СПОСОБ И УСТРОЙСТВО ДЛЯ ПЕРЕДАЧИ И ПРИЕМА СИГНАЛОВ С ОГРАНИЧЕННЫМ СПЕКТРОМ (ВАРИАНТЫ) Российский патент 2005 года по МПК H04B7/00 H04B7/165 H04L5/00 

Изобретение относится к способам и устройствам для передачи и приема сигналов, имеющих заданные спектры и границы времени действия. В части передачи сигнала изобретение относится к способам и устройствам преобразования сигналов, представляемых непрерывными функциями, или дискретными последовательностями импульсов, или последовательностями двоичных чисел, в последовательности волновых пакетов (ВП), формируемых в средах без дисперсии, т.е. с линейной зависимостью фазы от частоты, дополнительно кодированными посредством изменяемых параметров группами импульсов (группами двоичных чисел). В части приема сигнала изобретение относится к способам и устройствам фильтрации принимаемых сигналов волновыми пакетами (ВП) и декодирования отфильтрованных сигналов для получения исходных непрерывных функций, или дискретных последовательностей импульсов, или последовательностей двоичных чисел.

Сигналы типа волновых пакетов (ВП) с конечной шириной спектра, определяемой граничными точками, задают действиями образующих их полей на датчик, например на приемную антенну, усилитель и т.п. В радиотехнике и электротехнике действие элементарного ВП формируют в виде реакций идеальных фильтров на сигнал дельта импульса, у которых полоса пропускания равна спектральной ширине ВП. Термин «действие волнового пакета» (ДВП) применяется при описании формы сигналов посредством синтеза и понимается как элемент, оказывающий воздействие, т.е. при построении модуляторов, а термин «импульсная реакция идеального фильтра» (ИР ИФ) используется для описания выделения сигналов в виде реакции на оказанное воздействие, т.е. при построении фильтров. Понятие элемент в применении к ВП базируется на том, что, будучи единожды созданы устройством (передатчиком), они существуют независимо и существуют до тех пор, пока не окажут воздействие на приемный элемент, произведя своим воздействием работу. Таким образом, в данной заявке ДВП -это реально существующий объект, а ИР ИФ - это виртуальное образование, возникающее при построении фильтров.

Подобные ВП со спектром от 0 до ω, действия которых эквивалентны импульсным реакциям (ИР) идеальных однокомпонентных фильтров (ИОФ) с шириной полосы ω, определяются как

F(t)=sin(ω·t)/(ω·t), где ω - угловая частота.

Они широко описаны в литературе по математике, физике, электротехнике, радиотехнике и т.д. Формирование ДВП осуществляют из значений F(t), взятых в точках дискретизации. Но из-за медленного их затухания во времени относительно периода частоты ω, и в связи с этим большого количества точек дискретизации, реализация вышеуказанных действий ВП затруднительна.

Известны способ и устройство по патенту US 4558454, кл. Н 04 L 25/24, 10.12.1985, в которых цифровыми методами осуществляется формирование сигнала представляющего собой две последовательные по времени и противоположные по знаку дублетные импульсные реакции ИФ. Дублетная импульсная реакция ИФ обеспечивает существенно более быстрое затухание значений токов или напряжений во времени, чем в случае ИР ИФ. Ограниченность действия таких ВП во времени позволяет осуществлять сопряжение цифровых информационных потоков с каналами среды переноса. Недостатком является отсутствие вторичных методов кодирования, формирование только одного канала передачи, который начинается с нулевой частоты, хотя сама нулевая частота отсутствует, и все-таки большое время затухания токов или напряжений во времени. Данный способ не позволяет формировать ВП с широкими спектрами из-за трудностей с цифровой обработкой больших объемов информации, вызванных временем существования данных ВП, что ограничивает его информационную емкость. Данный способ формирования не позволяет также формировать ВП с высокочастотными спектрами, так как предложенный цифровой модулятор обладает тем же недостатком. И, наконец, пропускная способность канала, сформированного этим способом, ограничена шириной формируемого ВП, так как данный ВП имеет бинарный характер без группового кодирования, а удвоение спектра, вызванное его цифровым переносом, ничем не скомпенсировано.

Известны способ и устройство по патенту RU 2160509, кл. Н 04 L 27/34, 10.12.2000, в которых предложено использовать для формирования сигнала методы дискретизации спектров определенной формы. Спектр сигнала данного патента эквивалентен спектру сигнала предложенного в предыдущем патенте, а значит данный сигнал, несмотря на оригинальный способ формирования, также представим в виде дублетных импульсных реакций (ДИР) ИФ. При этом для повышения скорости передачи информации, используются вариации величины задержки относительно друг друга ИР ИФ внутри ДИР ИФ между ее парафазными амплитудами. Недостатки данного способа, эквивалентные недостаткам описанного выше решения, обусловлены длительным временем затухания во времени ДИР ИФ. Другим недостатком данного и предыдущего способов является форма спектра используемого ими сигнала, которая не позволяет с помощью его спектра выделять спектры произвольной формы и ширины без искажений выделяемого сигнала.

Техническим результатом, на достижение которого направлено изобретение, является создание взаимно обратимого способа прямого и обратного преобразований непрерывных сигналов и цифровых информационных потоков в волновые носители этих потоков, а также устройства для реализации этого способа. Создание взаимно обратимого способа преобразования непрерывных сигналов достигают путем отказа от модуляции несущей, заменяя его кодированием (модуляцией) волновых пакетов. В данном случае нагрузка носителя информацией не сопровождается трансформацией исходного спектра носителя, поэтому термин кодирование волновых носителей или создание волновых пакетов вполне соответствует способу изобретения. Техническая реализация прямого преобразования (кодирование волновых носителей) позволяет расширить и унифицировать возможности сопряжения произвольно задаваемых временными (импульсными) или частотными (спектральными) параметрами потоков информации с дискретными по частоте каналами передачи. При этом частотная ширина каждого канала определена периодом следования посылок информации или шириной спектра непрерывного сигнала, а его расположение произвольно на оси частот. Совокупность таких каналов составляет множество (диапазон) каналов передачи, осуществляющих коммутацию информационных потоков между передающей и приемной частями. Техническая реализация обратного преобразования - фильтрация радио- или видеосигналов волновыми носителями - расширяет и повышает избирательность выделения частотных каналов путем построения управляемых фильтров на основе процедуры свертки ВП с сигналом. Следствием такого единообразия является улучшение физических, экономических и надежностных характеристик в сравнении с выполняющими аналогичные функции известными устройствами.

Указанный технический результат достигается тем, что в способе генерации, передачи, приема и селекции сигналов с ограниченным спектром

упорядочивают поток информации произвольного формата в поток двоично-дискретных символов оптимального формата для передачи и приема формата;

преобразовывают путем управления генерацией перемножаемых базовых волновых пакетов (ВП) каждый двоично-дискретный символ потока в действие волнового пакета (ДВП), образующего частотный канал заданного диапазона передачи, и, имеющего ограниченный во времени интервал действия на датчики поля образующего ДВП;

преобразовывают поток двоично-дискретных символов в поток действий волновых пакетов (ПДВП) путем суммирования на интервале времени действия одного ДВП частей всех одновременно присутствующих, предыдущих и последующих получаемых в ответ на символы потока данных, синтезируемых ДВП, интервалы, следования которых в потоке определяют параметры базовых ВП, входящих в виде мультипликативных компонент в состав каналообразующих ДВП;

передают сформированный суммарный сигнал в среду распространения;

принимают суперпозицию сигналов, одновременно присутствующих в среде распространения;

ограничивают спектр принятого сигнала заданным диапазоном;

квантуют принятый ограниченный по спектру сигнал с частотой выборки, определяемой шириной спектра выделяемого сигнала;

в ответ на каждую выборку уровня принимаемого сигнала путем управления генерацией перемножаемых импульсных реакций (ИР) базовых однокомпонентных идеальных фильтров (ОИФ) синтезируют импульсные реакции (ИР) многокомпонентного идеального фильтра (МИФ), с прямо пропорциональной значению выборки амплитудой ИР, с интервалом времени действия ИР, ограниченным во времени, и с полосой пропускания МИФ, равной сумме спектров базовых однокомпонентных ИР;

выделяют сигнал в заданном частотном канале путем суммирования на интервале времени действия одной ИР МИФ частей всех одновременно присутствующих, предыдущих и последующих, синтезируемых ИР получаемых в ответ на выборки уровней квантованного сигнала, интервалы следования которых определяют параметры базовых ИР, входящих в виде мультипликативных компонент в состав образующих МИФ ИР;

дешифрируют выделенный сигнал в поток двоично-дискретных символов передаваемого формата для последующего преобразования в исходный поток двоичной информации.

