ШИРОКОПОЛОСНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ Российский патент 2006 года по МПК H03F3/34 H03F3/45 

Изобретение относится к области радиотехники и связи и может быть использовано в структуре широкополосных аналоговых микросхем различного функционального назначения.

Известны широкополосные усилители на основе дифференциальных каскадов, которые стали основой построения современных аналоговых микросхем радиочастотного диапазона [1, 2]. Проблема расширения их полосы пропускания относится к числу одной из актуальных проблем современной аналоговой микросхемотехники.

Ближайшим прототипом заявляемого устройства является широкополосный усилитель (ШУ) [Патент США №4517525, Н 03 F 3/45], содержащий входной параллельно-балансный каскад на первом и втором входных транзисторах, эмиттеры которых соединены с первым источником опорного тока, базы связаны с первым и вторым входами дифференциального усилителя, а коллекторы - с соответствующим первым и вторым токовыми выходами, причем первый источник тока имеет паразитную емкость.

Существенный недостаток известного ШУ состоит в том, что он имеет сравнительно невысокие значения верхней граничной частоты крутизны преобразования входного напряжения в выходной ток.

Основная цель предлагаемого изобретения состоит в повышении граничной частоты крутизны преобразования входного напряжения в выходной ток.

Поставленная цель достигается тем, что в широкополосном усилителе, содержащем входной параллельно-балансный каскад на первом и втором входных транзисторах, эмиттеры которых соединены с первым источником опорного тока, базы связаны с первым и вторым входами дифференциального усилителя, а коллекторы - с соответствующим первым и вторым токовыми выходами, причем первый источник тока имеет паразитную емкость, введены новые элементы и связи между ними - первый вспомогательный транзистор, база которого соединена с базой первого входного транзистора, эмиттер соединен с первым дополнительным источником опорного тока, имеющим паразитную емкость, коллектор первого вспомогательного транзистора соединен со вторым токовым выходом через первый делитель тока.

Предлагаемый широкополосный усилитель (фиг.1) содержит входной параллельно-балансный каскад 1 на первом 2 и втором 3 входных транзисторах, эмиттеры которых соединены с источником опорного тока 4, базы связаны с первым 5 и вторым 6 входами дифференциального усилителя, а коллекторы - с соответствующим первым 7 и вторым 8 токовыми выходами, причем первый источник опорного тока 4 имеет паразитную емкость 9. Этой части чертежа фиг.1 соответствует усилитель-прототип. В схему введены первый 10 и второй 11 вспомогательные транзисторы, базы которых соединены с соответствующими базами первого 2 и второго 3 входных транзисторов, эмиттеры соединены с первым и вторым дополнительными источниками опорного тока 11 и 12, имеющими паразитные емкости 13 и 14. Коллектор первого вспомогательного транзистора 10 соединен со вторым токовым выходом 8 через первый делитель тока 15, а коллектор второго вспомогательного транзистора 11 соединен с первым токовым входом 7 через второй делитель тока 16.

При использовании в схеме идентичных элементов, когда паразитные емкости 9, 13 и 14 одинаковы, при одинаковых статических токах всех транзисторов 2, 3, 10, 11, а также при одинаковых емкостях коллектор-база транзисторов 10, 11 и 2, 3 оптимальные коэффициенты передачи делителей тока 15 и 16 в соответствии с п.3 формулы изобретения выбираются в диапазоне 0,3-0,8.

На фиг.2 приведен пример построения делителя тока. За счет соответствующего выбора площадей эмиттера применяемых транзисторов можно обеспечить коэффициент передачи тока в диапазоне 0.3÷0.7.

На фиг.3 приведена схема, поясняющая работу заявляемого устройства в диапазоне высоких частот.

На фиг.4 приведена схема ШУ (для случая, когда сигнал снимается в цепи коллектора Q₁₃), реализованная на основе базового матричного кристалла НПО "Интеграл" (г.Минск). Она исследовалась авторами в среде "PSpice" (фиг.5). Оси "Y" на чертеже фиг.5 соответствует значение модуля крутизны преобразования входного напряжения усилителя в его выходной ток.

Частотная зависимость модуля коэффициента преобразования входного напряжения в выходной ток (крутизны ШУ) приведена на чертеже фиг.5.

