СПОСОБ ПЕРЕДАЧИ-ПРИЕМА ДАННЫХ В СИСТЕМЕ РАДИОСВЯЗИ MIMO-OFDM Российский патент 2009 года по МПК H04B7/00 

Изобретение относится к области радиотехники, в частности к способу передачи-приема данных в системе радиосвязи MIMO-OFDM (MIMO - multiple-input-multiple-output, OFDM - orthogonal frequency division multiplexing).

В последнее время интенсивное развитие получили системы высокоскоростной беспроводной радиосвязи с использованием OFDM-сигналов (orthogonal frequency division multiplexing) (см., например, John А.С.Bingham. "Multicarrier Modulation for Data Transmission: An Idea Whose Time Has Come", IEEE Communications Mag., May 1990, p.5-14 [1]).

Ортогональное разложение сигнала по базису гармонических функций позволяет избежать межсимвольной интерференции сигнала, вызванной многолучевостью в канале распространения без возрастания стоимости аппаратуры. Скорость передачи данных может быть повышена путем применения технологии разнесенной передачи и приема (MIMO) (см., например, Gerard J. Foschini (Autumn 1996). "Layered space-time architecture for wireless communications in a fading environment when using multi-element antennas". Bell Labs Technical Journal 1: 41-59 [2]) и/или повышения ширины спектра вместе с несущей частотой (см., например, L.Yang and G.В.Giannakis, "Ultra-wideband communications: an idea whose time has come", IEEE Signal Processing Magazine, Nov. 2004, vol.21, no.6, p.26-54 [3]). Федеральная комиссия по связи США одобрила для безлицензионного использования в помещениях радиодиапазон от 3,1 ГГц до 10,6 ГГц, если мощность излучения не превосходит заданного предела (см. Ultra-Wideband Tutorial // IEEE 802-15-02, 133r1, материалы сайта www.ieee802.org/802_tutorials/march02/02133r1P802-15-WG_Ultra-Wideband-Tutorial.ppt[4]).

Применение сверхвысокочастотного диапазона налагает ряд требований и ограничений на радиоаппаратуру, в связи с чем является актуальной задача разработки простых алгоритмов передачи данных в системах с множеством передающих и приемных антенн.

В настоящее время разработаны быстродействующие алгоритмы дискретного преобразования Фурье (см., например, Cooley, James W., and John W.Tukey, 1965, "An algorithm for the machine calculation of complex Fourier series", Math. Comput. 19: 297-301 [5]), которые находят широкое применение при цифровой обработке сигнала.

Цифровой OFDM сигнал формируют с помощью прямого и обратного дискретных преобразований Фурье следующим образом:

- модулируют каждую последовательность данных, формируя последовательности информационных модулированных символов,

- добавляют в каждую из сформированных последовательностей информационных модулированных символов пилотные символы, формируя, таким образом, последовательности информационных модулированных символов с пилотными символами,

- добавляют защитные символы в каждую из сформированных последовательностей информационных модулированных символов с пилотными символами, формируя, таким образом, последовательности информационных модулированных символов с пилотными и защитными символами,

- осуществляют обратные дискретные преобразования Фурье с каждой последовательностью информационных модулированных символов с пилотными и защитными символами, формируя, таким образом, последовательности временных отсчетов OFDM символов.

Отсчетами данных модулируют символы для передачи данных, которые называют поднесущими. Последовательность поднесущих дополняют пилот-символами, которые используют для оценки комплексной огибающей сигнала, а затем добавляют цикл-префикс. Отсчеты префикса располагаются перед отсчетами данных и являются копией последних L_cp отсчетов данных. Как правило, длительность префикса больше длительности импульсного отклика канала, т.е. интервала многолучевости. Наличие префикса при обработке сигнала позволяет уменьшить или полностью устранить межсимвольные помехи (см. Прокис Дж. Цифровая связь, перевод с английского, М.: Радио и связь, 2000 г., с.593 [6]). Отсчеты модулированных данных с пилотными и защитными символами считают представлением OFDM символа в частотной области и после первого преобразования Фурье последовательность символов для передачи считают представлением OFDM символа в частотной области.

Другой проблемой, возникающей при использовании OFDM систем, является необходимость ограничения количества разрядности в аналого-цифровых и цифроаналоговых преобразователях в связи с их высокой стоимостью и повышенным энергопотреблением. Это, в свою очередь, приводит к ограничению OFDM сигнала {x_n} во временной области по следующему правилу:

где A=2^M×Δ - пороговое значение амплитуды сигнала, а М - количество бит в двоичном представлении сигнала и Δ - шаг квантования.

Такое ограничение OFDM сигнала в частотной области приводит к его искажению во временной области. Известно, что OFDM сигнал во временной области изменяется в широких пределах. Поэтому существует необходимость уменьшения пик фактора, определяемого как отношение пиковой мощности передачи к средней.

Известен способ, решающий эту задачу и описанный в патенте США №7224742 [7], который заключается в следующем:

- получают последовательности данных для передачи,

- определяют пиковые значения амплитуды в последовательности данных,

- сравнивают полученные пиковые значения с порогом,

- если значение превосходит порог, то генерируют, по крайней мере, один корректирующий сигнал,

- из корректирующего сигнала формируют, по крайней мере, одну корректирующую поднесущую,

- сгенерированные корректирующие поднесущие с модулированным сигналом смешивают с поднесущими, соответствующими последовательности данных для передачи.

Для решения проблемы пик-фактора может использоваться также технология пространственного или поляризационного разнесения сигналов, при которой они передаются и принимаются независимо разными антеннами. В этом случае разделение потока данных на несколько подпотоков позволяет снизить пик фактор OFDM сигнала.

Использование технологии пространственного разнесения (см. патент США №7054378 [8]) обладает высокой спектральной эффективностью и позволяет повысить пропускную способность. Такая технология, которая получила название MIMO, заключается в следующем:

- последовательность данных для передачи разбивают на последовательности (которые могут перекрываться), количество которых равно количеству передающих антенн,

- передают полученные последовательности с помощью N антенн,

- принимают последовательности с помощью N антенн,

- демодулируют полученные последовательности, восстанавливая исходный поток данных таким образом, чтобы подавить взаимную корреляцию последовательностей, переданных разными антеннами.

Высокие скорости передачи информации в MIMO системах достигаются без какого-либо расширения полосы рабочих частот за счет организации некоррелированных пространственных подканалов передачи разных потоков данных. На практике это традиционно реализуется пространственным разнесением элементов антенных решеток на передающем и приемном терминалах на расстояния порядка нескольких длин волн несущей частоты. В связи с этим одним из недостатков MIMO систем является их громоздкость. Кроме того, алгоритмы передачи MIMO достаточно сложны, т.к. обработка сигнала при этом требует большого количества вычислительных операций, за исключением простого случая, когда каналы передачи некоррелированы полностью. Алгоритмы MIMO передачи реализуются в блоке пространственно-частотного формирования сигнала, а алгоритмы приема - в блоке пространственно-частотного разделения каналов. В этих блоках могут реализовываться следующие алгоритмы: - алгоритм Аламоути, SVD-алгоритм, BLAST-алгоритм и др. (см. М.Г.Бакулин, Крейнделин В.Б. и Шумов А.П. Повышение скорости передачи информации и спектральной эффективности беспроводных систем связи // Цифровая обработка сигналов, №1, 2006, стр.2-12 [9]).

Использование OFDM сигналов в MIMO (multiple-input-multiple-output) системах позволяет достичь высокой скорости передачи данных. Системы, в которых реализуется данная технология, получили название MIMO-OFDM. Недостатком описанного способа является то, что при высокой скорости следования OFDM символов существуют ограничения на мощность сигнала, излучаемого передающей антенной.

Известным способом решения этой проблемы является использование технологии поляризационного MIMO, которая описана в выложенной заявке США №2004/0125880 [10]). В описанном способе используется поляризация сигналов для уменьшения пик фактора OFDM сигнала. Этот способ получил название ADPS-OFDM (Alternating Dual Polarization States OFDM с использованием двойной ортогональной поляризации). Сущность его заключается в следующем. На передающей стороне формируют сигналы с двумя ортогональными видами поляризации (например, вертикальной и горизонтальной). На горизонтальной поляризации передается сигнал, образованный, например, нечетными поднесущими OFDM символа, в то время как на вертикальной - четными поднесущими.

Способ ADPS-OFDM, использующий ресурс поляризации указанным методом, в сравнении с традиционной технологией OFDM имеет следующие преимущества:

- сигнал ADPS-OFDM имеет пик фактор на 3 дБ ниже, чем в традиционной OFDM схеме;

- при реализации данного способа можно использовать более дешевые синтезаторы частоты;

- ADPS-OFDM менее чувствительна к взаимным помехам, вызываемым доплеровским расширением спектра.

К недостаткам ADPS-OFDM технологии следует отнести недостаточно эффективное использование частотного и поляризационного ресурсов.

Таким образом, нахождение способа, позволяющего повысить пропускную способность системы при ограничениях на энергопотребление и количество уровней квантования в аналого-цифровых и цифроаналоговых преобразователях без значительного усложнения алгоритмов обработки сигнала, представляется актуальной задачей.

