СПОСОБ КОМПЕНСАЦИИ МУЛЬТИПЛИКАТИВНОЙ ТЕМПЕРАТУРНОЙ ПОГРЕШНОСТИ ДАТЧИКА С ВИБРИРУЮЩИМ ЭЛЕМЕНТОМ Российский патент 2007 года по МПК G01K7/00 

Изобретение касается усовершенствования преобразователей с вибрирующими элементами и может быть использовано в измерительной технике при измерении силы, давления, ускорения и т.п.

При изменении температуры окружающей среды изменяется температура датчика, что сказывается на изменении выходного сигнала, следовательно, появляется дополнительная погрешность измерения. Влияние на изменение собственной частоты колебаний резонатора оказывает как изменение геометрических размеров первичного преобразователя вследствие наличия у любого материала коэффициента линейного расширения, так и модуля упругости из-за присущего любому материалу температурного коэффициента модуля упругости. Изменение первого приводит к появлению аддитивной температурной погрешности, а изменение модуля упругости приводит к возникновению мультипликативной температурной погрешности.

Проведенное моделирование с использованием метода конечных элементов девиации собственной частоты колебаний резонатора от воздействия измеряемого параметра в зависимости от воздействия температуры для конструкции резонатора, представленного в патенте США №4813271 от 21.03.1989 г., показало следующие результаты:

- при температуре минус 60°С девиация собственной частоты колебаний Δf_-60 в диапазоне измеряемого давления ΔР=3 атм составила 2355 Гц;

- при температуре +60°С девиация собственной частоты колебаний Δf₊₆₀ в диапазоне измеряемого давления ΔР=3 атм составила 2502 Гц.

Тогда приведенная дополнительная мультипликативная температурная погрешность составит или, переходя к мультипликативной температурной чувствительности, Полученные количественные оценки дополнительной мультипликативной температурной погрешности и чувствительности не позволяют использовать подобные конструкции без применения специальных методов компенсации температурной погрешности, в особенности в высокоточных датчиках.

В настоящее время наибольшее распространение получил способ компенсации температурной погрешности, заключающийся во введении в конструкцию датчика термозависимого элемента (например, терморезистора), с которого снимается информация о температуре, с последующей ее обработкой и корректировкой информационного сигнала (например, патент США №4724707 от 20.08.1986 г.). Однако использование данного способа компенсации имеет ряд недостатков.

1. Вводится дополнительный канал измерения температуры.

2. Требуется математическая обработка сигнала с дополнительного канала и корректировка информационного сигнала с учетом дополнительного сигнала.

3. Отсутствует раздельная компенсация аддитивной и мультипликативной температурной погрешности и как результат не обеспечивается заданная точность измерения температуры для компенсации температурной погрешности.

Наибольшим недостатком данного метода является обеспечение заданной точности компенсации температурной погрешности. Так для высокоточных датчиков класса не более δ≤0.05% мультипликативная температурная чувствительность должна быть S_kt≤0.5·10^-5 1/°С, что на порядок меньше полученной количественной оценки суммарной температурной погрешности датчиков с монокристаллическим резонатором. Тогда для обеспечения заданной точности канал для измерения температуры должен иметь погрешность не более 0.06°С (для рассмотренного ранее случая изменения температуры в диапазоне 120°С), что при существующих методах измерения температуры является проблематичным.

