁, а также формирование суммарного линейного сигнала. С выхода квадратурного модулятора 4 сформированный линейный сигнал через первый фильтр верхнего направления 5 поступает на вход линии связи. С выхода линии связи линейный САР(QAM)-сигнал поступает на вход второго фильтра верхнего направления 6, полоса пропускания которого аналогична полосе пропускания первого фильтра верхнего направления 5. Далее, после первого корректирующего усилителя 7, осуществляющего усиление сигнала и коррекцию неравномерности частотной характеристики затухания линии связи в полосе частот, которая совпадает с полосой пропускания фильтров верхнего направления, сигнал поступает на вход квадратурного демодулятора 8, который осуществляет перенос спектральных компонентов сигнала в область низких частот и его разделение на синфазную и квадратурную составляющие. С синфазного и квадратурного выходов квадратурного модулятора соответствующие составляющие принятого сигнала, которые представляют собой многоуровневые импульсные последовательности, поступают на входы первого и второго амплитудно-импульсных демодуляторов 9 и 10 соответственно. Последние осуществляют аналого-цифровое преобразование поступающих импульсных сигналов. На их выходах формируются равноскоростные подпотоки, состоящие из четных и нечетных битов принятого цифрового потока, которые поступают затем на первый и второй входы устройства объединения 11. На выходе последнего формируется полный цифровой поток направления А-Б.

В направлении передачи Б-А исходный цифровой поток поступает на вход введенного третьего амплитудно-импульсного модулятора 16. Он формирует многоуровневую импульсную последовательность в коде nB1Z с тактовой частотой F_c2=F_т/n, которая далее через первый фильтр нижнего направления 15 поступает на вход линии связи. С выхода линии связи принятый сигнал поступает на вход второго фильтра нижнего направления 14, полоса пропускания которого соответствует полосе пропускания первого фильтра нижнего направления 15. Далее сигнал проходит через второй корректирующий усилитель 13, который осуществляет его усиление и коррекцию неравномерности частотной характеристики затухания линии связи в полосе частот, равной полосе пропускания фильтров нижнего направления, и поступает на вход третьего амплитудно-импульсного демодулятора 12. На выходе этого демодулятора формируется полный цифровой поток направления Б-А.

Величина несущей частоты f₀₁ квадратурного модулятора и полосы пропускания фильтров верхнего и нижнего направлений выбираются таким образом, чтобы обеспечить частотное разделение между линейными сигналами направлений передачи А-Б и Б-А при условии использования минимально возможной величины несущей частоты f₀₁.

Вид спектральной плотности мощности сигналов для каждого из направлений передачи представлен на фиг.6, где символьные частоты линейных сигналов в направлениях А-Б и Б-А (F_c1 и F_c2 соответственно) связаны с тактовой частотой исходного цифропотока F_т соотношениями F_с1=F_т/2m, F_с2=F_т/n. Несущая частота f₀₁ выбирается из условия (см. фиг.6) f₀₁≥(F_c1+F_c2)=F_т(1/2m+1/n).

В табл.3 представлены результаты расчета предельной длины участка регенерации для ряда значений скоростей передачи и параметров n и m передаваемых линейных сигналов обоих направлений.

Таблица 3.
Предельная длина участка регенерации для различных режимов работы предлагаемого устройства для кабеля КСПП. Длина участка регенерации, км, для ряда значений m/nV, кбит/ сК-во ЦСП2/22/32/42/52/63/33/43/53/64/44/54/65/55/66/6784115,7717,6318,719,6520,2718,2519,820,921,819,921,222,2520,922,0521,4 215,7617,6318,719,6520,2718,2319,7820,921,819,8321,1822,2320,822,021,2 315,7417,6218,719,6520,2718,2019,7720,921,819,821,1522,220,721,920,75 415,7317,6118,719,6520,2718,1719,7620,921,819,7421,1222,1820,5521,820,25

Из табл.3 следует, что при n>m в предлагаемой системе передачи обеспечивается увеличение предельной длины участка регенерации l_p по сравнению с известной системой - прототипом. Например, когда n=4, m=2, т.е. когда в направлении Б-А передается сигнал в коде ТС-РАМ, а в направлении А-Б - линейный сигнал типа CAP(QAM)-16, из табл.3 для скорости передачи 784 кбит/с имеем длину участка регенерации 18,7 км, а из табл.2 - 15,73 км. Для этой же скорости при n=6, m=3, т.е. когда в направлении А-Б передается сигнал типа CAP(QAM)-64, а в направлении Б-А - 64-х уровневый импульсный сигнал, получим из табл.3 l_р=21,8 км, а из табл.2 - l_р=18,17 км. Еще больше различие в длине участка, если сравнивать предлагаемое устройство с аналогом. Используя табл.3 при n=4, m=2 и табл.1 при n=4, для скорости 784 кбит/с получим соответственно 18,7 км и 13,5 км при совместной работе четырех систем.

Таким образом, технико-экономическая эффективность предлагаемого устройства определяется следующими показателями.

Во-первых, использование различных методов передачи сигналов для противоположных направлений совместно с частотным разделением между ними позволяет обеспечить отсутствие переходной помехи на ближний конец и, следовательно, практическую независимость предельной длины участка регенерации от числа параллельно работающих систем. Во-вторых, позволяет упростить и удешевить систему передачи за счет упрощения построения одного из направлений передачи (в рассматриваемом случае - направления передачи Б-А). В-третьих, при выборе определенных типов линейных сигналов (значений n и m) в разных направлениях передачи может быть увеличена величина предельной длины участка регенерации.