Указанный технический результат достигается тем, что в способе генерации сигналов для передачи с ограниченным спектром

упорядочивают поток информации произвольного формата в поток двоично-дискретных символов оптимального формата для передачи и приема формата;

преобразовывают путем управления генерацией перемножаемых базовых волновых пакетов (ВП) каждый двоично-дискретный символ потока в амплитуду действия волнового пакета (ДВП), образующего частотный канал заданного диапазона передачи и имеющего ограниченный во времени интервал действия на датчики поля образующего ДВП;

преобразовывают поток двоично-дискретных символов в поток действий волновых пакетов (ПДВП) путем суммирования на интервале времени действия одного ДВП частей всех одновременно присутствующих, предыдущих и последующих, получаемых в ответ на символы потока данных, синтезируемых ДВП, интервалы следования которых в потоке определяют параметры самого широкого базового ВП, входящего в виде мультипликативной компоненты в состав каналообразующих ДВП;

передают сформированный суммарный сигнал в среду распространения.

Указанный технический результат достигается также тем, что в вышеуказанном способе

управлением генерацией ограниченного во времени действия волнового пакета (ВП) осуществляют формирование амплитуды действия каналообразующего волнового пакета пропорциональной значению каждого четного символа упомянутого потока, формируя, таким образом, четный сигнал для передача-управлением генерацией ограниченного во времени действия волнового пакета (ВП) осуществляют формирование амплитуды действия каналообразующего волнового пакета, пропорциональной значению каждого нечетного символа упомянутого потока, формируя, таким образом, нечетный сигнал для передачи;

при этом суммирование всех сформированных сигналов осуществляют таким образом, что интервал времени между амплитудами смежных ДВП двух разных сигналов равен интервалу следования символов потока.

Указанный технический результат достигается тем, что в способе генерации сигналов для передачи с ограниченным спектром

упорядочивают поток информации произвольного формата в поток двоично-дискретных символов оптимального формата для передачи и приема формата;

преобразовывают путем управления генерацией перемножаемых базовых волновых пакетов (ВП) каждый двоично-дискретный символ потока в ширину спектра одного из его базовых ВП, при этом ширина спектра остальных его базовых ВП соответствует значениям предыдущих и последующих символов укладываемых на интервале времени действия волнового пакета (ДВП), образующего частотный канал заданного диапазона передачи;

преобразовывают поток двоично-дискретных символов в поток действий волновых пакетов (ПДВП) путем суммирования на интервале времени действия одного ДВП частей всех одновременно присутствующих, предыдущих и последующих, получаемых в ответ на символы потока данных, синтезируемых ДВП, интервалы следования которых в потоке пропорциональны размерам спектров базовых ВП, входящих в виде мультипликативной компонент в состав каналообразующих ДВП;

передают сформированный суммарный сигнал в среду распространения.

Указанный технический результат достигается тем, что в способе генерации сигналов для передачи с ограниченным спектром

упорядочивают поток информации произвольного формата в поток двоично-дискретных символов оптимального формата для передачи и приема формата;

преобразовывают путем управления генерацией перемножаемых базовых волновых пакетов (ВП) каждый двоично-дискретный символ потока во временной сдвиг спектра одного из его базовых ВП относительно некоторой точки времени, при этом временные сдвиги спектров остальных его базовых ВП соответствуют значениям предыдущих и последующих символов, укладываемых на ограниченном интервале времени действия волнового пакета (ДВП), образующего частотный канал заданного диапазона передачи;

преобразовывают поток двоично-дискретных символов в поток действий волновых пакетов (ПДВП) путем суммирования на интервале времени действия одного ДВП частей всех одновременно присутствующих, предыдущих и последующих, получаемых в ответ на символы потока данных, синтезируемых ДВП, интервалы следования которых в потоке пропорциональны фазам спектров базовых ВП, входящих в виде мультипликативной компонент в состав каналообразующих ДВП;

передают сформированный суммарный сигнал в среду распространения.

Указанный технический результат достигается тем, что в способе генерации сигналов для передачи с ограниченным спектром

упорядочивают поток информации произвольного формата в поток двоично-дискретных символов оптимального формата для передачи и приема формата;

преобразовывают путем управления генерацией перемножаемых базовых волновых пакетов (ВП) каждый двоично-дискретный символ потока в местоположение на оси частот спектров базовых ВП действия волнового пакета (ДВП), образующего частотный канал заданного диапазона передачи и имеющего ограниченный во времени интервал действия на датчики поля образующего ДВП;

преобразовывают поток двоично-дискретных символов в поток действий волновых пакетов (ПДВП) путем суммирования на интервале времени действия одного ДВП частей всех одновременно присутствующих, предыдущих и последующих, получаемых в ответ на символы потока данных, синтезируемых ДВП, интервалы, следования которых в потоке определяют параметры самого широкого ВП, входящего в виде мультипликативной компоненты в состав каналообразующих ДВП;

передают сформированный суммарный сигнал в среду распространения.

Указанный технический результат достигается тем, что в способе генерации сигналов для передачи с ограниченным спектром

упорядочивают поток информации произвольного формата в поток двоично-дискретных символов оптимального формата для передачи и приема формата;

преобразовывают путем управления генерацией перемножаемых базовых волновых пакетов (ВП) каждый двоично-дискретный символ потока в фазу частоты местоположения на оси частот спектров базовых ВП действия волнового пакета (ДВП), образующего частотный канал заданного диапазона передачи и имеющего ограниченный во времени интервал действия на датчики поля образующего ДВП;

преобразовывают поток двоично-дискретных символов в поток действий волновых пакетов (ПДВП) путем суммирования на интервале времени действия одного ДВП частей всех одновременно присутствующих, предыдущих и последующих, получаемых в ответ на символы потока данных, синтезируемых ДВП, а интервалы, следования которых в потоке определяют параметры самого широкого ВП, входящего в виде мультипликативной компоненты в состав каналообразующих ДВП;

передают сформированный суммарный сигнал в среду распространения.

Указанный технический результат достигается тем, что в способе приема и селекции радиосигналов с ограниченным спектром

принимают суперпозицию радиосигналов, одновременно присутствующих в среде распространения;

транслируют на нулевую частоту спектр принятой суперпозиции радиосигналов с помощью двух одинаковых по частоте и ортогональных по фазе гармоник, для получения двух ортогональных проекций видеосигнала;

осуществляют фильтрацию проекций видеосигнала фильтрами нижних частот, полоса пропускания которых превышает ширину выделяемого спектра в несколько раз для минимизации искажений амплитудно-частотной и фазочастотной характеристик спектра выделяемого сигнала;

квантуют отфильтрованные проекции видеосигнала с частотой выборки, определяемой шириной спектра выделяемого сигнала;

формируют абсолютные значения уровней напряжений или токов реконструируемого видеосигнала из выборок двух ортогональных проекций путем вычисления по теореме Пифагора;

формируют знаки вычисленных значений уровней напряжений или токов реконструируемого видеосигнала путем подстановки знака выборки одной из упомянутых ортогональных проекций видеосигнала, который инвертируют с частотой в два раза превышающей частоту расхождения частот генераторов приемника и передатчика;

формируют значения уровней напряжений или токов реконструируемого видеосигнала, содержащих выделяемый спектр, путем наложения на реконструированные абсолютные значения реконструированных знаков;

в ответ на каждое значение уровня реконструированного видеосигнала путем управления генерацией перемножаемых импульсных реакций (ИР) базовых однокомпонентных идеальных фильтров (ОИФ) синтезируют импульсные реакции (ИР) многокомпонентного идеального фильтра (МИФ), с прямо пропорциональной значению выборки амплитудой ИР, с интервалом времени действия ИР ограниченным во времени, и, с полосой пропускания МИФ равной сумме спектров базовых однокомпонентных ИР;

выделяют значения полезного сигнала в заданном частотном канале путем суммирования на интервале времени действия одной ИР МИФ частей всех одновременно присутствующих, предыдущих и последующих, синтезируемых ИР получаемых в ответ на каждое значение уровня реконструированного видеосигнала, интервалы, следования которых определяют параметры базовых ИР, входящих в виде мультипликативных компонент в состав образующих МИФ ИР;

дешифрируют выделенный сигнал в поток двоично-дискретных символов передаваемого формата для последующего преобразования в исходный поток двоичной информации.