По режиму работы преобразователи с частотным выходом классифицируются следующим образом: работающие в режиме свободных колебаний, автоколебаний и вынужденных колебаний. Преобразователи с частотным выходом, работающие в режиме вынужденных колебаний, включают в себя резонатор, приемник сигналов для регистрации колебаний резонатора, схему настройки генератора, генератор и систему возбуждения (например, см. Боднер В.А. Приборы первичной информации: Учебник для авиационных вузов. - М.: Машиностроение, 1981). Схема работы таких преобразователей следующая: сигнал с генератора подается на систему возбуждения колебаний. Поскольку частота сигнала возбуждения близка к частоте собственных колебаний резонатора, то резонатор начинает колебаться на одной из гармоник, при этом амплитуда колебаний соответствует резонансной кривой этого резонатора. Максимальная амплитуда колебаний резонатора достигается при равенстве частоты сигнала возбуждения и собственной частоты колебаний резонатора. Колебания резонатора воспринимаются приемником сигналов, далее снятый сигнал преобразуется нормирующим усилителем. Сигнал с выхода нормирующего усилителя представляет собой гармонический сигнал требуемой амплитуды, частота которого соответствует частоте собственных колебаний резонатора. Кроме того, нормирующий усилитель можно рассматривать как часть схемы настройки генератора, с выхода нормирующего усилителя сигнал подается на генератор, предварительно преобразованный в сигнал постоянного напряжения, а частота генератора определяется величиной подаваемого сигнала. При воздействии внешних факторов (давление, сила, температура и пр.) изменяется частота собственных колебаний резонатора, соответственно изменяется величина сигнала обратной связи (управляющего сигнала), подаваемого на генератор, частота генератора изменяется пропорционально изменению величины управляющего сигнала. Поскольку частота генератора становится равной измененной частоте собственных колебаний резонатора, то колебания резонатора опять происходят с максимальной амплитудой в резонансе. Таким образом, режим генерации обусловлен подачей сигнала положительной обратной связи, включающей в себя схему настройки генератора и генератор, управляемый напряжением, с выхода резонатора после усиления на резонансный контур.

Сущность изобретения заключается в следующем.

Задачей, на решение которой направлено заявляемое изобретение, является разработка способа компенсации мультипликативной температурной погрешности датчика с вибрирующим элементом с выходным сигналом в виде девиации частоты, который позволил бы повысить точность минимизации мультипликативной температурной погрешности в условиях стационарных температурных режимов.

Технический результат заключается в повышении точности минимизации мультипликативной температурной погрешности датчика с вибрирующим элементом при воздействии стационарных температурных режимов.

Указанный технический результат достигается тем, что в выходную цепь усилительного каскада преобразователя фаз вводится термозависимое сопротивление. В этом случае коэффициент усиления выходного усилительного каскада преобразователя фаз изменяется пропорционально изменению температуры измерительного преобразователя, что позволяет сохранить девиацию выходного сигнала с преобразователя фаз постоянной при изменении температуры. Следовательно, и девиация управляющего напряжения с преобразователя фаз, подаваемого на генератор, не изменяется при изменении температуры, девиация частоты генератора также остается постоянной. В результате этого и девиация частоты выходного сигнала от измеряемого параметра при изменении температуры остается постоянной.

На фиг.1 приведена структурная схема датчика с вибрирующим элементом: 1 - генератор, управляемый напряжением, 2 - резонатор, 3 - нормирующий усилитель, 4 - преобразователь фаз, преобразующий разницу фаз между двумя сигналами в постоянное напряжение, 5 - термозависимое сопротивление R_α, T - внешний воздействующий фактор - температура, Р - измеряемый параметр, например, давление. Выход преобразователя представляет собой синусоидальный сигнал, девиация частоты которого соответствует девиации частоты колебаний вибрирующего элемента 2 от измеряемого параметра Р.

На фиг.2 представлена типичная фазовая характеристика колебательной системы.

На фиг.3 представлен вариант генератора прямоугольных импульсов, управляемого напряжением, который реализован на двух операционных усилителях типа LM301.

На фиг.4 приведен пример преобразователя фаз, реализованный на микросхеме К525ПС2 и операционных усилителях типа К140УД7.

В случае равенства частоты возбуждения ω и частоте собственных колебаний вибрирующего элемента ω_p=1/T разность фаз составляет 90°, см. фиг.2. Таким образом, по разности фаз можно судить об изменении частоты собственных колебаний вибрирующего элемента при постоянной частоте сигнала возбуждения ω. При температуре, для которой производилась настройка генератора в резонанс с вибрирующим элементом, и отсутствии измеряемого параметра колебания резонатора происходят в резонансе и разность фаз между сигналами возбуждения и регистрации колебаний равна 90°. При увеличении измеряемого параметра (например, давления) вследствие несоответствия частоты генератора частоте собственных колебаний вибрирующего элемента появляется разность фаз между сигналами возбуждения и регистрации колебаний, что в итоге изменяет величину управляющего напряжения таким образом, чтобы частота генератора изменилась в соответствии с изменением частоты собственных колебаний вибрирующего элемента. Работа измерительного преобразователя при указанной температуре всегда соответствует колебаниям вибрирующего элемента в резонансе (поскольку частота собственных колебаний вибрирующего элемента совпадает с частотой генератора, управляемого напряжением). В связи с наличием положительной обратной связи колебания вибрирующего элемента постоянно поддерживаются в резонансе при любом изменении температуры и измеряемого параметра.