Зависимость верхней граничной частоты F_c (по уровню - 3 Дб) крутизны ШУ фиг.4 от коэффициента передачи по току К_i делителя 15 (16) показана на фиг.6. Из этого графика, а также других экспериментов следует, что экстремум функции F_c=ϕ(K_i) лежит в диапазоне 0.5÷0.8.

Анализ усилителя-прототипа. Эквивалентная схема ШУ прототипа для высоких частот показана на чертеже фиг.3, где обозначено: r_э2, r_э3 - дифференциальные сопротивления эмиттерных переходов транзистора 2 и 3. Комплекс тока эмиттера транзистора 3 связан с параметрами элементов схемы фиг.3 очевидными соотношениями

где

- постоянная времени конденсатора 9;

ω=2πf - круговая частота входного сигнала.

Поэтому ток коллектора транзистора 3

где

- комплексный коэффициент передачи по току эмиттера транзистора 3,

ω_α - верхняя граничная частота транзистора 3 в схеме с общей базой.

Уравнение (2) можно привести к виду

где

- эквивалентная постоянная времени высоких частот.

Численные значения ω_α для современных интегральных транзисторов лежат в диапазоне сотен мегагерц - единиц гигагерц, в тоже время постоянная времени τ_2.3 оказывается во многих случаях более низкочастотной, особенно при работе транзисторов 2 и 3 в микрорежиме. Действительно, при I_э=10 мкА, С₉=5 пФ получаем следующие численные значения параметров:

r_э2=r_э3=ϕ_т/I_э=2,5 кОм, τ_2.3=6·10^-9 с,

где ϕ_m≈25 мВ - температурный потенциал,

I_э - статический ток эмиттера транзистора.

Таким образом, в рассматриваемом примере, начиная с частоты f_2.3=25 МГц крутизна передачи усилителя-прототипа начинает уменьшаться. Это является его существенным недостатком, который не устраняется в рамках известных схемотехнических решений. Емкость конденсатора 9, которая в реальных схемах складывается из емкости на подложку С_п=3÷5 пФ и емкости коллекторного перехода транзистора С_К=0.1÷0.3 пФ, на котором выполняется источник опорного тока 4, ограничивает "сверху" полосу пропускания известного усилителя на уровне десятков сотен мегагерц.

Анализ заявляемого усилителя. Направления переменных токов в схеме фиг.1 при подаче положительной полуволны входного напряжения приведены на чертеже фиг.3. Из рассмотрения составляющих выходного тока (тока выхода 8) следует, что токи , , с учетом их фазовых сдвигов, могут взаимно компенсировать друг друга при определенных значениях K_i. Причем составляющая определяется величиной выходной емкости 13 источника тока 13 (емкости на подложку). Найдем условия этой компенсации.

С учетом (1) при τ_α≪τ_2.3 ток коллектора транзистора 3

где τ_2.3=τ_2.3·C₉.

С другой стороны, ток коллектора транзистора 10, обусловленный емкостью 13 C₁₃ (при С_К10≪C₁₃):

где r_э10 - сопротивление эмиттерного перехода транзистора 10,

- постоянная времени конденсатора С₁₃.

Поэтому в диапазоне высоких частот суммарный ток выхода 8

или с учетом (5) и (6)

После преобразований формулы (8) можно найти

где

, τ₁₃=(r_э2+r_э3)С₁₃,

После дополнительных преобразований (при ) последнее уравнение можно привести к виду

где

- выходной ток усилителя в диапазоне низких частот.

Из формулы (10) можно определить формулу для нормированной АЧХ усилителя фиг.3

Последнее уравнение позволяет сравнить частотные характеристики заявляемого 0<К_i<1 и известного (K_i=0) дифференциального усилителей, а также усилителя с произвольным значением К_i.

Уравнение (11) объясняет наличие экстремума функции М=ϕ(ω) при К_i=0,5 - в его числителе имеется коэффициент τ₁₃-К_iτ₁₃, который при r_э10=r_э2=r_э3 принимает нулевое значение, если К_i=0,5.