Наиболее близким к предлагаемому изобретению является техническое решение, описанное в выложенной заявке США №2006/0212773 [11].

Способ-прототип заключается в следующем.

На передающей стороне:

- кодируют поток входных данных, формируя последовательность кодированных входных данных,

- разделяют последовательность кодированных входных данных и перемежают, формируя N₀ последовательностей перемеженных кодированных данных, где N₀ четное и N₀≥2,

- модулируют N₀ последовательностей перемеженных кодированных данных квадратурной модуляцией, получая N₀ последовательностей информационных квадратурно-модулированных символов,

- в каждую из N₀ последовательностей информационных квадратурно-модулированных символов добавляют пилотные символы, формируя N₀ последовательностей информационных модулированных символов с пилотными символами,

- в каждую из N₀ последовательностей информационных квадратурно-модулированных символов с пилотными символами добавляют защитные символы, формируя соответственно N₀ последовательностей информационных квадратурно-модулированных символов с добавленными пилотными и защитными символами,

- осуществляют обратное дискретное преобразование Фурье каждой из N₀ последовательностей квадратурно-модулированных символов с пилотными и защитными символами, формируя соответственно N₀ последовательностей временных отсчетов OFDM символов,

- каждую из N₀ последовательностей временных отсчетов OFDM символов фильтруют и преобразуют соответственно в N₀ аналоговых сигналов путем цифроаналогового преобразования,

- осуществляют пакетную и посимвольную синхронизацию, осуществляют временное мультиплексирование сигналов формирую N₁ аналоговых сигналов для передачи по пространственно частотным каналам, где N₁≥N₀ и N₁ четное,

- модулируют каждый из N₁ аналоговых сигналов соответствующим высокочастотным несущим колебанием, получая N₁ радиосигналов,

- передают радиосигналы для передачи по пространственно частотным каналам независимо, причем радиосигналов передают по независимым радиоканалам с пространственно-частотным разделением, имеющим один тип поляризации, а остальные радиосигналы передают по независимым радиоканалам с пространственно частотным разделением, имеющим другой тип поляризации ортогональный первому;

На приемной стороне:

- принимают N₁ радиосигналов, фильтруют и демодулируют, получая N₁ аналоговых сигналов, переданных по N₁ пространственно-частотным каналам, из которых восстанавливают N₀ последовательностей временных отсчетов OFDM символов,

- осуществляют прямое дискретное преобразование Фурье каждой из N₀ последовательностей временных отсчетов OFDM символов, получая соответственно N₀ последовательности информационных квадратурно-модулированных символов с пилотными и защитными символами,

- из каждой последовательности информационных квадратурно-модулированных символов с пилотными и защитными символами выделяют N₀ последовательностей пилотных символов, формируя соответственно N₀ последовательностей пилотных символов,

- из каждой из N₀ последовательностей информационных квадратурно-модулированных символов с пилотными и защитными символами выделяют последовательности информационных модулированных символов, формируя соответственно N₀ последовательностей информационных модулированных символов,

- используя последовательности восстановленных пилотных символов, формируют оценки фазы квадратурно-модулированных информационных символов в каждой из N₀ последовательностей,

- демодулируют последовательности восстановленных квадратурно-модулированных информационных символов, используя сформированные оценки фазы квадратурно-модулированных информационных символов, получая, таким образом, N₀ восстановленных потоков данных,

- объединяют N₀ восстановленных потоков данных, выполняют деперемежение объединенного восстановленного потока данных и декодируют, получая поток выходных данных.

На Фиг.1 и 2 представлена структурная схема устройства, реализующего способ-прототип [11].

Устройство (Фиг.1 и Фиг.2) содержит передатчик 1 (Фиг.1) и приемник 2 (Фиг.2), соединенные посредством передающих и приемных антенн, при этом

передатчик 1 (Фиг.1) содержит:

блок 3 кодирования,

блок 4 разделения и перемежения последовательностей кодированных данных,

N₀ модуляторов 5₁-5_N0,

N₀ блоков 6₁-6_N0 дополнения пилотных и защитных символов,

N₀ блоков 7₁-7_N0 обратного дискретного преобразования Фурье,

N₀ цифроаналоговых преобразователей 8₁-8_N0,

блок 9 фильтрации и временной обработки сигнала,

первый 10₁ и второй 10₂ блоки пространственно-частотного формирования сигнала,

первый массив 11₁-11_N1/2 антенн из передающих антенн, имеющих одинаковую поляризацию,

второй массив 12₁-12_N1/2 антенн из передающих антенн, имеющих одинаковую поляризацию, но ортогональную поляризации антенн из первого массива.

При этом вход блока 3 кодирования является входом передатчика 1, выход блока 3 кодирования соединен с входом блока 4 разделения и перемежения последовательностей кодированных данных, первый и второй выходы блока 4 разделения и перемежения последовательностей кодированных данных соединены соответственно с N₀ входами модуляторов 5₁-5_N0, выход каждого из которых соединен с входом соответствующего блока 6₁-6_N0 дополнения пилотных и защитных символов, выходы каждого из блоков 6₁-6_N0 дополнения пилотных и защитных символов соединены соответственно с соответствующими входами блоков 7₁-7_N0 обратного дискретного преобразования Фурье, выходы которых соединены соответственно с входами соответствующих им цифроаналоговых преобразователей 8₁-8_N0, выходы каждого из цифроаналоговых преобразователей 8₁-8_N0 соединены соответственно с входами блока 9 фильтрации и временной обработки сигнала, ^{выходов которого соединены с входами первого блока 10₁ пространственно-частотного формирования сигнала и остальные выходов блока 9 фильтрации и временной обработки сигнала соединены с входами второго блока 10₂ пространственно-частотного формирования сигнала, выход первого блока 10₁ пространственно-частотного формирования сигнала соединен с входами первого массива передающих антенн, выходы которого является выходами передатчика 1; выход второго блока 10₂ пространственно-частотного формирования сигнала соединен с входами второго массива передающих антенн, выходы которого является выходами передатчика 1.}

Приемник 2 содержит:

первый массив приемных антенн из приемных антенн 13₁-13_N1/2, имеющих одинаковую поляризацию, совпадающую с поляризацией антенн из первого массива передающих антенн и сонаправленных с ним;

второй массив приемных антенн из приемных антенн 14₁-14_N1/2, имеющих одинаковую поляризацию, совпадающую с поляризацией антенн из второго массива передающих антенн и сонаправленных с ним, причем данная поляризация ортогональна поляризации первого массива приемных антенн;

первый блок 15₁ пространственно-частотного разделения каналов;

второй блок 15₂ пространственно-частотного разделения каналов;

блок 16 фильтрации, временной обработки сигнала и синхронизации;

N₀ блоков 17₁-17_N0 аналого-цифрового преобразования,

N₀ блоков 18₁-18_N0 быстрого преобразования Фурье,

N₀ блоков 19₁-19_N0 выделения пилотных и защитных символов,

N₀ блоков 20₁-20_N0 оценки фазы,

N₀ демодуляторов 21₁-21_N0,

блок 22 объединения и деперемежения восстановленных потоков кодированных данных,

блок 23 декодирования.

При этом входы первого массива 13₁-13_N1/2 и второго массива 14₁-14_N1/2 приемных антенн являются входами приемника 2, соответствующие выходы массива 13₁-13_N1/2 антенн соединены с первыми входами блока 16 фильтрации, временной обработки сигнала и синхронизации, соответствующие выходы массива 14₁-14_N1/2 антенн соединены со вторыми входами блока 16 фильтрации, временной обработки сигнала и синхронизации, N₀ выходов которого соединены соответственно с входами N₀ аналого-цифровых преобразователей 17₁-17_N0, выходы каждого из которых соединены соответственно с входами соответствующих им N₀ блоков 18₁-18_N0 быстрого преобразования Фурье, выходы которых соединены соответственно с входами соответствующих им N₀ блоками 19₁-19_N0 выделения пилотных и защитных символов, выходы которых соединены с входами соответствующих им N₀ блоками 20₁-20_N0 оценки фазы, выходы которых соединены с входами соответствующих демодуляторов 21₁-21_N, выходы которых соединены соответственно с N₀ входами блока 22 объединения и деперемежения восстановленных потоков кодированных данных, выход которого соединен с входом блока 23 декодирования, выход которого является выходом приемника 2.