При изменении температуры изменяется девиация частоты собственных колебаний вибрирующего элемента, поскольку меняется значение модуля упругости материала, из которого изготовлен вибрирующий элемент. Введение термозависимого сопротивления в выходной нормирующий усилитель преобразователя фаз позволяет компенсировать изменение девиации частоты собственных колебаний вибрирующего элемента от измеряемого параметра при изменении температуры путем изменения коэффициента усиления выходного нормирующего усилителя преобразователя фаз в соответствии с функциональной зависимостью изменения величины термозависимого сопротивления от температуры.

Возбуждение колебаний вибрирующего элемента производится путем подачи сигнала с генератора на электрод возбуждения. Чаще всего используется синусоидальный сигнал, но в силу инерционности вибрирующего элемента может использоваться и сигнал в виде прямоугольных импульсов. Пример генератора прямоугольных импульсов, управляемого напряжением, приведен на фиг.3, который реализован на двух операционных усилителях типа LM301. Функция преобразования этого генератора, дающая связь частоты генерации f с управляющим напряжением E₁, имеет вид:

где E₂ - опорное напряжение, получаемое от основного источника питания генератора.

Вариант преобразователя фаз представлен на фиг.4, имеющий в своем составе преобразователь К525ПС2, операционные усилители типа К140УД7. Выходное напряжение с выхода преобразователя К525ПС2 определяется следующей функцией преобразования:

где U_X и U_Y - входные напряжения на входах Х и Y соответственно;

Δϕ - разность фаз между сигналами на входах Х и Y.

Особенностью использования данного типа преобразователя является то, что выходной сигнал с преобразователя равен нулю при разности фаз, равной минус 90°. Для обеспечения начальной частоты генератора в выходной сигнал преобразователя фаз добавляется постоянная составляющая Е₀, фиг.4, такой величины, чтобы частота генератора совпадала с частотой собственных колебаний вибрирующего элемента. В силу того, что на выходе схемы преобразователя фаз находится инвертирующий сумматор, то происходит сложение постоянной составляющей E₀ и напряжения с выхода преобразователя.

Выходное напряжение с нормирующего усилителя преобразователя фаз определяется следующим выражением:

где E₀ - постоянная составляющая для обеспечения начальной частоты генератора;

U - напряжение на выходе преобразователя К525ПС2;

R_УПР - управляющее сопротивление в цепи обратной связи нормирующего усилителя, см. фиг.4;

R₁ и R₂ - сопротивления в выходном каскаде усиления.

Предполагая, что значения сопротивлений R₁ и R₂ равны, выражение (3) перепишем в следующем виде:

В выражении (4) отношение сопротивлений R_УПР и R₁ есть коэффициент усиления K_У инвертирующего усилителя:

Термозависимым сопротивлением для изменения коэффициента усиления K_У нормирующего усилителя может выступать как сопротивление R_УПР, так и сопротивление R₁ совместно с сопротивлением R₂. В силу технологических трудностей обеспечения требуемых температурных коэффициентов сопротивления (ТКС) равными между собой сразу для двух сопротивлений (разные ТКС сопротивлений R₁ и R₂ внесут дополнительную температурную погрешность), вариант с термозависимыми сопротивлениями R₁ и R₂ не рассматривается.