Если положить К_i=0, то из (11) получаем нормированную АЧХ усилителя-прототипа:

Для выявления положительного эффекта авторами был выполнен численный расчет коэффициента М по формуле (11) в среде MAPL при С₁₃=С₉=5 пф, r_э2=r_э3=r_э10=25 кОм (график фиг.7) и С₁₃=С₉=5 пф, r_э2=r_э3=r_э10=2,5 кОм (график фиг.8) при различных коэффициентах передачи тока К_i=0÷1. Анализ этих графиков показывает, что существует некоторое оптимальное значение К_i≈0,5, при котором верхняя граничная частота коэффициента М существенно улучшается. Эти данные подтверждаются и другими результатами эксперимента, выполненными авторами в среде PSpice (фиг.5, 6). Причем некоторое смещение экстремума функции F_c=ϕ(K_i) от уровня K_i=0,5 объясняется небольшим влиянием емкостей коллекторных переходов транзисторов. В целом выигрыш по верхней граничной частоте достигает 20÷30 раз.

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ

1. Алексеенко А.Г. Основы микросхемотехники. Элементы морфологии микроэлектронной аппаратуры / А.Г.Алексеенко. - Изд.2-е, перераб и доп. - М., "Сов. радио", 1977. - 408 с.

2. Проектирование и применение операционных усилителей / Под ред. Дж.Грэма, Дж.Тоби, Л.Хьюлсмана // Пер. с англ. В.И.Левина и И.М.Хейфеца. Под. ред. к.т.н. И.Н.Теплюка. - М.: Изд-во Мир, 1974.

3. Патент США №4517525, H 03 F 3/45 (прототип).

4. Патент США №5311144, H 03 F 3/45.

5. Патент США №427479, H 03 F 3/45.

6. Патент США №5115205, H 03 F 3/45.

7. Патент США №3883816, H 03 F 3/45.

8. Патент US 2004/0145414 А1, H 03 F 3/45.

9. Патент США №4586000, H 03 F 3/45.

10. Патент США №6060956 (фиг.1), H 03 F 3/45.

11. Патент США №3693108, H 03 F 3/45.

Изобретение относится к области радиотехники и связи и может быть использовано в качестве высокочастотных каскадов усиления в различных микроэлектронных устройствах. Технический результат заключается в повышении верхней граничной частоты. Широкополосный дифференциальный усилитель (ШДУ) (фиг.1) содержит входной параллельно-балансный каскад (1) на входных транзисторах (Т) (2, 3) с источником опорного тока (ИОТ) (4), базы связаны с первым и вторым входами ШДУ, а коллекторы - с первым и вторым токовыми выходами (7, 8), причем ИОТ (4) имеет паразитную емкость (9). В схему введен первый (второй) вспомогательный Т (10) (11), база которого соединена с базой Т (1) (2), эмиттер соединен с первым (вторым) дополнительным ИОТ (11) (12), имеющим паразитную емкость (13) (14), коллектор Т (10) (11) соединен со вторым (первым) токовым выходом (8) (7) через первый (второй) делитель тока (15) (16). 2 з.п. ф-лы, 8 ил.

1. Широкополосный дифференциальный усилитель, содержащий входной параллельно-балансный каскад на первом и втором входных транзисторах, эмиттеры которых соединены с источником опорного тока, базы связаны с первым и вторым входами дифференциального усилителя, а коллекторы - соответствующим первым и вторым токовыми выходами, причем источник опорного тока имеет паразитную емкость, отличающийся тем, что в схему введен первый вспомогательный транзистор, база которого соединена с базой первого входного транзистора, эмиттер соединен с первым дополнительным источником опорного тока, имеющим паразитную емкость, коллектор первого вспомогательного транзистора соединен со вторым токовым выходом через первый делитель тока.2. Устройство по п.1, отличающееся тем, что в схему введен второй вспомогательный транзистор, база которого соединена с базой второго входного транзистора, эмиттер соединен со вторым дополнительным источником опорного тока, имеющим паразитную емкость, коллектор второго вспомогательного транзистора соединен с первым токовым выходом через второй делитель тока.3. Устройство по п.2, отличающееся тем, что при одинаковых значениях паразитных емкостей первого и дополнительных источников тока и одинаковых значениях емкостей коллекторных переходов входных и дополнительных транзисторов оптимальный коэффициент передачи по току первого и второго делителей тока лежит в диапазоне 0,3-0,8.