Указанный технический результат

достигается тем, что в способе приема и селекции радиосигналов с ограниченным спектром

принимают суперпозицию радиосигналов, одновременно присутствующих в среде распространения;

транслируют на нулевую частоту спектр принятой суперпозиции радиосигналов с помощью двух одинаковых по частоте и ортогональных по фазе гармоник, для получения двух ортогональных проекций видеосигнала;

осуществляют фильтрацию проекций видеосигнала фильтрами нижних частот, полоса пропускания которых превышает ширину выделяемого спектра в несколько раз для минимизации искажений амплитудно-частотной и фазочастотной характеристик спектра выделяемого сигнала;

квантуют отфильтрованные проекции видеосигнала с частотой выборки, определяемой шириной спектра выделяемого сигнала;

в ответ на каждую выборку уровня отдельно опорной и отдельно ортогональной проекций реконструируемого видеосигнала путем управления генерацией перемножаемых импульсных реакций (ИР) базовых однокомпонентных идеальных фильтров (ОИФ) синтезируют ограниченные во времени импульсные реакции (ИР) многокомпонентного идеального фильтра (МИФ), с прямо пропорциональной значению выборки амплитудой ИР, с полосой пропускания МИФ равной сумме спектров базовых одно компонентных ИР;

выделяют значения отдельно опорной и отдельно ортогональной проекций полезного сигнала в заданном частотном канале, формируя амплитудно-варьируемый временной поток ИР МИФ, путем суммирования на интервале времени действия одиночной ИР всех одновременно присутствующих синтезированных ИР, интервалы следования которых определяют параметры базовых ИР, входящих в виде мультипликативных компонент в состав одиночных ИР МИФ;

подстраивают генератор частоты переноса приемника импульсами изменения величины отношения опорной и ортогональной проекций полезного сигнала, добиваясь вырождения одной проекции;

дешифрируют оставшийся сигнал в поток двоично-дискретных символов передаваемого формата для последующего преобразования в исходный поток двоичной информации.

Математические выражения имеющих возможность технической реализации действий ВП должны подчиняться требованию затухания во времени этих действий в выделенной точке пространства и требованию конечности значений параметров полей, образующих эти действия в выделенной точке пространства в произвольный момент времени. Математические выражения действий ВП, удовлетворяющих этим требованиям и составляющих формализованною сторону метода изобретения, состоят из полиномов от функций, отнесенных к полиномам от времени. Представление этих полиномов в виде произведения их корней дает произведение простых функциональных дробей, где числитель - линейная функция линейного аргумента, а знаменатель - просто линейная функция. Каждая функциональная дробь является действием некоторого ВП. Такие ВП называются базовыми ВП, или БВП. Само же математическое выражение произведения функциональных дробей называется многокомпонентным мультиплексным преобразованием (ММП), а физический объект, получаемый путем технической реализации ММП произведением волновых пакетов (ПВП). Среди всех возможных простых функциональных дробей существуют простые взаимно упорядоченные дроби, где их полюсы (они же корни полинома знаменателя в выражении ММП) должны быть скомпенсированы нулями ВП (они же корни функционального полинома числителя в выражении ММП) в центральных точках компонент ММП. Центральные точки сигналов, формируемых посредством ПВП, есть точки осевой симметрии. Математически центральные точки описывают нулевым отсчетом времени, которое является собственным действием некоторого собственного же БВП. Центральные точки компонент собственных БВП некоторого произведения ВП не обязательно совпадают с собственным временем произведения ВП. Центральная точка самого широкого в спектральном отношении собственного БВП является центральной точкой ДВП (ЦТ ДВП). Интервал времени между ЦТ ДВП и собственной центральной точкой какого-нибудь собственного БВП данного ДВП называется фазовым числом компоненты ДВП (ФЧК ДВП). Значение поля в ЦТ ДВП максимально. Самой общей формулировкой данного условия является совпадение корней полинома знаменателя с полиномом, который получают из аргументов функционального полинома числителя. Другим условием реализации конструктивных ДВП является наличие нулей, не скомпенсированных полюсами. Кроме базовых ВП, представленных конечными спектральными интервалами, в составе сомножителей БПВ возможно присутствие гармонической функции, которая представляет частотную точку, в окрестностях которой расположено ПВП. Формируемые посредством таких ПВП действия ВП имеют конечные интервалы времени существования. Интервалы времени существования определяют из условия того, что локально максимальные значения полей, образующих ДВП (как и все другие значения ДВП), затухают на этих интервалах от амплитуды в центральной точке ДВП до практически минимально приемлемых значений на концах этих интервалов. Физически данные интервалы времени определены временем действия (ВД) ВП на приемный датчик или преобразователь. Порядок минимальных значений ДВП в начале и конце ВД определен погрешностью реализации произведения ВП в создаваемом им действии ВП, исходя из чувствительности приемопередающего тракта. Наличие ЦТ и нулей ДВП позволяет формировать из них непрерывные потоки (цепи), в которых ЦТ текущего ДВП встраиваются в нули тех ДВП потока, ВД которых пересекается с ВД текущего ДВП. Длина ВД ВП определена степенью затухания ПВП, которая равна степени полинома от времени знаменателя. Данное изобретение предлагает варианты построения не только классических, но и самых произвольных модуляторов, демодуляторов и фильтров единым способом путем реализации произведения ВП (ПВП), являющегося общим описанием процедуры кодирования произвольной информацией функции нескольких базовых волновых пакетов.

Базовые ВП, действия которых определены выше, имеют спектр, ограниченный конечным интервалом частот с определенной формой, заранее выбранной по тем или иным свойствам разработчиком сигнала. Базовыми они называются потому, что их спектры являются примитивами (для конкретных исходных данных) и их задают одним параметром, например шириной с нормированной на единицу амплитудой и нулевой фазой. При этом форма спектра всех БВП будет одинакова. Иными словами БВП это неразборные элементы построения волновых носителей. Различные произведения ВП в виде соответствующих математических выражений дробей функциональных полиномов произвольного вида отображают информацию, представленную числами (или выборками чисел), в непрерывные функции. Спектры Фурье этих функций, являясь сверткой спектров всех входящих в модулируемый волновой пакет базовых ВП, имеют конечные интервалы частот, определяющих параметры реальных волновых посылок. Сами ПВП, являющиеся интегралами Фурье определенных конечных частотных интервалов, описывают действия полей, образующих ВП (ДВП), на приемный датчик или преобразователь, например на антенну, входной усилитель кабельного приемника и т.п. ВП - это конечные волновые объекты, поток которых однозначно отображает поток передаваемой информации путем реализации их ДВП. Спектральные параметры потока ВП и временные параметры потока информации при выборе БВП определенного типа близки к условиям оптимальности (предельная теорема Шеннона). Данное утверждение может быть доказано строго при соответствующем выборе БВП и применении методов сходимости последовательностей.

Любое действие ВП, описываемое конкретным ПВП, представляет число (цифровой сигнал). Совокупность действий ВП, представляющих конкретный набор чисел на интервале времени, равном длительности времени действия (ВД) отдельного ВП, выполняет функцию модулятора, формирующего сигналы волн связи. При этом числа, являющиеся исходным элементом модуляции, получают в виде двоичных кодов или оцифровкой непрерывного сигнала. В последнем случае непрерывный сигнал имеет спектр Фурье, который может быть либо полностью передан модуляторами данного типа, если он имеет границы, либо может быть передана часть его спектра, вырезанная модуляторами, имеющими плоские спектральные формы БВП. Процедура вырезания части спектра фактически является фильтрацией, а сами модуляторы являются составными частями фильтрующих преобразователей или просто фильтров. В последнем случае ДВП, с помощью которых производится построение фильтрующего модулятора, фактически являются импульсными реакциями многокомпонентных идеальных фильтров (ИР МИФ), полоса пропускания которых равна ширине спектра модулируемых ВП.

Соответствующий изобретению способ передачи непрерывных сигналов осуществляет модуляцию перемножением выборок значений исходного непрерывного сигнала с выборками нормированного на единицу ВП, построенного как ПВП. Полученный результат фильтруют от высших гармоник, получая непрерывный ДВП, который несет порцию информации об исходном непрерывном сигнале. Интервалы выборок задают исходя из временной структуры ДВП, топологию которого определяет множество окрестностей, представленных интервалами времени, задаваемыми, в силу мультипликативности ПВП, нулевыми значениями функций, входящих в состав компонент произведения ВП. Компоненты ПВП выбирают из множества базовых ВП.

Соответствующий изобретению способ передачи дискретной информации заключается в том, что в ответ на числа, полученные в виде двоичных кодов (цифровых символов), формирователь ВП путем перемножения БВП, вычисляя значения и формируя поле ДВП, создает ДВП, занимающее заданный частотный интервал, при этом поток и композиция ДВП являются значениями и полем модулированного видеосигнала или значениями и полем модулированного радиосигнала. Значения чисел формирователь ВП кодирует амплитудами ДВП, либо топологией ДВП, либо местоположением ВП на оси частот, т.е. частотой переноса.