Причем на фигурах, поясняющих [11], не показаны (в явном виде) блок дополнения пилотных и защитных символов, первый и второй блок пространственно-частотного формирования сигнала, блок фильтрации и временной обработки сигнала, первый и второй массивы передающих антенн, имеющих ортогональную поляризацию (в передатчике), а также блок выделения пилотных и защитных символов, первый и второй блоки пространственно-временного разделения каналов, блок фильтрации, временной обработки сигнала и синхронизации, первый и второй массивы приемных антенн, имеющих ортогональную поляризацию и сонаправленных с первым и вторым массивом предающих антенн (в приемнике), кроме того, в приемнике не отражены блоки оценки фазы, однако, из описания алгоритма эти функциональные признаки явно следуют. Поэтому для лучшего понимания признаков, общих с прототипом, и отличительных признаков заявляемого изобретения, на Фиг.1 и 2 (иллюстрация прототипа [11]) и в описании данного изобретения отражены эти признаки, а именно,

в передатчике 1:

- первый блок 15₁ пространственно-частотного разделения каналов

- второй блок 15₂ пространственно-частотного разделения каналов,

- блок 16 фильтрации, временной обработки сигнала и синхронизации,

- первый массив 11₁-11_N1/2 передающих антенн из передающих антенн, имеющих одинаковую поляризацию,

- второй массив 12₁-12_N1/2 передающих антенн из передающих антенн, имеющих одинаковую поляризацию, причем данная поляризация ортогональна поляризации первого массива передающих антенн,

- а также блоки 6₁-6_N0 дополнения пилотных и защитных символов;

в приемнике 2:

- первый блок 15₁ пространственно-частотного разделения каналов,

- второй блок 15₂ пространственно-частотного разделения каналов,

- блок 16 фильтрации, временной обработки сигнала и синхронизации,

- первый массив 13₁-13_N1/2 приемных антенн из приемных антенн, имеющих одинаковую поляризацию, совпадающую с поляризацией антенн из первого массива передающих антенн и сонаправленных с ним,

- второй массив 14₁-14_N1/2 приемных антенн из приемных антенн, имеющих одинаковую поляризацию, совпадающую с поляризацией антенн из второго массива передающих антенн и сонаправленных с ним, причем данная поляризация ортогональна поляризации первого массива приемных антенн,

- блоки 19₁-19_N0 выделения пилотных и защитных символов,

- блоки 20₁-20_N0 оценки и коррекции фазы.

Осуществляют способ-прототип на устройстве (Фиг.1 и 2) следующим образом.

На вход передатчика 1 (Фиг.1) поступает поток входных данных. С входа передатчика 1 поток входных данных поступает на вход блока 3 кодирования. В блоке 3 кодируют поток входных данных, формируя последовательность кодированных входных данных, которая с выхода блока 3 поступает на вход блока 4 разделения и перемежения последовательностей кодированных данных.

В блоке 4 разделяют последовательность кодированных входных данных и перемежают, формируя N₀ последовательностей перемеженных кодированных данных, которые поступают с N₀ выходов блока 4 соответственно на входы модуляторов 5₁-5_N0.

В модуляторах 5₁-5_N0 модулируют соответственно N₀ последовательностей перемеженных кодированных данных квадратурной модуляцией, получая соответственно N₀ последовательностей информационных квадратурно-модулированных символов, которые с выходов модуляторов 5₁-5_N0 поступают соответственно на входы блоков 6₁-6_N0 дополнения пилотных и защитных символов. В блоках 6₁-6_N0 соответственно в первую и вторую последовательности информационных квадратурно-модулированных символов добавляют пилотные символы, формируя N₀ последовательностей информационных модулированных символов с пилотными символами. В N₀ последовательностей информационных квадратурно-модулированных символов с пилотными символами добавляют защитные символы, формируя соответственно N₀ последовательностей информационных квадратурно-модулированных символов с добавленными пилотными и защитными символами, которые соответственно с выходов блоков 6₁-6_N0 дополнения пилотных и защитных символов поступают на входы соответствующих им блоков 7₁-7_N0 обратного дискретного преобразования Фурье.

В блоках 7₁-7_N0 соответственно осуществляют обратное дискретное преобразование Фурье N₀ последовательностей квадратурно-модулированных символов с пилотными и защитными символами, формируя соответственно N₀ последовательностей временных отсчетов OFDM символов, которые с выходов этих блоков поступают на входы соответствующих цифроаналоговых преобразователей 8₁-8_N0.

В блоках 8₁-8_N0 преобразуют соответственно N₀ последовательностей временных отсчетов OFDM символов в N₀ аналоговые сигналы, которые с выходов блоков поступают соответственно на первый и второй входы блока 9 фильтрации и временной обработки сигнала.

В блоке 9 N₁ аналоговых сигналов фильтруют, осуществляют пакетную и посимвольную синхронизацию, осуществляют временное мультиплексирование сигналов таким образом, что N₀ входных сигналов распределяют по N₁ выходам, где N₁≥N₀ и N₁ четное, причем первых выходных сигналов поступают на вход первого блока пространственно частотного формирования сигнала 10₁, а остальные символов поступают на вход второго блока 10₂ пространственно-частотного формирования сигнала, в каждом из которых формируют пространственно-частотных каналов, например если N₁>2, по одному из вышеупомянутых алгоритмов MIMO: алгоритм Аламоути, SVD-алгоритм, BLAST-алгоритм или модулируют сигналы высокочастотными колебаниями разной частоты или, если N₁=2, модулируют сигналы высокочастотным колебанием одинаковой частоты и передают сигналы при помощи первого массива 11₁-11_N1/2 передающих антенн, имеющих одинаковую поляризацию, и второго массива 12₁-12_N1/2 передающих антенн, имеющих одинаковую поляризацию, ортогональную первому массиву передающих антенн.

В приемнике 2 (Фиг.2) принимают совокупность радиосигналов, переданную первым массивом 11₁-11_N1/2 передающих антенн посредством массива 13₁-13_N1/2 приемных антенн, имеющих одинаковую поляризацию и сонаправленных с первым массивом передающих антенн.

Принимают совокупность радиосигналов, переданную вторым массивом 12₁-12_N1/2 передающих антенн посредством массива 14₁-14_N1/2 приемных антенн, имеющих одинаковую поляризацию и сонаправленных с вторым массивом передающих антенн.

С выхода массива 13₁-13_N1/2 антенн и массива 14₁-14_N1/2 антенн сигналы поступают на вход первого блока 15₁ и второго блока 15₂ пространственно-частотного разделения каналов, где разделяют полученный сигнал на пространственно-частотные каналы, используя, если N₁>2, один из вышеописанных алгоритмов MIMO: алгоритм Аламоути, SVD-алгоритм, BLAST-алгоритм или алгоритм частотного разнесения и/или переносят его на промежуточную частоту.

С выхода первого блока 15₁ и второго блока 15₂ пространственно-частотного разделения каналов сигналы поступают на вход блока 16 фильтрации и временной обработки сигнала и синхронизации, где фильтруют и демодулируют принятые N₁ радиосигналов, получая N₁ аналоговых сигналов, из которых восстанавливают N₀ последовательностей временных отсчетов OFDM символов, которые поступают на входы N₀ аналого-цифровых преобразователей 17₁-17_N0.

С выходов аналого-цифровых преобразователей 17₁-17_N0 сигналы поступают соответственно на входы N₀ блоков 18₁-18_N0 быстрого преобразования Фурье.

В блоках 18₁-18_N0 осуществляют прямое дискретное преобразование Фурье N₀ последовательностей временных отсчетов OFDM символов, получая соответственно N₀ последовательностей информационных квадратурно-модулированных символов с пилотными и защитными символами. N₀ последовательностей информационных квадратурно-модулированных символов с пилотными и защитными символами с выходов блоков 18₁-18_N0 поступают на входы соответствующих им блоков 19₁-19_N0 выделения пилотных и защитных символов. В блоках 19₁-19_N0 из каждой последовательности информационных квадратурно-модулированных символов с пилотными и защитными символами выделяют N₀ последовательностей пилотных сигналов, формируя соответственно N₀ последовательностей пилотных сигналов, а также из N₀ последовательностей информационных квадратурно-модулированных символов с пилотными и защитными символами выделяют последовательности информационных модулированных символов, формируя соответственно N₀ последовательностей информационных модулированных символов. Выделенные и сформированные последовательности с выходов блоков 19₁-19_N0 поступают на входы соответствующих им N₀ блоков 20₁-20_N0 оценки и коррекции фазы. Используя последовательности восстановленных пилотных символов, в блоках 20₁-20_N0 формируют оценки фазы квадратурно-модулированных информационных символов, которые с выходов этих блоков поступают на входы соответственно N₀ демодуляторов 21₁-21_N0. В блоках 21₁-21_N0 демодулируют последовательность восстановленных квадратурно-модулированных информационных символов, используя сформированные оценки фазы квадратурно-модулированных информационных символов, получая, таким образом, два восстановленных потока данных.

N₀ восстановленных потоков данных с выходов демодуляторов 21₁-21_N0 поступают соответственно на N₀ входов блока 22 объединения и деперемежения восстановленных потоков кодированных данных. В блоке 22 объединяют N₀ восстановленных кодированных потоков данных, выполняют деперемежение объединенного восстановленного потока данных. После деперемежения с выхода блока 22 объединенный восстановленный поток данных поступает на вход блока 23 декодирования. В блоке 23 объединенный восстановленный поток данных декодируют, получая поток выходных данных, который с выхода этого блока поступает на выход приемника 2.

Недостатком описанного прототипа является повышенное энергопотребление, связанное с введением дополнительного радиочастотного тракта без соответствующего увеличения пропускной способности при ограниченной разрядности аналого-цифрового преобразования (АЦП) и цифроаналогового преобразования (ЦАП), что является причиной возникновения проблемы пик-фактора, решение которой требует усложненной обработки сигнала.

Задача, на решение которой направлено заявляемое изобретение, состоит в увеличении пропускной способности системы радиосвязи MIMO-OFDM и снижении энергопотребления приемного и передающего радиочастотных трактов.