По сравнению с представленным аналогом (см. рис.1), который осуществляет передачу сигналов по одной паре в противоположных направлениях в одной полосе частот за счет диффсистем и адаптивных эхо-компенсаторов, предлагаемое устройство позволяет значительно увеличить предельную длину регенерационного участка при совместной работе по одному кабелю нескольких однотипных ЦСП за счет отсутствия переходной помехи на ближний конец. Основная помеха в этом случае будет обусловлена только переходными влияниями на дальний конец, которые возникают при параллельной работе нескольких однотипных систем на совпадающих направлениях передачи. Мощность ее невелика и сравнима с мощностью собственных шумов даже для более высокочастотного направления передачи. Предлагаемое устройство в целом является более простым и дешевым, чем аналог, за счет отказа от использования адаптивной эхо-компенсации, реализуемой, как правило, методами цифровой обработки сигнала, которые требуют мощных технических и программных средств для обеспечения работы в режиме реального времени.

По сравнению с представленным прототипом (см. рис.3) предлагаемое устройство позволит значительно упростить структуру ЦСП за счет упрощения одного из направлений передачи (в рассматриваемом случае - направления Б-А). При этом, естественно, снижается и стоимость оконечных и промежуточных станций. При выборе определенных типов линейных сигналов в разных направлениях передачи может быть увеличена длина участка регенерации (см. табл.3).

Предполагаемый экономический эффект от внедрения предлагаемого устройства будет состоять, во-первых, в снижении стоимости оконечных и промежуточных пунктов ЦСП за счет упрощения их структуры. Во-вторых, в снижении стоимости оборудования линейного тракта за счет увеличения длины регенерационного участка при одновременной работе на одном кабеле нескольких однотипных цифровых систем передачи, что позволяет уменьшить количество необслуживаемых промежуточных пунктов регенерации. В-третьих, за счет практически полного использования всех пар кабеля обеспечивается максимально возможное число организуемых абонентских линий N=KM, где К - число пар в кабеле; М - число уплотненных сигналов в рамках одной ЦСП, работающей по одной паре.

Достоверность приведенных сведений подтверждаются расчетами, методики и численные результаты которых приведены в [1-3].

Источники информации

1. Кириллов В.И., Белко А.И. Анализ эффективности ЦСП по технологии MDSL./Веснiк сувязi. - 2001. - №3.

2. Кириллов В.И., Белко А.И. Расчет длины регенерационного участка для ЦСП по технологиям MDSL и SDSL./ Электросвязь. - 2001. - №10.

3. Кириллов В.И., Белко А.И. Анализ эффективности ЦСП, использующих линейные сигналы типа CAP(QAM). /Веснiк сувязi. - 2002. - №4.

4. Блушке А., Маттевс М., Панченко Н. «Родословная» xDSL или Попытка класификации технологий xDSL для «последней мили» / Технологии и средства связи. - 2000. - №1.

5. Горальски В. Технологии ADSL и DSL: Пер. с англ. - М.: Изд. "Лори", 2000. - 296 с.

6. Парфенов Ю.А., Мирошников Д.Г. «Последняя миля» на медных кабелях. - М.: ЭКО-ТРЕНДЗ, 2001. - 219 с.

7. Денисьева О.М., Мирошников Д.Г. Средства связи для «последней мили». - М.: ЭКО-ТРЕНДЗ, 1998. - 146 с.

Изобретение относится к технике цифровой связи и может использоваться для передачи цифрового сигнала по кабелю в обоих направлениях. Достигаемый технический результат - увеличение предельной длины участка регенерации, обеспечение ее независимости от числа параллельно работающих по парам одного кабеля цифровых систем передачи. Система передачи содержит две оконечные станции А и Б, соединенные между собой двухпроводной кабельной линией. Станция А содержит первый фильтр нижнего направления, второй корректирующий усилитель, третий амплитудно-импульсный модулятор, модуль квадратурной передачи, состоящий из устройства разделения, первого и второго амплитудно-импульсных модуляторов, квадратурного модулятора и фильтра верхнего направления. Станция Б содержит второй фильтр нижнего направления, третий амплитудно-импульсный модулятор и модуль квадратурного приема, состоящий из второго фильтра верхнего направления, первого корректирующего усилителя, квадратурного демодулятора, первого и второго амплитудно-импульсных демодуляторов и устройства объединения. 6 ил., 3 табл.

Двухпроводная цифровая система передачи, состоящая из двух оконечных станций А и Б, соединенных между собой двухпроводной кабельной линией связи с использованием частотного разделения между направлениями передачи, причем станция А содержит первый фильтр нижнего направления, вход которого подключен к линии связи, и модуль квадратурной передачи, состоящей из устройства разделения, вход которого является входом цифрового потока направления А-В, а первый и второй выходы соединены со входами соответственно первого и второго амплитудно-импульсных модуляторов, при этом выходы последних соединены соответственно с синфазным и квадратурным входами квадратурного модулятора, выход которого через первый фильтр верхнего направления подключен к линии связи, а станция Б содержит второй фильтр нижнего направления, выход которого подключен к линии связи, и модуль квадратурного приема, состоящий из второго фильтра верхнего направления, вход которого подключен к линии связи, а выход через первый корректирующий усилитель соединен со входом квадратурного демодулятора, синфазный и квадратурный выходы которого соединены соответственно через первый и второй амплитудно-импульсные демодуляторы с первым и вторым входами устройства объединения, выход которого является выходом цифрового потока направления А-Б, отличающаяся тем, что на станции А введены последовательно соединенные второй корректирующий усилитель и третий амплитудно-импульсный демодулятор, выход последнего является выходом цифрового потока направления Б-А, а вход второго корректирующего усилителя соединен с выходом первого фильтра нижнего направления, а на станции Б введен третий амплитудно-импульсный модулятор, вход которого является входом цифрового потока направления Б-А, а выход подключен ко входу второго фильтра нижнего направления.