Обозначим начальный уровень выходного напряжения с нормирующего усилителя U_ВЫХ0 и частоту выходного сигнала f₀, входное напряжение на нормирующий усилитель (E₀+U)₀. При воздействии измеряемого параметра величиной, равной номинальному значению, и при максимальной рабочей температуре входное напряжение на нормирующий усилитель равно (E₀+U)₂, выходное напряжение с нормирующего усилителя изменяется до значения U_{ВЫХ 2} и частота выходного сигнала равна f₊. Примем, что при воздействии измеряемого параметра величиной, равной номинальному значению, изменяется входное напряжение на нормирующий усилитель до величины (E₀+U)₁, выходное напряжение с нормирующего усилителя до значения U_{ВЫХ 1}, а частота выходного сигнала равна f_-. Тогда девиация выходного сигнала с нормирующего усилителя при максимальной рабочей температуре ΔU₊=U_{ВЫХ 2}-U_{ВЫХ 0}, девиация выходного сигнала при минимальной рабочей температуре ΔU_-=U_{ВЫХ 1}-U_{ВЫХ 0}, девиация входного сигнала на нормирующий усилитель при максимальной рабочей температуре ΔU_ВХ+=(E₀+U)₂-(E₀+U)₀, девиация входного сигнала на нормирующий усилитель при минимальной рабочей температуре ΔU_ВХ-=(E₀+U)₁-(E₀+U)₀, девиация частоты выходного сигнала при максимальной рабочей температуре Δf₊=f₊-f₀, девиация частоты выходного сигнала при минимальной рабочей температуре Δf_-=f_--f₀.

Сравнивая девиации частоты выходного сигнала Δf₊ и Δf_-, определяют знак изменения коэффициента усиления нормирующего усилителя K_У, по которому определяется требуемый знак ТКС термозависимого сопротивления R_α. Например, если требуемая девиация частоты выходного сигнала при любом изменении температуры равна Δf₊, то:

- если Δf₊>Δf_-, то коэффициент усиления нормирующего усилителя K_У должен увеличиваться с уменьшением температуры, что приводит в результате к увеличению девиации управляющего напряжения E₁ (1) и увеличению девиации частоты генератора; в соответствии с (5) коэффициент усиления нормирующего усилителя K_У может быть увеличен при увеличения R_УПР, что соответствует отрицательному ТКС термозависимого сопротивления R_α;

- если Δf_->Δf₊, то коэффициент усиления нормирующего усилителя K_У должен уменьшаться с уменьшением температуры, что в результате приводит к уменьшению значения управляющего напряжения E₁ (1) и уменьшению девиации частоты генератора; в соответствии с (5) коэффициент усиления нормирующего усилителя K_У может быть уменьшен путем уменьшения R_УПР, что соответствует положительному ТКС термозависимого сопротивления R_α.

Аналогично выбирается ТКС термозависимого сопротивления R_α для случая, когда требуемая девиация частоты выходного сигнала соответствует величине Δf_- при любом изменении температуры.

Поскольку выходное напряжение с преобразователя фаз U_ВЫХ - это управляющее напряжение E₁ генератором, то в дальнейшем вывод уравнений производится через E₁, подразумевая, что E₁=U_ВЫХ.

Начальная частота генератора равна:

где E₁₀ - начальный уровень управляющего напряжения при отсутствии измеряемого параметра.

Частота генератора при номинальном значении измеряемого параметра и максимальной рабочей температуре равна:

где E₁₊ - величина управляющего напряжения при номинальном значении измеряемого параметра и максимальной рабочей температуре.

Частота генератора при номинальном значении измеряемого параметра и минимальной рабочей температуре равна:

где E_1- - величина управляющего напряжения при номинальном значении измеряемого параметра и минимальной рабочей температуре.

Тогда девиация частоты выходного сигнала от измеряемого параметра при максимальной температуре равна:

Девиация частоты выходного сигнала от измеряемого параметра при минимальной температуре равна:

Обозначим девиацию управляющего напряжения Е₁ от измеряемого параметра при максимальной температуре:

а девиацию управляющего напряжения E₁ от измеряемого параметра при минимальной температуре:

С учетом коэффициента усиления нормирующего усилителя К_у можно записать следующее:

где K_y - значение коэффициента усиления нормирующего усилителя при максимальной рабочей температуре;

K_yt - значение коэффициента усиления нормирующего усилителя при минимальной рабочей температуре.