Поставленная задача решается путем разработки усовершенствованного способа передачи-приема данных в системе радиосвязи MIMO-OFDM на основе использования поляризационного разнесения с разными шагами квантования в отдельных последовательностях временных отсчетов OFDM символов.

Заявляемый способ передачи-приема данных в системе радиосвязи MIMO-OFDM заключается в следующем:

На передающей стороне:

- поток входных данных кодируют, формируя поток кодированных данных,

- сформированный поток кодированных данных перемежают и разделяют на N₀/2 подпотоков данных, где N₀≥2 и N₀ четное,

- модулируют каждый из N₀/2 подпотоков квадратурной модуляцией, формируя, таким образом, последовательности информационных квадратурно-модулированных символов,

- добавляют в каждую из N₀/2 сформированных последовательностей информационных квадратурно-модулированных символов пилотные символы, формируя, таким образом, N₀/2 последовательностей информационных квадратурно-модулированных символов с пилотными символами,

- добавляют защитные символы в каждую из сформированных N₀/2 последовательностей информационных квадратурно-модулированных символов с пилотными символами, формируя, таким образом, N₀/2 последовательностей информационных квадратурно-модулированных символов с пилотными и защитными символами,

- осуществляют обратные дискретные преобразования Фурье с каждой N₀/2 последовательностью информационных квадратурно-модулированных символов с пилотными и защитными символами, формируя, таким образом, последовательности временных отсчетов OFDM символов,

- формируют первую и вторую последовательности шагов квантования,

- дублируют каждый подпоток данных, образуя N₀ подпотоков данных, причем каждый четный подпоток n идентичен подпотоку n-1,

- четные последовательности временных отсчетов OFDM символов фильтруют и затем преобразуют в первую совокупность аналоговых сигналов, используя первую последовательность шагов квантования, путем цифроаналогового преобразования,

- нечетные последовательности временных отсчетов OFDM символов фильтруют и затем преобразуют во вторую совокупность аналоговых сигналов, используя вторую последовательность шагов квантования,

- в первой совокупности аналоговых сигналов осуществляют пакетную и посимвольную синхронизацию, осуществляют временное мультиплексирование сигналов, таким образом, из сигналов получают сигналов, где N₁≥N₀ и N₁ четное, формируя, таким образом, первую последовательность сигналов для передачи по пространственно-частотным каналам,

- во второй совокупности аналоговых сигналов осуществляют пакетную и посимвольную синхронизацию, осуществляют временное мультиплексирование сигналов, за счет чего из сигналов получают сигналов, формируя, таким образом, вторую последовательность сигналов для передачи по пространственно-частотным каналам,

- в первой и второй последовательностях сигналов для передачи по пространственно-частотным каналам каждый из аналоговых сигналов модулируют соответствующим высокочастотным несущим колебанием, получая первую и вторую совокупности радиосигналов,

- передают радиосигналы независимо, причем первую совокупность радиосигналов передают по независимым радиоканалам с пространственно-частотным разделением, имеющим один тип поляризации, а вторую совокупность радиосигналов передают по независимым радиоканалам с пространственно-частотным разделением, имеющим другой тип поляризации, ортогональный первому;

на приемной стороне:

- принимают первую совокупность радиосигналов предварительно сформированным первым массивом приемных антенн, имеющих одинаковую поляризацию, аналогичную первому массиву передающих антенн на передающей стороне, и сонаправленных с первым массивом передающих антенн,

- принимают вторую совокупность радиосигналов предварительно сформированным первым массивом приемных антенн, имеющих одинаковую поляризацию, аналогичную второму массиву передающих антенн на передающей стороне и сонаправленных с вторым массивом передающих антенн,

- фильтруют и демодулируют принятую первую совокупность радиосигналов, получая восстановленную первую восстановленную последовательность сигналов для передачи по пространственно-частотным каналам, состоящую из сигналов,

- фильтруют и демодулируют принятую вторую совокупность радиосигналов, получая восстановленную вторую восстановленную последовательность сигналов для передачи по пространственно-частотным каналам, состоящую из сигналов,

- восстанавливают четных последовательности временных отсчетов OFDM символов из первой восстановленной последовательности сигналов для передачи по частотным каналам, таким образом, чтобы подавить взаимную корреляцию четных последовательностей временных отсчетов OFDM символов,

- восстанавливают нечетных последовательностей временных отсчетов OFDM символов из второй восстановленной последовательности сигналов для передачи по частотным каналам таким образом, чтобы подавить взаимную корреляцию нечетных последовательностей временных отсчетов OFDM символов,

- четные восстановленные последовательности временных отсчетов OFDM символов квантуют первой последовательностью шагов квантования, получая квантованные четные восстановленные последовательности временных отсчетов OFDM символов путем аналого-цифрового преобразования,

- нечетные восстановленные последовательности временных отсчетов OFDM символов квантуют второй последовательностью шагов квантования, получая квантованные нечетные восстановленные последовательности временных отсчетов OFDM символов путем аналого-цифрового преобразования,

- осуществляют прямые дискретные преобразования Фурье над восстановленными последовательностями временных отсчетов OFDM символов, получая, таким образом, последовательности частотных отсчетов OFDM символов,

- выделяют из каждой последовательности частотных отсчетов OFDM символов последовательности восстановленных пилотных символов, а также последовательности восстановленных квадратурно-модулированных информационных символов,

- по последовательности восстановленных пилотных символов оценивают фазу последовательности восстановленных квадратурно-модулированных информационных символов и корректируют ее,

- для каждого четного n≤N₀ каждую n-ю и (n-1)-ю последовательности восстановленных квадратурно-модулированных информационных символов с корректированной фазой суммируют с весовыми коэффициентами, получая объединенную последовательность восстановленных квадратурно-модулированных информационных символов с увеличением разрядности,

- демодулируют последовательность восстановленных квадратурно-модулированных информационных символов с корректированными фазами, получая, таким образом, восстановленных подпотоков данных,

- объединяют восстановленные подпотоки данных, деперемежают восстановленный поток кодированных данных, декодируют, получая поток выходных данных.

При этом квадратурную модуляцию выполняют преимущественно как фазовую квадратурную манипуляцию.

Квадратурную модуляцию выполняют как амплитудно-квадратурную модуляцию, используя созвездие из 16 точек.

Допускается, чтобы значения сформированных первой и второй последовательностей шагов квантования отличались по величине или были смещены относительно шагов квантования друг друга.

В первой и второй совокупностях аналоговых сигналов различные аналоговые сигналы разделяют преимущественно по частоте.

В массивах передающих приемных антенн на передающей стороне и приемной стороне антенны, имеющие одинаковую поляризацию, разделяют пространственно, на расстояние, превышающее несколько длин волн несущего колебания.

Таким образом, заявляемый способ позволяет снизить энергопотребление принимающего и передающего радиочастотных трактов за счет предложенного использования поляризационного разнесения с разными шагами квантования в отдельных последовательностях временных отсчетов OFDM символов. Кроме того может быть снижена разрядность цифроаналоговых и аналого-цифровых преобразователей за счет того, что для каждого четного n≤N₀ каждую n-ю и (n-1)-ю последовательности восстановленных квадратурно-модулированных информационных символов с корректированной фазой суммируют с весовыми коэффициентами, получая объединенную последовательность восстановленных квадратурно-модулированных информационных символов с увеличением разрядности. Заявляемая последовательность действий способа на передающей стороне является новой по сравнению с прототипом, как и соответствующие им заявленные действия на передающей стороне.

Новизна заявляемого способа по сравнению с прототипом заключается в том, что:

на передающей стороне:

- формируют первую и вторую последовательности шагов квантования,

- дублируют каждый подпоток данных, образуя N₀ подпотоков данных, причем каждый четный подпоток n идентичен подпотоку n-1,

- четные последовательности временных отсчетов OFDM символов фильтруют и затем преобразуют в первую совокупность аналоговых сигналов, используя первую последовательность шагов квантования, путем цифроаналогового преобразования

- нечетные последовательности временных отсчетов OFDM символов фильтруют и затем преобразуют во вторую совокупность аналоговых сигналов, используя вторую последовательность шагов квантования,

На приемной стороне:

- четные восстановленные последовательности временных отсчетов OFDM символов квантуют первой последовательностью шагов квантования, получая квантованные четные восстановленные последовательности временных отсчетов OFDM символов путем аналого-цифрового преобразования,

- нечетные восстановленные последовательности временных отсчетов OFDM символов квантуют второй последовательностью шагов квантования, получая квантованные нечетные восстановленные последовательности временных отсчетов OFDM символов путем аналого-цифрового преобразования,

- по последовательности восстановленных пилотных символов оценивают фазу последовательности восстановленных квадратурно-модулированных информационных символов и корректируют ее,

- для каждого четного n≤N₀ каждую n-ю и (n-1)-ю последовательности восстановленных квадратурно-модулированных информационных символов с корректированной фазой суммируют с весовыми коэффициентами, получая объединенную последовательность восстановленных квадратурно-модулированных информационных символов с увеличением разрядности.

Далее описание заявляемого изобретения поясняется примерами выполнения, чертежами и графиками компьютерного моделирования.