Фильтрация сигнала отличается от формирования сигнала интегрированием процедуры модуляции на интервале ВД, где применение теоремы, проистекающей из теоремы Котельникова, позволяет заменить интеграл конечной суммой, учитывая конечность ВД, в результате чего все аналоговые устройства заменяют цифровыми. Интегрирование заменяют суммированием выборок на интервале ВД. Процедуру выборок осуществляют с частотой, в два раза превышающей максимальную частоту обрабатываемого спектра, которая в любом случае больше ширины рабочего канала. Способ фильтрации сигнала, соответствующий изобретению, заключается в том, что в ответ на числа, полученные оцифровкой непрерывного сигнала, фильтр на основе формирователя ВП путем перемножения БВП создает ДВП, поток которых является потоком значений модулированного видеосигнала либо потоком значений модулированного радиосигнала. Полученные потоки значений видеосигнала или радиосигнала цифроаналоговым преобразованием и фильтрацией преобразуют в поток ДВП, который в свою очередь передают в среду переноса, если формирователь ВП выполнял функцию модулятора, либо дешифрируют, если формирователь ВП выполнял функцию фильтра.

Спектры ВП, формируемые способом, соответствующим изобретению, являются интегралами произведений ВП. Получают их в предположении независимости времени от переменной интегрирования - частоты. Спектры таких ВП состоят из наложений спектров базовых ВП. Частотный спектр каждого из базовых ВП состоит из гиперболически зависящих от времени функций, задаваемых на определенных отрезках оси частот. Формирование ВП осуществляют посредством ДВП путем вычисления произведений нормированных компонент, составляющих ПВП. Число компонент в ПВП равно двоичному логарифму от общего числа базовых спектров в спектре ВП. Для определенного типа БВП верхний предел частоты следования нулей функций числителя, входящих в состав компонент ПВП, равен половине ширины спектра максимального базового ВП.

Множество всех возможных ВП, получаемых таким способом, имеет бесконечную мощность, определяемую произведением размеров всех компонент ПВП, размеры каждой из которых (ширина спектра базовых ВП) равны мощности, определяемой множеством вещественных неотрицательных чисел, из которых состоит ось частот.

Порождаемые произведениями БВП действия ВП, как и спектры их ВП, непрерывны и локальны, т.е. ограничены сверху и снизу во времени и по частоте. Границы существования ДВП определяют интервалы времени, на которых значения напряженности поля ДВП отличны от нуля с определенной погрешностью, а границы спектра ВП определяют интервалы частот, на которых значения частот спектра просто отличны от нуля. Таким образом, каждый формируемый ВП генерирует и частотный канал распространения, определяемый шириной и положением его спектра.

Любая периодическая функция удовлетворяет двум условиям технической реализации ДВП, приведенным выше, и может быть функцией числителя какого-либо БВП. Функцию знаменателя может исполнять произвольная алгебраическая функция первой степени. Так как любая периодическая функция раскладывается в тригонометрический ряд, то математическое выражение спектра синтезируемого ВП данного типа, явно зависящее от времени, получают с помощью тригонометрических преобразований формулы ПВП и ее дифференцирования. При этом сначала путем тригонометрических преобразований переводят произведения в суммы и разности синусов и косинусов, отнесенных ко времени, в степени, которая не меньше числа компонент, являющихся базовыми ВП, а затем дифференцируют и получают выражение синтезированного волнового пакета в виде сумм функций амплитуд на частотных интервалах. В таком представлении функции амплитуд спектра синтезируемого ВП имеют явную зависимость от времени, являющегося независимым параметром. Число этих интервалов равно двум в степени, равной числу компонент ПВП. Таким образом, сигнал, формируемый способом, соответствующим изобретению, представляет собой сумму спектров базовых волновых пакетов, затухающих во времени относительно собственной точки отсчета времени действия ВП, в которой это действие принимает свое амплитудное значение. Собственная точка отсчета времени ДВП является центральной точкой действия волнового пакета (ЦТ ДВП). Данная логическая цепь поясняет характер формируемого заявленным способом сигнала, поясняет термин «волновой пакет» и позволяет вычислять границы сигнала (интервалы затухания) и границы рабочих участков его частотного спектра. Рабочий участок спектра синтезированного ВП выбирают таким образом, что он почти целиком определен амплитудной зависимостью спектра одного из базовых ВП.

Форма спектра ВП, не зависящего явно от времени, может быть вычислена через спектры компонент, входящих в состав произведения ВП сверткой спектров всех его БВП.

Математические преобразования, проведенные для определенного класса БВП, не приводимые здесь, позволяют сделать вывод, что форма спектра в общем случае состоит из участков, каждый из которых описывается алгебраической кривой. Наивысший порядок алгебраической кривой на единицу меньше числа сомножителей в ПВП. Т.е. для определенного класса БВП, спектр ВП образован участками кривых, степень которых на единицу меньше порядка времени затухания действия этого ВП. Из этих участков практический интерес представляют два. Первый - рабочая часть спектра, т.е. участок с априорной зависимостью амплитуды частот спектра ВП, и второй - это весь спектр частот или ширина спектра ВП. Зависимости, выражающие границы этих участков, получают непосредственным интегрированием ПВП.

Границы в общем виде могут быть вычислены следующим образом.

Формула для ПВП содержит N сомножителей, которые являются базовыми ВП. Ширина спектра основного (первого) ВП обозначается как

В-Н=Δ,

где В - верхняя граница спектра,

Н - нижняя граница спектра.

Ширина остальных БВП - как

Δ/N(i),

где N(i) - вещественное неотрицательное число,

i - целое положительное число от 2 до N; N(1)=2.

Число 2, с которого начинают процесс формирования ПВП, учитывает факт удвоения спектра за счет отрицательных частот спектра. Спектр ПВП формируют последовательно в порядке нарастания параметра N, используя при этом процедуру свертки спектров. Начало границы затухания спектра двухкомпонентного ПВП равны:

Δ·[1/N(1)-1/N(2)] - для положительных частот спектра ПВП;

Δ·[-1/N(1)+1/N(2)] - для отрицательных частот спектра ПВП.

Границы всего спектра равны:

Δ·[1/N(1)+1/N(2)] - для положительных частот спектра ПВП;

Δ·[-1/N(1)-1/N(2)] - для положительных частот спектра ПВП.

Осуществляя последовательное построение (математическую индукцию), получают начало спада амплитуды спектра N-компонентного ПВП в следующем виде:

Δ·[1/N(1)-Σ_i(1/N(i))] - для положительных частот спектра ПВП;

Δ·[-1/N(1)+Σi(1/N(i))] - для отрицательных частот спектра ПВП.

Границы всего N-компонентного спектра ПВП равны:

Δ·[1/N(1)+Σ_i(1/N(i))] - для положительных частот спектра ПВП;

Δ·[-1/N(1)-Σ_i(1/N(i))] - для отрицательных частот спектра ПВП.

Тело N-компонентного спектра ПВП, расположенного в границах

от 0 до Δ·[1/N(1)+Σ_i(1/N(i))] - для положительных частот спектра ПВП и

от 0 до -Δ·[1/N(1)+Σ_i(1/N (i))] - для отрицательных частот спектра ПВП.

При N→∞ спектр ПВП имеет распределение амплитуд равное произведению бесконечного числа бесконечно малых спектров, каждый из которых пропорционален спектру основного БВП, а коэффициенты пропорциональности представляют собой произвольную вещественную функцию. Функции, рассматриваемые в изобретении, есть конечные дискретные функции, для которых коэффициенты пропорциональности равны N(i). Числа N(i) далее называются волновыми числами компонент (ВЧК) ПВП.

Границы интервала времени ДВП определены зависимостью

˜1/[(t+α_i)ⁿ·Π_i(Δ/(N(i)],

так как на интервале времени t=Х·N1)/Δ, отсчитываемом от момента времени t=0, то есть относительно ЦТ, ДВП затухает в Xⁿ·Π_I[N(1)/N(i)] раз. Здесь Π_i[(Δ/(N(i)] - нормирующий множитель, α_i - ФЧК соответствующего базового волнового пакета. Выражение для S=-Х_max и S=+Х_max, то есть для первого и последнего номера, определяет погрешность преобразования функции F_n или, что равнозначно, погрешность формирования ВП. Число S равно половине времени существования полей, образующих ДВП, в выделенной точке пространства, а полное время существования ДВП в выделенной точке пространства равно 2*S, которое ранее было определено как интервал ВД ДВП. Далее везде, где это не приводит к путанице слова "в выделенной точке пространства" опускаются. Произведение Π_i осуществляется по i от 1 до n, причем N(1)=2. Условия, накладываемое на ВП границами существования во времени, приводят к трансформации конечного спектра в бесконечный спектр путем "растягивания" фронтов спектрального импульса, спадающих тем не менее в степени, не меньшей степени затухания ДВП во времени. Последнее утверждение верно в силу симметричности прямого и обратного Фурье преобразований и подтверждается расчетами, выполненными на соответствующих математических моделях.