Условие компенсации мультипликативной температурной компенсации заключается в том, что девиация частоты выходного сигнала от измеряемого параметра остается постоянной при любом значении воздействующей температуры, т.е. Δf₊=Δf_- или ΔE₊=ΔE_- в соответствии с выражениями (9)-(12). Тогда приравнивая выражения (13) и (14), получаем следующее выражение:

Для получения требуемого начального значения сопротивления R_УПР и изменения сопротивления от температуры термозависимое сопротивление R_УПР включает в себя последовательно соединенные термонезависимое сопротивление R_{УПР Н} и термозависимое сопротивление R_α, значение которого изменяется от температуры по зависимости R_α=R₀(1+α·ΔT), где R₀ - начальное значение термозависимого сопротивления, соответствующее нормальной температуре, α - ТКС R_α, ΔT - диапазон изменения температуры:

Тогда подставляя выражение (5) в выражение (15), заменяя R₂ в соответствии с (16), вводя обозначения R_α-=R₀(1+α·ΔT₂) и R_α+=R₀(1+α·ΔT₁), которые соответствуют значениям термозависимого сопротивления R_α при минимальной и максимальной рабочих температурах, изменение температуры ΔT₁ соответствует диапазону изменения температуры от нормальной до максимальной рабочей, a ΔT₂ - диапазон изменения температуры от нормальной до минимальной рабочей, получаем:

или, упростив последнее выражение:

Решая последнее выражение относительно R_α, получаем требуемое значение термозависимого сопротивления R_α при нормальной температуре:

В соответствии с выражениями (13) и (14) последнее выражение (18) можно записать в виде, предполагая коэффициент усиления нормирующего усилителя равным при любом значении температуры (что соответствует предварительной настройке генератора):

Решая систему уравнений (19) и (16) относительно неизвестных R_α и R_{УПР Н} (поскольку настройка производится при максимальной температуре, то в выражении (16) R_α соответствует R_α+=R₀(1+α·ΔT₁), получаем требуемые значения термонезависимого сопротивления R_{УПР Н} и термозависимого сопротивления R_α, величина которого соответствует нормальной температуре. ТКС α термозависимого сопротивления R_α берется равным ТКС термозависимого сопротивления, полученного при изготовлении в конструкции датчика. Поскольку требуемый номинал термозависимого сопротивления R_α всегда отличается от номинала реально изготовленного сопротивления, то последний изготавливается заведомо меньшей величины с последующей его подгонкой номинала до расчетного значения, например, с использованием методов электроэрозионной или лазерной подгонки.

Например, по результатам моделирования с использованием метода конечных элементов девиация частоты выходного сигнала при максимальной рабочей температуре Δf₊ составила 2502 Гц, при минимальной рабочей температуре девиация частоты выходного сигнала Δf_- составила 2355 Гц. Это соответствует изменению управляющего напряжения ΔE₊=0.096 В при максимальной рабочей температуре и ΔE_-=0.09 В при минимальной рабочей температуре при выбранных номиналах элементов R₁=1 кОм, С₁=7.678 нФ и E₂=6 В цепи управления генератора.

Например, коэффициент усиления нормирующего усилителя K_У равен 50 при предварительной настройке, значение сопротивления R_УПР=5 кОм, а R₁=0.1 кОм. Поскольку коэффициент усиления нормирующего усилителя K_У должен увеличиваться с уменьшением температуры пропорционально уменьшению девиации частоты выходного сигнала, то соответственно и величина термозависимого сопротивления R_УПР должна также увеличиваться при уменьшении температуры, поэтому термозависимое сопротивление R_УПР должно иметь отрицательный ТКС α. Для полупроводниковых материалов может быть получен отрицательный ТКС, абсолютная величина которого лежит в пределах 0.003÷0.2 1/К.