Как уже упоминалось, на Фиг.1 и 2 приведена структурная схема устройства, реализующего способ-прототип [11], при этом на Фиг.1 приведена схема передатчика, а на Фиг.2 - схема приемника.

На Фиг.3 и 4 приведена структурная схема устройства, на котором осуществляют способ передачи-приема данных в системе радиосвязи MIMO-OFDM согласно изобретению, при этом на Фиг.3 показана схема передатчика, а на Фиг.4 - схема приемника.

На Фиг.5 показана зависимость дисперсии шумов квантования D от α и G₁ (16QAM).

Фиг.6 демонстрирует зависимость дисперсии шумов квантования D от α и G₁ (QPSK).

Фиг.7 демонстрирует зависимость дисперсии шумов квантования D от G₁ при фиксированном значении α.

Фиг.8 демонстрирует зависимость дисперсии шумов квантования D от G₁ при фиксированном значении α (QPSK).

Фиг.9 демонстрирует зависимость дисперсии шумов квантования D от α при фиксированном значении G₁ (16QAM).

Фиг.10 демонстрирует зависимость дисперсии шумов квантования D от α при фиксированном значении G₁ (QPSK).

Фиг.11 демонстрирует зависимость вероятности битовой ошибки (BER) от G₁ и α (16QAM).

Фиг.12 демонстрирует зависимость вероятности битовой ошибки (BER) от G₁ и α (QPSK).

Фиг.13 приводит сравнение пропускной способности заявляемого алгоритма и прототипа.

Заявляемый способ передачи-приема данных в системе радиосвязи MIMO-OFDM осуществляют на устройстве (Фиг.3 и 4), которое содержит передатчик 1 и приемник 2, соединенные посредством передающих и принимающих антенн, при этом

передатчик 1 содержит:

- блок кодирования 3, формирующий на выходе поток кодированных данных,

- блок 4 разделения и перемежения последовательностей кодированных данных, осуществляющий перемежение сформированного потока кодированных данных и его разделение на N₀/2 подпотоков,

- N₀/2 модуляторов 5₁-5_N0/2, осуществляющих модуляцию и формирующих N₀/2 последовательностей информационных квадратурно-модулированных символов,

- N₀/2 блоков 6₁-6_N0/2 ^{дополнения пилотных и защитных символов, формирующих N₀/2 последовательностей информационных квадратурно-модулированных символов с пилотными и защитными символами,}

- N₀/2 блоков 7₁-7_N0/2 обратного дискретного преобразования Фурье, осуществляющих обратное дискретное преобразование Фурье N₀/2 последовательностей квадратурно-модулированных символов с пилотными и защитными символами, формирующих на выходах соответственно N₀ последовательностей временных отсчетов OFDM символов,

- N₀ цифроаналоговых преобразователей 8₁-8_N0,

- первый блок 9₁ и второй блок 9₂ фильтрации и временной обработки сигнала,

- первый блок 10₁ пространственно-частотного формирования сигнала,

- второй блок 10₂ пространственно-частотного формирования сигнала,

- первый массив 11₁-1_N1/2 передающих антенн из N1/2 передающих антенн, имеющих одинаковую поляризацию,

- второй массив 12₁-12_N1/2 передающих антенн из передающих антенн, имеющих одинаковую поляризацию, причем данная поляризация ортогональна поляризации первого массива передающих антенн,

- блок 24 управления, осуществляющий синхронизацию и управляющий формированием первой и второй последовательностями шагов квантования,

при этом вход блока 3 кодирования является первым входом передатчика 1 - информационным входом, выход блока 3 кодирования соединен со входом блока 4 разделения и перемежения последовательностей кодированных данных, выходы N₀/2 модуляторов 5₁-5_N0/2 соединены соответственно с входами N₀/2 блоков 6₁-6_N0/2 дополнения пилотных и защитных символов, выходы которых соединены соответственно с входами N₀/2 блоков 7₁-7N_0/2 обратного дискретного преобразования Фурье, выходы каждого i-того блока обратного дискретного преобразования Фурье, где , соединены с информационными входами N₀ блоков 8₁-8_N0 цифроаналогово преобразования, причем каждый i-тый блок обратного дискретного преобразования Фурье соединен с 2i-тым и 2i-1 блоками цифроаналогового преобразования; выходы каждого цифроаналогово преобразователя 8₁-8N₀ c четным номером соединены соответственно с информационными входами первого блока 9₁ фильтрации и временной обработки сигнала, выходы каждого цифроаналогово преобразователя 8₁-8_N0 с нечетным номером соединены соответственно с информационными входами второго блока 9₂ фильтрации и временной обработки сигнала, выходов первого блока 9₁ фильтрации и временной обработки сигнала соединены с ^{информационными входами первого блока 10₁ пространственно частотного формирования сигнала и выходов второго блока 9₂ фильтрации и временной обработки сигнала соединены с информационными входами второго блока 10₂ пространственно-частотного формирования сигнала, выходы первого блока 10₁ пространственно-частотного формирования сигнала соединены с входами первого массива передающих антенн, выходы которых являются выходами передатчика 1; выходы второго блока 10₂ пространственно-частотного формирования сигнала соединены с входами второго массива передающих антенн, выходы которых являются выходами передатчика 1;}

вход блока 24 управления является вторым входом передатчика 1, первый выход блока 24 управления соединен с управляемым входом первого блока 10₁ пространственно-частотного формирования сигнала, второй выход блока 24 управления соединен с управляемым входом второго блока 10₂ пространственно-частотного формирования сигнала, третий выход блока 24 управления соединен с управляемым входом первого блока 9₁ фильтрации и временной обработки сигнала, четвертый выход блока 24 управления соединен с управляемым входом второго блока 9₂ фильтрации и временной обработки сигнала, пятые N₀ выходов блока 24 управления соединены с управляемыми входами аналого-цифровых преобразователей 8₁-8_N0;

приемник 2 содержит:

- первый массив 13₁-13_N1/2 приемных антенн из приемных антенн, имеющих одинаковую поляризацию, совпадающую с поляризацией антенн из первого массива передающих антенн и сонаправленных с ними;

- второй массив 14₁-14_N1/2 приемных антенн из приемных антенн, имеющих одинаковую поляризацию, совпадающую с поляризацией антенн из второго массива передающих антенн и сонаправленных с ними, причем данная поляризация ортогональна поляризации первого массива приемных антенн;

- первый блок 15₁ и второй блок 15₂ пространственно-частотного разделения каналов,

- первый блок 16₁ и второй блок 16₂ фильтрации, временной обработки сигнала и синхронизации,

- N₀ аналого-цифровых преобразователей 17₁-17_N0,

- блоки 18₁-18_N0 быстрого дискретного преобразования Фурье, осуществляющие прямые дискретные преобразования Фурье восстановленных последовательностей временных отсчетов OFDM символов,

- блоки 19₁-19_N0 выделения пилотных и защитных символов, выделяющие из последовательностей частотных отсчетов OFDM символов последовательности восстановленных пилотных символов и последовательности квадратурно-модулированных символов,

- блоки 20₁-20_N0 оценки и коррекции фазы, осуществляющие оценку фазы последовательностей восстановленных квадратурно-модулированных информационных символов,

- демодуляторы 21₁ и 21_N/2, осуществляющие демодуляцию N₀ последовательностей восстановленных квадратурно-модулированных информационных символов,

- блок 22 объединения и деперемежения восстановленного потока данных,

- блок 23 декодирования,

- блок 25 управления,

- блоков 26 объединения восстановленных квадратурно-модулированных информационных символов,

при этом входы первого массива 13₁-13_N1/2 из N₁/2 приемных антенн и второго массива 13₁-13_N1/2 из N₁/2 приемных антенн являются входами информационного сигнала приемника 2, соответствующие выходы первого массива 13₁-13_N1/2 антенн соединены с информационными входами первого блока 16₁ фильтрации, временной обработки сигнала и синхронизации, соответствующие выходы массива 14₁-14_N1/2 антенн соединены с информационными входами второго блока 16₂ фильтрации, временной обработки сигнала и синхронизации,

выходов первого блока 16₁ фильтрации, временной обработки сигнала и синхронизации соединены соответственно с информационными входами аналого-цифровых преобразователей 17₁-17_N0 с нечетными номерами из N₀ аналого-цифровых преобразователей,

выходов второго блока 16₂ фильтрации, временной обработки сигнала и синхронизации соединены соответственно с информационными входами аналого-цифровых преобразователей 17₁-17_N0 с четными номерами из N₀ аналого-цифровых преобразователей, выходы каждого из которых соединены соответственно с входами соответствующих им N₀ блоков 18₁-18_N0 быстрого преобразования Фурье, выходы которых соединены соответственно со входами соответствующих им N₀ блоками 19₁-19_N0 выделения пилотных и защитных символов, выходы которых соединены со входами соответствующих им N₀ блоков 20₁-20_N0 оценки фазы,

выходы которых соединены с входами блоков 26₁-26_N0/2 объединения восстановленных квадратурно-модулированных информационных символов, причем i-тый блок объединения восстановленных квадратурно-модулированных информационных символов, где , соединен с 2i-тым блоком 20_2i оценки и коррекции фазы и с (2i-1)-ым блоком 20_2i-1 и оценки и коррекции фазы,

выходы которых соединены с входами соответствующих демодуляторов 21₁-21_N0/2, выходы которых соединены соответственно с входами блока 22 объединения и деперемежения восстановленных потоков кодированных данных, выход которого соединен со входом блока 23 декодирования, выход которого является выходом приемника 2.