Представление формы сигнала - ДВП.

Формула ПВП математически описывает ДВП, короткие ВД которых образуют путем одновременного действия всех входящих в него базовых ВП, где ширину спектра каждого базового ВП выбирают, оптимизируя отношение ширины спектра ВП к ВД ДВП.

Ширину спектра ВП выбирают исходя из ширины спектра исходного непрерывного сигнала, либо ширины спектра полезного сигнала в исходном непрерывном сигнале, либо частоты следования исходных информационных посылок.

Модуляцию ДВП осуществляют по любому масштабирующему параметру формулы ПВП (не затрагивающему его вида), как-то амплитуда рабочего участка спектра (амплитуда того базового ВП, тело которого определяет этот участок), частоты компонент базовых ВП, фазы компонент базовых ВП и отдельно частота и фаза компоненты ПВП, определяющей место на оси частот. Для сравнения скажем, что классические способы модуляции основаны на управлении исходным сигналом одного из трех параметров несущей частоты. А именно амплитудой несущей частоты, фазой несущей частоты или значением несущей частоты. Причем исходный сигнал должен иметь спектр, расположенный в определенных границах.

Дуальная интерпретация формы сигнала.

Формула ПВП математически описывает быстро затухающие во времени ИР многокомпонентных фильтров (МФ), порядок затухания которых образуют путем одновременного действия всех входящих в него полос базовых фильтров (БФ), где полосу пропускания каждого БФ выбирают, оптимизируя отношение ширины полосы МФ к длине его ИР.

Способы получения сигналов с ограниченным спектром из самых различных исходных сигналов в современной радиотехнике разнообразны и многочисленны. Но все они основаны на едином принципе обработки непрерывного исходного сигнала радиочастотными или статистическими фильтрами. Даже если исходная информация образует дискретный поток, он преобразуется в непрерывный сигнал сначала статистической обработкой, а затем фильтрацией - сначала фильтрами Гаусса, а затем реальными фильтрами. Такая сложная конструкция вызвана тем, что прямая фильтрация дискретного потока информации, имеющего бесконечный спектр, реальными фильтрами с гиперболическими частотными характеристиками вызывает эрозию многократно фильтруемого сигнала, так как спектр сигнала, получаемого фильтрацией реальным фильтром числового потока, не ограничивается полосой пропускания последнего. Многократные фильтрации каждый раз отсекают от спектра сигнала какую-то часть, что и вызывает искажение сигнала, выражающееся в расползании интервалов времени. Итоговая картина усугубляется нелинейностью фазовых характеристик в полосе пропускания реальных гиперболических фильтров. Фильтры Гаусса ограничивают спектры сигналов практически в границах их полосы и фронтов. Фильтрация таких сигналов реальными гиперболическими фильтрами, полоса пропускания которых целиком покрывает спектр фильтра Гаусса, не приводит к искажениям сигнала, связанным с потерей части его спектра. Общим существенным недостатком таких сигналов являются низкие динамические характеристики фронтов нарастания и спада значений. Данный недостаток и вызвал появление различных методов статистической обработки призванных повысить классическое отношение сигнал/шум. Последние можно разделить по методам формирования, например статистический метод сглаживания смены фазы квадратурной амплитудной модуляции и методы шифрации/дешифрации сигнала, реализуемые различными статистическими алгоритмами.

В приведенных выше известных решениях осуществляется преобразование информационных посылок в непрерывный сигнал путем суперпозиции сигналов, являющихся импульсными реакциями (ИР) некоторых БФ, полосы пропускания которых соответствуют спектрам сигналов. Так в патенте US 4558454 сигнал получают суперпозицией двух БВП, имеющих постоянную амплитуду спектра на отрезке, прилегающем к нулю, с полярными и постоянными амплитудами, которые задержаны относительно друг друга на величину равную T_L=2/В-Н. В патенте RU 2160509 сигнал БВП получают методом интегрирования спектров с гармонической зависимостью на выбранном отрезке. Дуальная интерпретация данного сигнала эквивалентна суперпозиции двух базовых ВП, имеющих постоянную амплитуду спектра, произвольно расположенного на оси частот, с полярными и равными между собой амплитудами, которые задержаны относительно друг друга на величину, кратную T_L=2/В-Н, и амплитуды которых дискретно изменяют, кодируя входную информацию. Площади спектров таких сигналов в относительных единицах равны 2/π от площади спектра единичного базового ВП, который представляет собой ВП Котельникова. Базовый ВП Котельникова как известно имеет форму квадрата единичной длины (так называемый шумоподобный спектр). Последнее из приведенных выше известных решений практически реализует потенциальные возможности используемого сигнала, состоящего из суперпозиции действий двух ВП Котельникова. Таким образом теоретический предел таких сигналов ограничен величиной в 2/π от аналогичного предела шумоподобных сигналов. Кроме того, в патенте RU 2160509 указан метод приближения величины 2/π к единице путем предварительного кодирования исходной информации на заранее выбранном интервале, т.е. предварительной обработке информации по определенному алгоритму, предлагаемые к патентованию данной заявкой, формируют методами, которые не предусматривают способов неконтролируемого отсекания спектра гиперболическими фильтрами или слабо контролируемого отсекания энергетики спектра статистической обработкой сигнала. Сигналы, реализуемые способами, соответствующими настоящему изобретению, для дискретных посылок информации допускают спектры, формы которых весьма разнообразны, среди которых есть формы эквивалентные криволинейным трапециям (боковые стороны алгебраические кривые).

Для определенного типа БВП отношение площади части трапеции, занимаемой плоской частью, к площади, занимаемой ее границами, в общем случае может быть представлено формулой вида

2/(Σ_iN(i) -1),

где N(i) - площади спектров базовых ВП в произведении ПВП, причем суммирование производится по i от 2 до N.

Из приведенной формулы отношения площадей спектров следует, что сигналы, создаваемые предлагаемым способом, могут иметь различные границы предельной загруженности. Их наибольшей верхней границей является величина, следующая из теоремы Котельникова. Ее можно определить как границу информационной емкости сигнала, на который наложен шум по Котельникову. Граница по Котельникову состоит из двух сомножителей, первый из которых - частота следования посылок информации, равная удвоенной ширине спектра сигнала ≈N(1), а второй - емкость каждой посылки, отсчитываемой в единицах, равных уровню шума.

В отличие от предела по Шеннону, в пределе по Котельникову сигналы представлены максимально возможными амплитудами. Далее, в трактовке по Котельникову понятие вероятности отсутствует вообще. То есть сам сигнал при выполнении условий второго сомножителя (естественно и первого) полностью однозначен.

Далее, степень затухания ДВП во времени в предлагаемом способе значительно выше аналогичного параметра для приведенных выше известных способов, что выражается в уменьшении объема аппаратуры, требуемой для их реализации и/или увеличения ширины спектра формируемого сигнала.

И, наконец, форма спектра в приведенных выше способах не обеспечивает построения фильтров типа нижних частот (НЧ) или промежуточных частот (ПЧ) на основе их ИР-ДВП (см. ниже).

Преимущества реализации сигналов на основе ДВП.

1. В силу того, что спектр ВП имеет границу, все стандартные виды модуляций и их варианты, примененные к ВП, не приводят к дополнительному увеличению ширины спектра ВП сверх обычно задаваемой этими видами модуляции и не требуют фильтров, ограничивающих спектр сигнала. Например, амплитудная модуляция увеличивает ширину спектра ВП вдвое и не более того.

2. Сами стандартные модуляции получают перемножением ВП, которые создают соответствующие этим модуляциям кодирования ДВП дискретной информации. Данный вывод есть следствие приближения формы спектра ВП, порождаемых ПВП, к форме ВП Котельникова - прямоугольнику.

3. Подобие форм спектров ВП формам временных импульсов, например электромагнитных, порождает соответствующие импульсным модуляциям кодирования параметрами спектрального представления. При этом амплитуды импульсов соответствуют амплитудам спектров, а интервал следования импульсов расщепляется на собственно интервал следования посылок информации и интервал смещения спектров, являющийся элементом кодирования информации. Ниже такие представления рассматриваются как пакетные кодирования. Поле этих кодирований задает форма спектра ВП, определяемая топологией ДВП, задаваемой в свою очередь нулевыми значениями компонент, порождающих их базовых ВП. Данное поле кодирования фактом расщепления интервалов следования ДВП разделено на два элемента, один из которых отклонения ЦТ БВП от ЦТ основного БВП - отображения интервалов следования во временное смещение спектров БВП относительно основного БВП, а другой ширина спектра ВП каждой отдельной посылки ВП - отображения интервала следования в ширину спектра ВП. Таким образом, подобие форм порождает вид модуляции, имеющий две степени свободы, т.е. два независимых параметра кодирования.