Выбирая в качестве материала для термозависимого сопротивления R_α полупроводниковый материал с ТКС α равным минус 0.003 1/°С, принимая диапазон изменения рабочих температур от +60°С (максимальная рабочая температура) до минус 60°С (минимальная рабочая температура), решая систему уравнений (19) и (16), получаем значение термозависимого сопротивления R_α равным 0.926 кОм для нормальной температуры (0.815 кОм при максимальной рабочей температуре), а термонезависимое сопротивление R_{УПР Н} должно быть равно 4.185 кОМ. При выполнении этих условий коэффициент усиления нормирующего усилителя K_У изменяется в соответствии с выражением (5) от что соответствует максимальной рабочей температуре, до что соответствует минимальной рабочей температуре. Увеличение коэффициента усиления нормирующего усилителя при уменьшении температуры K_Уt/K_У=53.3/50=1.066, тогда увеличение девиации частоты выходного сигнала при минимальной температуре Δf_-·1.066=2355 Гц·1.066=2510 Гц. Таким образом, при выполнении указанных условий обеспечивается постоянство девиации частоты выходного сигнала от измеряемого параметра при изменении температуры.

Изобретение касается усовершенствования преобразователей с вибрирующими элементами и может быть использовано в измерительной технике при измерении силы, давления, ускорения и т.п. Технический результат заключается в повышении точности минимизации мультипликативной температурной погрешности датчика с вибрирующим элементом при воздействии стационарных температурных режимов. Производят настройку генератора, управляемого напряжением, в резонанс с вибрирующим элементом при максимальной рабочей температуре. Фиксируют сопротивление в цепи обратной связи нормирующего выходного усилителя в составе преобразователя фаз R_упр. Определяют начальное значение выходного сигнала и значение выходного сигнала при воздействии номинального измеряемого параметра с преобразователя фаз при крайних значениях рабочего температурного диапазона. Рассчитывают девиацию выходного сигнала с преобразователя фаз от измеряемого параметра для каждого значения температуры. По знаку ухода девиации выходного сигнала с преобразователя фаз от воздействия температуры определяют знак температурного коэффициента сопротивления термозависимого сопротивления. Для выполненного в конструкции датчика термозависимого сопротивления рассчитывают номинал термозависимого сопротивления R_α. Вводят в цепь обратной связи нормирующего выходного усилителя в составе преобразователя фаз термозависимое сопротивление расчетной величины R_α последовательно с термонезависимым сопротивлением R_{упр н}. 4 ил.

Способ компенсации мультипликативной температурной погрешности датчика с вибрирующим элементом, генератором, управляемым напряжением, который предназначен для возбуждения колебаний вибрирующего элемента, преобразователем фаз, предназначенным для преобразования разности фаз между сигналами возбуждения и регистрации колебаний вибрирующего элемента в постоянное напряжение, и выходным частотным сигналом, заключающийся во введении в конструкцию датчика термозависимого сопротивления непосредственно в зоне установки вибрирующего элемента, отличающийся тем, что производят настройку датчика при максимальной рабочей температуре, определяют сопротивление в цепи обратной связи нормирующего выходного усилителя в составе преобразователя фаз R_упр, определяют начальное значение выходного сигнала и значение выходного сигнала при воздействии номинального измеряемого параметра с преобразователя фаз при крайних значениях рабочего температурного диапазона, для каждого значения температуры рассчитывают девиацию выходного сигнала с преобразователя фаз от измеряемого параметра, рассчитывают уход девиации выходного сигнала с преобразователя фаз от воздействия температуры и по его знаку определяют знак температурного коэффициента сопротивления (ТКС) термозависимого сопротивления, для технически выполненного в конструкции датчика ТКС термозависимого сопротивления α находят номиналы термозависимого сопротивления R_α и термонезависимого сопротивления R_{упр н} при нормальной температуре, решая систему уравнений

где ΔE_- - девиация выходного сигнала с преобразователя фаз при минимальной рабочей температуре;

ΔE₊ - девиация выходного сигнала с преобразователя фаз при максимальной рабочей температуре;

α - ТКС термозависимого сопротивления;

ΔT₁ - диапазон изменения температуры от нормальной до максимальной рабочей;

ΔT₂ - диапазон изменения температуры от нормальной до минимальной рабочей,

подключают термозависимое сопротивление R_α последовательно с термонезависимым сопротивлением R_{упр н} в цепь обратной связи нормирующего выходного усилителя в составе преобразователя фаз.