Вход блока 25 управления образует второй вход приемника 2, первый выход блока 25 управления соединен с управляемым входом первого блока 15₁ пространственно-частотного разделения каналов, второй выход блока 25 управления соединен с управляемым входом второго блока 15₂ пространственно-частотного разделения канала, третий выход блока 25 управления соединен с управляемым входом первого блока 16₁ фильтрации, временной обработки сигнала и синхронизации, четвертый выход блока 25 управления соединен с управляемым входом второго блока 16₂ фильтрации временной обработки сигнала и синхронизации, пятые N₀ выходов блока 25 управления соединены с управляемыми входами N₀ аналого-цифровых преобразователей 17₁-17_N0.

Таким образом, из передатчика 1 (Фиг.1), осуществляющего способ-прототип, исключены:

- N₀/2 модуляторов 5_N0/2+1-5_N0, осуществляющих модуляцию и формирующих N₀/2 последовательностей информационных квадратурно-модулированных символов,

- N₀/2 блоков 6_N0/2+1-6_N0 дополнения пилотных и защитных символов, формирующих N₀/2 последовательностей информационных квадратурно-модулированных символов с пилотными и защитными символами,

- N₀/2 блоков 7_N0/2+1-7_N0 обратного дискретного преобразования Фурье, осуществляющих обратное дискретное преобразование Фурье N₀/2 последовательностей квадратурно-модулированных символов с пилотными и защитными символами, формирующих на выходах соответственно N₀ последовательности временных отсчетов OFDM символов.

Осуществляют заявляемый способ передачи-приема данных в системе радиосвязи MIMO-OFDM на устройстве, структурная схема которого выполнена на Фиг.3 и 4, следующим образом.

На вход передатчика 1 (Фиг.3) поступает поток входных данных. С входа передатчика 1 поток входных данных поступает на вход блока 3 кодирования. В блоке 3 поток входных данных кодируют, формируя поток кодированных данных, который с выхода блока 3 поступает на вход блока 4 разделения и перемежения последовательностей кодированных данных.

В блоке 4 сформированный поток кодированных данных перемежают и разделяют на N₀/2 подпотоков данных, где N₀≥2, и четно, дублируют каждый подпоток данных, образуя N₀/2 подпотоков данных, причем для каждого четного потока n-й поток данных идентичен n-1 потоку. С выходов блока 4 N₀/2 подпотоков данных поступают на входы модуляторов 5₁-5_N0/2.

В блоках 5₁-5_N0/2 модулируют каждый из подпотоков квадратурной модуляцией, формируя последовательности информационных квадратурно-модулированных символов. При этом, например, квадратурную модуляцию выполняют как квадратурно-фазовую манипуляцию (QPSK) или как квадратурно-амплитудную модуляцию, например 16-QAM. Последовательности информационных квадратурно-модулированных символов с выходов модуляторов 5₁-5_N0/2 поступают на входы блоков 6₁-6_N0/2 дополнения пилотных и защитных символов.

В блоках 6₁-6_N0/2 добавляют в каждую из сформированных последовательностей информационных квадратурно-модулированных символов пилотные символы, формируя, таким образом, последовательности информационных квадратурно-модулированных символов с пилотными символами. Добавляют защитные символы в каждую из сформированных последовательностей информационных квадратурно-модулированных символов с пилотными символами, формируя, таким образом, последовательности информационных квадратурно-модулированных символов с пилотными и защитными символами, которые с выходов блоков 6₁-6_N0/2 поступают на входы блоков 7₂-7_N0/2 обратного дискретного преобразования Фурье.

В блоках 7₁-7_N0/2 осуществляют обратные дискретные преобразования Фурье с каждой последовательностью информационных квадратурно-модулированных символов с пилотными и защитными символами, формируя, таким образом, последовательности временных отсчетов OFDM символов, которые с выходов этих блоков поступают на первые входы цифроаналоговых преобразователей 8₁-8_N0, причем сигнал с блока 7_i где , дублируют, и он поступает на вход блоков 8_2i и 8_2i-1, на управляемые входы которых поступают управляющие сигналы с выходов блока 24 управления (по сигналу синхронизации, поступающему на вход блока 24 управления со второго входа передатчика 1).

В блоке 24 управления формируют соответственно первую и вторую последовательности шагов квантования, причем значения последовательностей шагов квантования отличаются по величине или могут быть смещены относительно шагов квантования друг друга.

Четные последовательности временных отсчетов OFDM символов преобразуют в первую совокупность аналоговых сигналов посредством цифроаналоговых преобразователей с четными номерами из множества цифроаналоговых преобразователей 8₁-8_N0, используя первую последовательность шагов квантования.

Нечетные последовательности временных отсчетов OFDM символов преобразуют во вторую совокупность аналоговых сигналов посредством цифроаналоговых преобразователей с нечетными номерами из множества цифроаналоговых преобразователей 8₁-8_N0, используя вторую последовательность шагов квантования.

Первая совокупность аналоговых сигналов с выходов цифроаналоговых преобразователей с четными номерами из N₀ цифроаналоговых преобразователей 8₁-8_N0, поступает на входы первого блока 9₁ фильтрации и временной обработки сигнала.

Вторая совокупность аналоговых сигналов с выходов цифроаналоговых преобразователей с нечетными номерами из N₀ цифроаналоговых преобразователей 8₁-8_N0, поступает на входы второго блока 9₂ фильтрации и временной обработки сигнала.

В блоке 9₁ по сигналу с блока 24 управления устанавливают входную и выходную тактовую частоту для блоков 9₁, фильтрации и временной обработки сигнала таким образом, что тактовая частота на выходе этих блоков раз меньше, чем тактовая частота на входе этих блоков, осуществляя тем самым временную обработку сигнала, осуществляют фильтрацию и синхронизацию. В блоке 9₁ формируют сигналов для передачи по независимым пространственно-частотным каналам, которые поступают на вход блока 10₁ формирования пространственно-частотного сигнала.

В блоке 9₂ по сигналу с блока 24 управления устанавливают входную и выходную тактовую частоту для блоков 9₂ фильтрации и временной обработки сигнала, таким образом, что тактовая частота на выходе этих блоков в раз меньше, чем тактовая частота на входе этих блоков, осуществляя тем самым временную обработку сигнала, осуществляют фильтрацию и синхронизацию. В блоке 9₂ формируют сигналов для передачи по независимым пространственно-частотным каналам, которые поступают на вход блока 10₂ формирования пространственно-частотного сигнала.

Функционально блоки 9₂ и 9₁ полностью соответствуют блоку 9 прототипа.

В блоке 10₁ модулируют каждый сигнал из первой совокупности аналоговых сигналов соответствующим высокочастотным несущим колебанием, получая первую совокупность радиосигналов, фильтруют первую совокупность радиосигналов и передают через предварительно сформированный первый массив N₁/2 передающих антенн 11₁-11_N1/2, имеющих одинаковую поляризацию, где N₁≥N₀. Реализуя тем самым, если N₁>2, один из вышеупомянутых алгоритмов MIMO: алгоритм Аламоути, алгоритм СВД, алгоритм BLAST или алгоритм частотного разнесения, или, если N₁=2, алгоритм передачи с единственной несущей, причем выбор алгоритма происходит по сигналу с блока 24 управления.

В блоке 10₂ модулируют вторую совокупность аналоговых сигналов высокочастотным несущим колебанием, получая второй радиосигнал. Фильтруют второй радиосигнал и передают через предварительно сформированный второй массив N₁/2 передающих антенн 12₁-12_N1/2, где N₁≥N₀, имеющих одинаковую поляризацию, ортогональную поляризации первого массива N₁ передающих антенн. Реализуя тем самым один из алгоритмов MIMO: алгоритм Аламоути, алгоритм СВД, алгоритм BLAST, или алгоритм частотного разнесения, или, если N₁=2, алгоритм передачи с единственной несущей, причем выбор алгоритма происходит по сигналу с блока 24 управления.

При этом, например, в первой и второй совокупностях аналоговых сигналов различные OFDM символы разделены по частоте. В первом массиве 11₁-11_N1/2 и втором массиве 12₁-12_N1/2 передающих N₁/2 антенн на передатчике 1 передающие антенны разделены пространственно на расстояние, превышающее несколько длин волн несущего колебания.

В приемнике 2 (Фиг.4) предварительно формируют первый массив 13₁-13_N1/2 и второй массив 14₁-14_N1/2 из N₁/2 приемных антенн, где N₁≥N₀. При этом, например, в первом и втором массивах приемных антенн на приемнике 2 антенны разделены пространственно, на расстояние, превышающее несколько длин волн несущего колебания.

Принимают первый радиосигнал сформированным первым массивом N₁/2 приемных антенн 13₁-13_N1/2, имеющих одинаковую поляризацию, аналогичную первому массиву 11₁-11_N1/2 передающих N₁/2 антенн на передатчике 1.