4. Полное поле кодирования имеет пять степеней свободы, а именно амплитуду, ширину спектра ДВП, отклонения ЦТ БВП от ЦТ основного БВП, частоту и фазу трансляционной (т.е. определяющей место на оси частот) компоненты ДВП. Таким образом, общее число различных видов кодирования числа параметрами ДВП составляет 2⁵=32. Особо нужно подчеркнуть, что все типы кодирования - модуляций имеют конечные спектры. Конечный спектр имеют и две трансляционные модуляции, соответствующие классическим частотной модуляции и фазовой модуляции, что объясняется видом модулирующего воздействия, которое в данном случае не гармоническое, а дискретное. То есть дискретное действие преобразуется в дискретный спектр. Это же относится и к непрерывному модулирующему воздействию с ограниченным спектром.

5. Полное поле кодирования представляется обобщенным алгоритмом, который наполняет соответствующую ему формулу ПВП конкретными действиями, реализуя соответствующий конкретный вариант осуществления заявленного способа.

6. Непременным условием простой реализации синтезируемого произведения ВП является наличие нулей функции ПВП, которые не скомпенсированы полюсами ПВП. Период следования нулей, если таковой существует, далее обозначен T_L/2. Значения поля ДВП, реализованного по такой формуле ПВП, имеют абсолютный максимум в центральной точке (ЦТ) и по меньшей мере 2·S локальных максимумов, расположенных между смежными нулями ДВП, которые затухают от ЦТ к периферии по гиперболическому закону степени N. Каждое вновь синтезируемое ДВП встраивают в поток ДВП таким образом, что его ЦТ приходится на один из нулей всех, как уже существующих, так и вновь порождаемых ДВП. Такие точки синтезируемого потока ДВП содержат суперпозицию 2·S нулей и одной амплитуды ЦТ. Интервал 2·S имеет длительность, равную времени действия (ВД) произвольного ДВП в единицах T_L. Вне этого интервала поле единичного действия ВП затухает пропорционально числу S^Σm(i), где m(i) - степень зависимости от времени i-го БВП.

Варианты осуществления способа передачи-приема сигналов с использованием ПВП.

Прямое преобразование.

По каждому символу информации - числу, вычисляя параметры произведением выбранных базовых ВП, создают волновые носители - действие волновых пакетов (ДВП), поток которых однозначно представляет соответствующий ему поток символов информации.

Поток информации в общем случае может быть представлен потоком двоичных чисел, амплитуда (значение) и интервал следования которых, в совокупности, отражают мощность потока информации. Таким образом, любой информационный поток передается совокупностью двух своих параметров. В заявленном изобретении предлагается пять независимых вариантов реализации любых информационных потоков.

Амплитудный вариант модулирования ВП

Каждый символ информации - число модулирует каналообразующий ВП, полученный перемножением определенных базовых ВП, путем перемножения числа и соответствующего каналообразующему волновому пакету действия с суммированием со всеми одновременно присутствующими на интервале его ВД предыдущими и последующими ДВП, порождаемыми символами входного потока информации.

В данном варианте интервалы следования ДВП постоянны и согласно теореме Котельникова превышают величину, обратную ширине спектра нормированного на единицу амплитуды ВП, порождающего поток ДВП. Информация кодируется амплитудами ДВП.

Фазовый вариант модулирования ВП

Пакет смежных символов информации - пакет чисел модулирует каналообразующий ВП, полученный перемножением выбранных базовых ВП, путем подбора распределения смещения базовых ВП каналообразующего волнового пакета, соответствующего ДВП, с суммированием со всеми одновременно присутствующими на интервале его ВД предыдущими и последующими ДВП, порождаемыми символами входного потока информации.

В данном варианте амплитуды всех ДВП, входящих в поток ДВП, постоянны. Информация кодируется интервалами следования ДВП. Необходимым условием реализации подобных вариантов является наличие в каждом ДВП следа от интервалов постановки амплитуд других ДВП. След соседних действий ВП проявляется нулевыми значениями данного действия ВП. Эти нулевые значения формируют путем манипуляций со смещением ЦТ компонент ДВП, которые составляют данное произведение ВП.

Частотный вариант модулирования ВП.

Пакет смежных символов информации - пакет чисел модулирует каналообразующий ВП, полученный перемножением выбранных базовых ВП, путем подбора ширины базовых ВП каналообразующего волнового пакета, соответствующего ДВП, суммированием со всеми одновременно присутствующими на интервале его ВД предыдущими и последующими ДВП, порождаемыми символами входного потока информации.

След соседних ДВП в этом варианте реализуют путем манипуляций с частотами компонент ДВП, которые определяются размерами (шириной) спектров соответствующей группы БВП данного волнового пакета.

Вариант модулирования фазы частоты трансляции (переноса) ВП.

Каждый символ информации - число модулирует каналообразующий ВП, полученный перемножением выбранных базовых ВП, путем подбора фазы частоты трансляции (переноса) каналообразующего волнового пакета, соответствующего ДВП, суммированием со всеми одновременно присутствующими на интервале его ВД предыдущими и последующими ДВП, порождаемыми символами входного потока информации.

Данный вариант является прямым аналогом классической фазовой модуляции. Отличие состоит в том, что спектр такого сигнала не является гребенчатым и по форме соответствует амплитудной модуляции. Амплитуды и интервалы следования ДВП постоянны. Информация кодируется пропорциональным изменением фазы трансляционной (несущей) компоненты ДВП, то есть компоненты, задаваемой гармоникой.

Вариант модулирования частоты трансляции (переноса) ВП.

Каждый символ информации - число модулирует каналообразующий ВП, полученный перемножением выбранных базовых ВП, путем подбора частоты трансляции (переноса) каналообразующего волнового пакета, соответствующего ДВП, суммированием со всеми одновременно присутствующими на интервале его ВД предыдущими и последующими ДВП, порождаемыми символами входного потока информации.

Данный вариант является прямым аналогом классической частотной модуляции. Отличие состоит в том, что спектр такого сигнала не является гребенчатым и по форме соответствует амплитудной модуляции. Амплитуды и интервалы следования ДВП постоянны. Информация кодируется пропорциональным изменением частоты несущей компоненты ДВП, то есть компоненты, задаваемой гармоникой.

Выделение спектра частот

Выделение спектра частот из существующего непрерывного сигнала - фильтрация, отличается от вышеприведенного алгоритма кодирования ВП (модуляции ДВП) оцифровкой непрерывного сигнала, то есть вычислением элементов цифрового потока данных, по которым реконструируют сигнал передатчика.

Элементы цифрового потока данных вычисляются на основе теоремы о свертке, при этом одним из свертываемых сигналов является входной непрерывный сигнал, а другим сигналом - импульсная реакция многокомпонентного фильтра (ИР МФ), который представляет собой ДВП, получаемый перемножением заранее выбранных базовых ВП. Интеграл свертки заменяют суммой и осуществляют суммирование значений подынтегрального выражения в точках дискретизации.

Такая замена в спектральном представлении приводит к замене произведения спектра исходного непрерывного сигнала и ВП на сумму бесконечного числа спектров, являющихся произведениями исходного непрерывного сигнала, и МИФ (ВП), сдвинутых относительно друг друга на частоту дискретизации, т.е. сумму транслированных спектров. Поэтому частота дискретизации исходного непрерывного сигнала, а вместе с ним и ИР МИФ (ДВП), выбирается из условия неналожения смежных сдвинутых относительно друг друга произведений спектра исходного непрерывного сигнала и ВП. Для получения непрерывного сигнала достаточно пропустить уровни вычисленных значений через реальный фильтр. Операция фильтрации реальным фильтром предполагает пограничные зоны пустых частотных интервалов, а это означает, что частота дискретизации должна превышать максимальную частоту спектра исходного непрерывного сигнала более чем в два раза. Данная величина рассчитывается в основном из условия неискажения фазово-частотной характеристики (ФЧХ) спектра, т.к. реальные многозвенные фильтры при достаточно хороших эквипотенциальных амплитудно-частотных характеристиках (АЧХ) имеют удовлетворительную линейность ФЧХ на участке менее 0.5 полосы пропускания фильтров. Таким образом, фильтрации реальным фильтром предполагает пограничные зоны пустых частотных интервалов, превышающие по величине сам спектр сигнала, а это означает, что частота дискретизации должна превышать максимальную частоту спектра исходного непрерывного сигнала более чем в четыре раза. Выбор частоты дискретизации зависит от типа реального фильтра, который собирается применить разработчик, так увеличение частоты дискретизации приводит к ослаблению требований, предъявляемых к постоянству уровня АЧХ и постоянства угла наклона ФЧХ. Требования, предъявляемые к такому фильтру, минимальны, поскольку рабочий участок, определяемый постоянством коэффициента передачи и линейностью фазы, много меньше полосы пропускания, а спад полосы пропускания может быть протяженным. С другой стороны максимум частоты дискретизации ограничен быстродействием элементной базы.