В приемнике 2 принимают второй радиосигнал сформированным вторым массивом 14₁-14_N1/2 из N₁/2 приемных антенн, имеющих поляризацию, аналогичную второму массиву 12₁-12N₁/2 передающих N₁/2 антенн на передатчике 1 и ортогональную первому массиву 13₁-13_N1/2 из N₁/2 приемных антенн на приемнике 2.

С выходов N₁/2 массива приемных антенн 13₁-13_N1/2 первая совокупность радиосигналов поступает на входы первого блока 15₁ пространственно-частотного разделения каналов, где разделяют полученный сигнал на пространственно-частотные каналы, используя, если N₁>2, один из вышеописанных алгоритмов MIMO: алгоритм Аламоути, алгоритм СВД, алгоритм BLAST, или алгоритм частотного разнесения, или, если N₁=2, алгоритм передачи с единственной несущей, и переносят его на промежуточную частоту.

С выходов N₁/2 массива 14₁-14_N1/2 приемных антенн вторая совокупность радиосигналов поступает на входы второго блока 15₂ пространственно-частотного разделения каналов, где, если N₁>2, разделяют полученный сигнал на пространственно частотные каналы, используя один из вышеописанных алгоритмов MIMO: алгоритм Аламоути, алгоритм СВД алгоритм BLAST, или алгоритм частотного разнесения, или, если N₁=2, алгоритм передачи с единственной несущей, и переносят его на промежуточную частоту.

С выходов блока 15₁ принятый второй радиосигнал поступает на входы блока 16₁ фильтрации, временной обработки сигнала и синхронизации, где принятый второй радиосигнал фильтруют и демодулируют, получая восстановленную первую совокупность аналоговых сигналов. Восстанавливают четные последовательности временных отсчетов OFDM символов, таким образом, чтобы подавить взаимную корреляцию четных последовательностей временных отсчетов OFDM символов, переданных разными передающими антеннами из первого массива 11₁-11_N1/2 на передающей стороне (с передатчика 1), причем тактовая частота на выходе блока 16₁ в больше, чем тактовая частота на выходе блока 15₁, таким образом, осуществляют временную обработку сигнала.

С выходов блока 15₂ принятый второй радиосигнал поступает на входы блока 16₂ фильтрации, временной обработки сигнала и синхронизации, где принятый второй радиосигнал фильтруют и демодулируют, получая вторую восстановленную совокупность аналоговых сигналов. Восстанавливают нечетные последовательности временных отсчетов OFDM символов, таким образом, чтобы подавить взаимную корреляцию последовательностей временных отсчетов OFDM символов, переданных разными антеннами из второго массива N₁/2 передающих антенн 12₁-12_N1/2 на передатчике 1, причем тактовая частота на выходе блока 16₁ в больше, чем тактовая частота на выходе блока 16₂, таким образом осуществляют временную обработку сигнала.

Восстановленные четные последовательности временных отсчетов OFDM символов с выходов первого блока 16₁ фильтрации, временной обработки сигнала и синхронизации поступают на входы соответствующих им аналого-цифровых преобразователей с четными номерами из аналого-цифровых преобразователей 17₁-17_N0, на вторые входы которых поступают управляющие сигналы с выходов блока 25 управления (по сигналу синхронизации, поступающему на вход блока 25 управления со второго входа приемника 2). В аналого-цифровых преобразователях 17₁-17_N0 с четными номерами четные восстановленные последовательности временных отсчетов OFDM символов квантуют первой последовательностью шагов квантования, получая квантованные четные восстановленные последовательности временных отсчетов OFDM символов, которые с выходов этих блоков поступают на соответствующие им входы блоков быстрого дискретного преобразования Фурье с четными номерами из блоков 18₁-18_N0 быстрого дискретного преобразования Фурье.

Восстановленные нечетные последовательности временных отсчетов OFDM символов с выходов второго блока 16₂ фильтрации, временной обработки сигнала и синхронизации поступают на входы соответствующих им аналого-цифровых преобразователей 17₁-17_N0 с нечетными номерами, на вторые входы которых поступают управляющие сигналы с выходов блока 25 управления (по сигналу синхронизации, поступающему на вход блока 25 управления со второго входа приемника 2). В аналого-цифровых преобразователях 17₁-17_N0 с нечетными номерами нечетные восстановленные последовательности временных отсчетов OFDM символов квантуют второй последовательностью шагов квантования, получая квантованные четные восстановленные последовательности временных отсчетов OFDM символов, которые с выходов поступают на соответствующие им входы блоков быстрого дискретного преобразования Фурье с нечетными номерами из блоков 18₁-18_N0 быстрого дискретного преобразования Фурье.

В N₀ блоках 18₁-18_N0 быстрого дискретного преобразования Фурье осуществляют прямые дискретные преобразования Фурье над восстановленными последовательностями временных отсчетов OFDM символов, получая, таким образом, последовательности частотных отсчетов OFDM символов, которые с выходов этих блоков поступают на входы соответствующих им блоков 19₁-19_N0 выделения пилотных и защитных символов.

В блоках 19₁-19_N0 выделяют из каждой последовательности частотных отсчетов OFDM символов последовательности восстановленных пилотных символов, а также последовательности восстановленных квадратурно-модулированных информационных символов, которые с выходов этих блоков поступают на входы соответствующих им блоков 20₁-20_N0 оценки и коррекции фазы, которые по последовательности восстановленных пилотных символов оценивают фазу последовательности восстановленных квадратурно-модулированных информационных символов и корректируют ее.

Полученные оценки фаз последовательностей восстановленных квадратурно-модулированных информационных символов с корректированной фазой с выходов блоков 20₁-20_N0 поступают на входы блоков 26₁-26_N0/2 объединения восстановленных квадратурно-модулированных информационных символов, исходя из условия, что для каждого четного n≤N₀ - каждую n-ю и (n-1)-ю последовательности восстановленных квадратурно-модулированных информационных символов с корректированной фазой суммируют с весовыми коэффициентами, получая объединенную последовательность восстановленных квадратурно-модулированных информационных символов с увеличением разрядности.

Объединенные последовательности восстановленных квадратурно-модулированных информационных символов с увеличением разрядности с выходов блоков 26₁-26_N0/2 объединения восстановленных квадратурно-модулированных информационных символов поступают соответственно на входы демодуляторов 21₁-21_N0/2, которые демодулируют последовательности восстановленных квадратурно-модулированных информационных символов с корректированными фазами, получая, таким образом, N₀/2 восстановленных подпотоков данных. N₀/2 восстановленных подпотоков данных с N₀/2 выходов демодуляторов 21₁-21_N0/2 поступают соответственно на N₀/2 входов блока 22 объединения и деперемежения восстановленных потоков кодированных данных, в котором объединяют восстановленные подпотоки данных, которые потом поступают на вход блока 23 декодирования, выход которого является информационным выходом приемника 2.

Для лучшего понимания осуществления заявляемого способа передачи-приема данных в системе радиосвязи MIMO-OFDM, в частности последовательности действий, относящейся к формированию первой и второй последовательностей шагов квантования и преобразования четных и нечетных последовательностей временных отсчетов OFDMA символов соответственно в первую и вторую совокупности аналоговых сигналов с использованием сформированных первой и второй последовательностей шагов квантования на передающей стороне (в передатчике 1), а также обратных действий на приемной стороне (в приемнике 2) приведем следующий пример.

Пусть передатчик 1 передает символы из алфавита x∈{-3, -1, 1, 3}, a G=2.4 and α=1.2. Первое описание выходного сигнала задают как s₁=round(x×G), а выходной алфавит первого передатчика s₁∈{-7, -2, 2, 7}.

Второе описание выходного сигнала задают как s₂=round{x×G×α), а выходной алфавит второго передатчика в этом случае - s₂∈{-9, -3, 3, 9}.

Оба эти сигнала ограничены количеством уровней квантования:

Шаг квантования первого описания сигнала равен . Выходная мощность передатчика 1 в соответствующих единицах измерения должна быть равна s'₁Δ₁.

Шаг квантования второго описания сигнала составляет . Выходная мощность передатчика 1 в соответствующих единицах измерения должна быть равна s'₂Δ₂.

Мощность, принимаемая на первой антенне, должна быть равна y₁=K₁s'₁Δ₁, где K₁ - коэффициент передачи канала, известный на стороне приемника 2.

Мощность, принимаемая на второй антенне, должна быть равна y₂=К₂s'₂Δ₂, где К₂ - коэффициент передачи канала, известный на стороне приемника 2.

При выполнении операций с высокоскоростными последовательными данными на приемнике 2 из-за ограничения входных уровней квантования шаг квантования на приемнике 2 составляет Δ'_i=K_iΔ_i, i∈{1, 2}. При параллельных операциях на приемнике 2 число уровней квантования может быть увеличено с целью обеспечения одинакового шага квантования на разных ветвях разнесения, т.е. and . Коэффициенты а и b следует выбирать, чтобы выполнялось равенство . Для упрощения положим K₁=K₂=1. В этом случае а и b являются минимальным целыми числами, такими что . Очевидно, что эти числа составляют 5 и 6.

Таким образом, сигнал для декодера равен Y=as'₁+bs'₂. Общий шаг

квантования может быть сокращен. Приемник 2 выполняет суммирование с увеличением количества уровней квантования Y=5y₁+6y₂.

Выходной алфавит в таком случае Y∈{-89, -28, +28, +89}. Минимальное выходное число составляет 5×16+6×16=166

Технический эффект заявляемого изобретения подтвержден результатами проведенного компьютерного моделирования (см. Фиг.5-13). Во всех случаях моделирования исследовался простейших пример двух передающих и двух приемных антенн, имеющих ортогональную поляризацию, то есть N₀=N₁=2.

Пусть первая последовательность шагов квантования будет эквидистантной с общим шагом а вторая последовательность шагов квантования будет эквидистантной с общим шагом .

Поиск минимума внутрисистемного шума, дисперсия которого измерена в относительных единицах, является оптимизационной задачей от двух параметров, как это показано на Фиг.5-12. Оптимальные значения параметров G, α могут быть определены для типов модуляции 16QAM и QPSK из этих фигур. На Фиг.13 приведено сравнение по пропускной способности заявляемого алгоритма и стандартного алгоритма с пространственным разнесением. Параметры кодирования и модуляции следующие: OFDM 128 символов, модуляция 16 QAM, кодирования Витерби с перемежением с параметрами k=9 R=1/2 (0753, 0561), длина информационной последовательности L=176 бит. Модель канала соотвествует модели канала СМ1, определенной в работе (Jeff Foerster Channel Modeling Sub-committee Report // Intel 02/490r1-SG3a [12]). Кривая А соответствует заявляемому алгоритму, кривая В соответствует алгоритму прототипа. Дана зависимость относительной пропускной способности от отношения сигнал-шум на кодовой символ. Полученный выигрыш по уровню 95% пропускной способности достигает 1 дБ.

Таким образом, заявляемый способ передачи-приема данных в системе радиосвязи MIMO-OFDM и устройство для его осуществления позволяют увеличить пропускную способность системы радиосвязи MIMO-OFDM и снизить энергопотребление приемного и передающего радиочастотных трактов.

Изобретение относится к области радиотехники и может использоваться для передачи данных в системе радиосвязи. Достигаемый технический результат - увеличение пропускной способности системы радиосвязи и снижение энергопотребления. Способ характеризуется тем, что формируют поток кодированных данных, перемежают его, разделяют на N_o/2 подпотока данных, формируют N_o/2 последовательностей информационных квадратурно-модулированных символов с пилотными и защитными символами, осуществляют обратные дискретные преобразования Фурье с каждой из упомянутых последовательностей, формируют первую и вторую последовательности шагов квантования, преобразуют в аналоговые сигналы, осуществляют пакетную и посимвольную синхронизацию, осуществляют временное мультиплексирование, совокупности радиосигналов передают по независимым каналам. 6 з.п. ф-лы, 13 ил.

1. Способ передачи-приема данных в системе радиосвязи MIMO-OFDM, заключающийся в том, что поток входных данных кодируют, формируя поток кодированных данных, сформированный поток кодированных данных перемежают и разделяют на N₀/2 подпотоков данных, где N₀≥2 и N₀ четное, модулируют каждый из N₀/2 подпотоков квадратурной модуляцией, формируя последовательности информационных квадратурно-модулированных символов, добавляют в каждую из N₀/2 сформированных последовательностей информационных квадратурно-модулированных символов пилотные символы, формируя, таким образом, N₀/2 последовательностей информационных квадратурно-модулированных символов с пилотными символами, добавляют защитные символы в каждую из сформированных N₀/2 последовательностей информационных квадратурно-модулированных символов с пилотными символами, формируя, таким образом, N₀/2 последовательностей информационных квадратурно-модулированных символов с пилотными и защитными символами, осуществляют обратные дискретные преобразования Фурье с каждой N₀/2 последовательностью информационных квадратурно-модулированных символов с пилотными и защитными символами, формируя, таким образом, последовательности временных отсчетов OFDM символов, формируют первую и вторую последовательности шагов квантования, дублируют каждый подпоток данных, образуя N₀ подпотоков данных, причем каждый четный подпоток n идентичен подпотоку n-1, четные последовательности временных отсчетов OFDM символов фильтруют и преобразуют в первую совокупность аналоговых сигналов, используя первую последовательность шагов квантования, путем цифроаналогового преобразования, нечетные последовательности временных отсчетов OFDM символов фильтруют и преобразуют во вторую совокупность аналоговых сигналов, используя вторую последовательность шагов квантования, в первой совокупности аналоговых сигналов, осуществляют пакетную и посимвольную синхронизацию, осуществляют временное мультиплексирование сигналов, таким образом, из сигналов получают сигналов, где N₁≥N₀ и N₁ четное, формируя, таким образом, первую последовательность сигналов для передачи по пространственно-частотным каналам, во второй совокупности аналоговых сигналов осуществляют пакетную и посимвольную синхронизацию, осуществляют временное мультиплексирование сигналов, таким образом, из сигналов получают сигналов, формируя вторую последовательность сигналов для передачи по пространственно-частотным каналам, в первой и второй последовательностях сигналов для передачи по пространственно-частотным каналам каждый из аналоговых сигналов модулируют соответствующим высокочастотным несущим колебанием, получая первую и вторую совокупности радиосигналов, передают радиосигналы независимо, причем первую совокупность радиосигналов передают по независимым радиоканалам с пространственно частотным разделением, имеющим один тип поляризации, а вторую совокупность радиосигналов передают по независимым радиоканалам с пространственно частотным разделением, имеющим другой тип поляризации, ортогональный первому; на приемной стороне принимают первую совокупность радиосигналов, предварительно сформированным первым массивом приемных антенн, имеющих одинаковую поляризацию, аналогичную первому массиву передающих антенн на передающей стороне, и сонаправленных с первым массивом передающих антенн, принимают вторую совокупность радиосигналов, предварительно сформированным первым массивом приемных антенн, имеющих одинаковую поляризацию, аналогичную второму массиву передающих антенн на передающей стороне, и сонаправленных с вторым массивом передающих антенн, фильтруют и демодулируют принятую первую совокупность радиосигналов, получая первую восстановленную последовательность сигналов для передачи по пространственно-частотным каналам, состоящую из сигналов, фильтруют и демодулируют принятую вторую совокупность радиосигналов, получая вторую восстановленную последовательность сигналов для передачи по пространственно-частотным каналам, состоящую из сигналов, восстанавливают четных последовательностей временных отсчетов OFDM символов из первой восстановленной последовательности сигналов для передачи по частотным каналам, таким образом, чтобы подавить взаимную корреляцию четных последовательностей временных отсчетов OFDM символов, восстанавливают нечетных последовательностей временных отсчетов OFDM символов из второй восстановленной последовательности сигналов для передачи по частотным каналам, таким образом, чтобы подавить взаимную корреляцию нечетных последовательностей временных отсчетов OFDM символов, четные восстановленные последовательности временных отсчетов OFDM символов квантуют первой последовательностью шагов квантования, получая квантованные четные восстановленные последовательности временных отсчетов OFDM символов путем аналого-цифрового преобразования, нечетные восстановленные последовательности временных отсчетов OFDM символов квантуют второй последовательностью шагов квантования, получая квантованные нечетные восстановленные последовательности временных отсчетов OFDM символов путем аналого-цифрового преобразования, осуществляют прямые дискретные преобразования Фурье над восстановленными последовательностями временных отсчетов OFDM символов, получая, таким образом, последовательности частотных отсчетов OFDM символов, выделяют из каждой последовательности частотных отсчетов OFDM символов последовательности восстановленных пилотных символов, а также последовательности восстановленных квадратурно-модулированных информационных символов, по последовательности восстановленных пилотных символов оценивают фазу последовательности восстановленных квадратурно-модулированных информационных символов и корректируют ее, для каждого четного n≤N₀ каждую n-ую и (n-1)-ую последовательности восстановленных квадратурно-модулированных информационных символов с корректированной фазой суммируют с весовыми коэффициентами, получая объединенную последовательность восстановленных квадратурно-модулированных информационных символов с увеличением разрядности, демодулируют последовательность восстановленных квадратурно-модулированных информационных символов с корректированными фазами, получая, таким образом, восстановленных подпотоков данных, объединяют восстановленные подпотоки данных, деперемежают восстановленный поток кодированных данных, декодируют, получая поток выходных данных.2. Способ по п.1, отличающийся тем, что квадратурную модуляцию выполняют, как квадратурно-фазовую манипуляцию.3. Способ по п.1, отличающийся тем, что квадратурную модуляцию выполняют как квадратурно-амплитудную модуляцию, используя созвездие из 16 точек.4. Способ по п.1, отличающийся тем, что значения сформированных первой и второй последовательностей шагов квантования отличаются по величине.5. Способ по п.1, отличающийся тем, что значения сформированных первой и второй последовательностей шагов квантования смещены относительно шагов квантования друг друга.6. Способ по п.1, отличающийся тем, что в первой и второй совокупностях аналоговых сигналов различные OFDM символы разделяют по частоте.7. Способ по п.1, отличающийся тем, что в массивах передающих приемных антенн на передающей стороне и приемной стороне антенны, имеющие одинаковую поляризацию, разделяют пространственно, на расстояние, превышающее несколько длин волн несущего колебания.