Формирование значений выделяемого сигнала

Выделяемый сигнал получают путем фильтрации уровней напряжения или тока, которые формируют сверткой выборок значений входного сигнала и значений импульсной реакции идеального многокомпонентного фильтра (ИР МИФ), состоящего из перемножаемых компонент, являющихся импульсными реакциями многокомпонентных фильтров нижних/промежуточных частот.

Импульсные реакции многокомпонентных идеальных фильтров промежуточных частот отличаются от импульсных реакций многокомпонентных идеальных фильтров нижних частот трансляционной компонентой, представляющей собой гармонику частоты переноса.

Поэтапное описание способа выделения сигнала выглядит следующим образом.

1) Измеряют диапазон значений исходного непрерывного сигнала в единицах шага квантования.

2) Вычисляют для всех возможных ИР МИФ (ДВП), с амплитудами, взятыми из области квантования диапазона исходного непрерывного сигнала, значения, число которых для каждого ИР МИФ (ДВП) равно 2·S·T_L/Td, где Td - частота дискретизации, T_L/2 - период следования нулей ИР МИФ (ДВП), и запоминают их в библиотеке потенциальных ИР МИФ (ДВП). Согласно сказанному выше F_L=2·π/T_L - это величина большая, чем ширина полосы пропускания основного базового ИФ (ширина спектра основного БВП).

3) Измеряют аналого-цифровым преобразователем значения исходного непрерывного сигнала с частотой следования измерений 1/Td, превышающей не менее чем в два раза максимальную частоту спектра исходного непрерывного сигнала.

4) Формируют квадратную матрицу значений активных ИР МИФ (ДВП), состоящую из тех ИР МИФ (ДВП), амплитуды которых совпадают с числами измерений, а порядок поступления, которых определяет порядок расположения столбцов матрицы активных ИР МИФ (ДВП). Число столбцов равно длине интервала ВД в единицах Td. Иными словами каждая ИР МИФ (ДВП) представлена вектором в дискретном пространстве 2·S·Tb/Td измерений.

5) Вычисляют значение отфильтрованного сигнала суммированием значений, расположенных на диагонали матрицы активных ИР МИФ (ДВП). Получаемое таким образом значение является следом (Shpure) матрицы активных ИР МИФ (ДВП). Более подробно указанная процедура выглядит следующим образом. Квадратную матрицу активных ИР МИФ (ДВП) формируют путем сдвига всех столбцов, состоящих из векторов ИР МИФ (ДВП), влево на одну позицию. В результате самый старый вектор-столбец ИР МИФ (ДВП) (соответствующий наиболее старому значению исходного непрерывного сигнала) исчезает, его место занимает следующий по порядку (времени измерения) вектор-столбец и т.д. Освободившееся первое место занимает вектор-столбец, соответствующий вновь измеренному значению.

6) Вычисленные значения цифроаналоговым преобразователем преобразуют в уровни напряжений или токов и фильтруют фильтром нижних частот с характеристиками, аналогичными предварительному фильтру.

Описанный способ реализует как фильтры НЧ, так и фильтры ПЧ. Формула ПВП фильтров ПЧ отличается наличием трансляционной компоненты.

Таким образом, для того чтобы вырезать из спектра принимаемого сигнала полезную часть и при этом не получить наложения из смежного транслированного произведения, необходимо осуществлять дискретизацию с частотой, не допускающей наложения генерируемых процессом дискретизации спектров. Далее если известно, что полезная часть спектрально обособлена, т.е. имеет приграничные зоны пустых частотных интервалов, длина которых не менее длины границы ИР МИФ (ДВП), то реконструкцию значений достаточно производить ИР МИФ (ДВП) с полосой пропускания (телом спектра ДВП), равной ширине спектра любого ДВП, излучаемого передатчиком. Последнее из вышеприведенных условий означает наличие зазора между каналами передачи, длина которых не менее длины границы ИР МИФ (ДВП), т.е. длины нарастания и затухания полосы пропускания.

Вычисляемые по такой процедуре значения будут тем меньше отличаться от значений получаемых при дискретизации исходного сигнала, поступающего к передатчику (если исходный сигнал был непрерывным), чем выше частота дискретизации. Причем в данном случае дискретизацией, накладывающей указанные условия, является дискретизация ВД ИР МИФ (ВД ДВП), в то время как интервал дискретизации фильтруемого сигнала определен шириной полосы пропускания ИР МИФ (ДВП) и соответствующим условием теоремы, подобной теореме Котельникова. Интервал дискретизации влияет лишь на амплитуду выделяемого сигнала. Тем самым применение реального фильтра ставится в зависимость от быстродействия цифровой элементной базы, а это приводит к отказу от последнего 6-го пункта способа фильтрации.

Следствием приведенного выше алгоритма является распространение взаимно однозначного соответствия между числовым потоком определенной частоты и шириной спектра непрерывного сигнала, полученного Котельниковым. Учитывая, что указанное соответствие фактически есть соответствие между плоской частью спектра ВП, полученного ПВП, и числовым потоком, коэффициент полезного действия преобразований осуществляемых ПВП определенного вида (КПД ПВП) равен отношению ширины плоской части спектра ВП к сумме длин его верхней и нижней пограничных областей. Так КПД однокомпонентного ВП Котельникова (БВП) равен единице.

С другой стороны данный результат должен согласоваться с теоремой Шеннона о ширине спектра. Действительно, рассматривая параметры кодирования, фигурирующие в формирователях непрерывных сигналов (способ построения которых изложен ниже в пяти разделах) в качестве носителей бит входной информации, беря шаг квантования не меньше уровня шумов в тракте передачи-приема формируемого непрерывного сигнала, беря плотность носителей бит входной информации в виде двоичного логарифма от диапазона квантования формируемого непрерывного сигнала, можно заключить, что скорость передачи информации, достигаемая устройством, реализованным предлагаемым способом, приближается к произведению ширины спектра формируемого непрерывного сигнала, и двоичного логарифма от отношения диапазона кодирования к шуму в тракте передачи-приема.

Следует заметить, что в отличие от теоремы Шеннона в отношении под знаком логарифма присутствуют не энергии, а потенциалы. Но и рассматриваемый спектр фактически меньше в два раза и равен В. Его удвоение при умножении на частоту переноса компенсируется введением дополнительного канала. Механизм, осуществляющий введение дополнительного канала и сама процедура введения рассматривается в амплитудном варианте способа изобретения. Полученный результат, учитывая то, что участки спектров ДВП, ограниченные плоской частью, шуму подобны, прекрасно согласуются с выводами той же теоремы Шеннона.

Амплитудный вариант осуществления способа, соответствующего изобретению.

Амплитудный вариант, способ формирования которого приводится в изобретении, заключается в том, что:

поток чисел преобразуют в поток амплитудно-модулированных ДВП перемножением базовых ВП, спектры, фазы спектров, частота местоположения и фаза частоты местоположения которых фиксированы, а амплитуды ДВП пропорциональны числам потока.

Вычисление по формуле ПВП в точках дискретизации значения полей напряжений или токов ДВП, число которых равно диапазону изменяемого параметра амплитуды Y(m), осуществляют либо в реальном времени и запоминают в блоках памяти, либо в отложенном времени и также запоминают в блоках памяти. Таким образом, в обоих случаях блоки памяти являются источниками потенциальных ДВП - возможных реакций на все возможные числа источника данных. Последнее, а именно согласование произвольного диапазона входных чисел, зависящего в общем случае от количества разрядов интерфейса связи, осуществляют отдельными преобразователями форматов представления чисел.

Амплитудный модулятор ДВП, создающий поток электромагнитных волн, подобен устройству гортани человека, создающей поток акустических волн. Для процесса передачи информации ДВП является неразборным образованием или квантом энергии, пропорциональной переносимой информации.

В качестве источника данных может выступать любой цифровой массив, полученный либо оцифровкой непрерывного сигнала, либо являющийся изначально цифровым массивом, предназначенным к передаче. Поэтому множество значений, способ формирования которых описан в данном разделе, являются значениями ДВП при построении амплитудного модулятора ВП или множеством значений ИР многокомпонентных идеальных фильтров при построении фильтра.

Для произвольных БВП формула амплитудной модуляции ВП выглядит следующим образом

Fn=Y(m)·Fnn·cos (ψ_ДВП·t),

где Y(m) - изменяемый параметр амплитуды,

Fnn - ядро ММП (ПВП),

cos(Ψ_ДВП·t) - трансляционная компонента ПВП.

Основной характеристикой таких ПВП является наличие периодически повторяющихся нулей функции Fnn, которые не скомпенсированы ее полюсами. Центральные точки (ЦТ) компонент функции Fnn совпадают между собой и ЦТ ДВП, то есть все фазовые числа компонент (ФЧК) равны 0. Волновые числа компонент (ВЧК) в общем случае различны и постоянны для всех Fnn.

Суперпозиция сигналов Fn - это сигнал, который традиционно получают балансной амплитудной модуляцией частоты Ψдвп, с модулирующим сигналом Fnn, являющимся ядром ПВП, также представляющим некоторое ДВП с переменной амплитудной.

Элементы множества потенциальных ДВП - множества действий в ответ на все возможные числа источника данных различающиеся амплитудами Y(m), составляют те ДВП, ВЧК которых намного превышают ВЧК наивысшей по частоте компоненты N(i)≫N(1)=2.

При этом условии спектральная ширина ВП приблизительно равна (В-Н)=Δ.

Множество потенциальных действий ВП можно трансформировать путем формирования одиночных ДВП со знаковыми вариациями амплитуды Y следующим образом. Числа источника данных преобразуют в N-компонентные ДВП, ставя в соответствие числу m источника данных амплитудное значение ДВП Y(m) из диапазона

+Y_max-0 ИЛИ 0-(-Y_max)

с шагом квантования, превышающим уровень шумов тракта на начальном или конечном интервалах 2/T_L ДВП.

В результате каждый элемент сформированного таким образом полного множества значений потенциальных ДВП соответствует одному и только одному числу источника данных. Иными словами, вычисляют значения ДВП в точках дискретизации посредством многокомпонентного мультиплексного преобразования (ММП), выраженного функцией Fnn с амплитудой Y(m). Кодируют группы бит - двоичных импульсов источника данных N-компонентными действиями ВП, ставя в соответствие числу m источника данных, выражающему группу, амплитудное значение ДВП Y(m) из диапазона +Y(max) -Y(max) с шагом квантования, превышающим максимальный суммарный уровень внешних шумов и шумов квантования на начальном или конечном интервалах 2/T_L ВД ДВП. Диапазон Y(m) равен целому кратному диапазона чисел источника данных с шагом квантования не меньшим

ϑ>ϑs=1/[(S·2/Δ)ⁿ·Π(Δ/N(i)]

ϑ>ϑs=1/[(S·2)ⁿ·Π(1/N(i))]

ϑ>ϑs=1/[(S·2/(B-H))ⁿ·Π((B-H)/(N(i))]

ϑ>ϑs=1/[(S·2)ⁿ·Π(1/N(i))]

данного ММП. Здесь ϑs собственный шум формирования, вызываемый ограничением времени существования ДВП, а S·2 - длина ВД ДВП. Формируемые последовательно во времени слова источника данных принимают и преобразуют в посылки - числа Y (m), которые развертывают в наборы значений ДВП, которые сплетают в поток значений ДВП, который преобразуют цифроаналоговым преобразованием в квантованный по уровням напряжений или токов поток действий волновых пакетов (ПДВП), фильтрацией которого получают итоговый непрерывный сигнал. То есть получают поток ДВП, предназначенный для передачи через среду переноса к приемной стороне или для переноса на другую частотную точку, либо получают отфильтрованный входной сигнал приемника с шириной полосы, равной ВП и полностью повторенной частью спектра, которая ограничена плоской частью ВП.

Вычисления границ ПДВП приведены выше в описании общей части способа, соответствующего изобретению.

Выбор конкретного многокомпонентного мультипликативного преобразования ММП (математической формулы ПВП) и частоты дискретизации его значений в данном варианте осуществляют подбором наборов ВЧК (N(i)) путем оптимизации ВЧК, исходя из быстродействия элементов устройства, реализующего способ, ширины выделенных каналов передачи, ширины частотного диапазона каналов, получая в качестве конечного результата удельную (на единицу ширины полосы) и полную скорости передачи.

Дешифрация сигналов составляющих полного потока ДВП приемной стороной основана на определении ЦТ отдельных ДВП, составляющих этот ПДВП.

Следует отметить, что создаваемый передающей стороной полный поток ВП имеет замкнутый спектр и соответствует сигналу, спектр которого заключен в определенных границах и может быть перенесен в любую доступную точку радиодиапазона одним из стандартных методов модуляции, являющейся внешней модуляцией по отношению к ММП. При этом спектр радиосигнала, получаемого внешней модуляцией, может формироваться из различных сигналов, где поток действий ВП расположен либо в верхней области всего радиосигнала, либо в нижней области, свободную же часть области могут занять служебные сигналы (СС).

Сборку последовательности ДВП в поток ДВП (ПДВП), соответствующий последовательности чисел источника данных, осуществляют суммированием всех существующих на текущий момент времени дискретизации значений различных ДВП таким образом, что наивысшие по частоте гармоники -1/T_L, входящие в состав соответствующей компоненты каждого ПВП и его ДВП, расположены либо синфазно, либо противофазно. Пополняют сборку ПДВП до полного ПДВП синхросигналом, либо суммируя с ним значения гармоники синхросигнала, не принадлежащей спектру ПДВП, либо регулярно пропуская ввод значений чисел источника данных.

Синхронизация позитивом (посредством дополнительно использованной гармоники) имеет частотный спектр, который отстоит на некоторый интервал от спектра ДВП. Синхронизацию позитивом встраивают в ПДВП путем суммирования значений ДВП с заранее вычисленными значениями гармоники синхросигнала. В результате полный спектр передаваемого сигнала шире спектра отдельного ДВП на величину, равную интервалам распознавания синхросигнала, расположенным симметрично вокруг синхросигнала. Суммарная ширина интервалов распознавания зависит главным образом от избирательности устройства распознавания (узкополосного фильтра синхросигнала) и ВД ДВП, от которого зависит шум за пределами спектра ДВП.

Синхронизацию негативом осуществляют пропуском постановки информации в регулярно повторяемых моментах времени. Спектр синхронизации негативом фактически отсутствует. Поэтому полный спектр (границы спектра) не превышает спектра отдельно взятого ДВП. Расплатой за такой вид синхронизации является понижение скорости передачи информации. Математически это выглядит следующим образом. Выразим условие периодически повторяющихся нулей через одну из периодических функций например косинус. Тогда ввод в формируемую последовательность действий ВП новых действий ВП и уход предшествующих действий ВП, прекративших свое существование, производят в моменты времени, в которых соблюдается равенство

Cos[(Δ/2)t)=0,

то есть с удвоенной частой Δ=2/T_L, в которой некоторые регулярно повторяющиеся точки ti, соответствующие равенству

cos[(Δ/2)·ti]=0

не занимаются и используются приемной стороной для синхронизации негативом. При этом интервалы времени Tv между такими событиями определены заранее и переданы приемной стороне на предварительных этапах (либо при изготовлении, либо при установке и т.д., либо на начальной фазе или любой другой фазе сеанса связи) на частоте, равной Δ/2=1/T_L, используя оставшиеся точки линейной частоты 2/T_L для синхронизации.

Таким образом, в точках, повторяющихся с периодом, равным T_L/2, являющихся ЦТ некоторого ДВП, полный поток ДВП принимает значения Y(m), равные значениям соответствующих действий ВП. А при синхронизации негативом входного сигнала, принимает нулевые значения, которые соответствуют нулям фазы синхрочастоты 1/Tv. Величина 1/Tv, отнесенная к скорости передачи, и есть коэффициент понижения скорости передачи. Например, для частоты постановки данных 2/T_L этот коэффициент равен T_L/(2·Tv).

Варианты оценки ПДВП приемной частью основаны именно на этих свойствах регулярности ядра Fnn.

Следствием из теоремы подобной теореме Котельникова и трансформированной под ПВП является то, что для восстановления исходного непрерывного сигнала формирование синхросигналов необязательно. Поэтому при передаче непрерывных сигналов аппаратура синхронизации отсутствует, а сам поток информации в канале передачи не разбавлен служебной информацией. Что касается передачи числовых последовательностей, то в этом случае восстановить исходную последовательность на приемном конце без синхронизации можно. Но при этом вычислительные мощности, потребные для такого процесса, осуществляемого в реальном времени, существенно превысят сложность аппаратуры, потребной для синхронизации по одному из приведенных выше алгоритмов. Данное утверждение основано, но том факте, что процедура прямого вычисления будет рекурсивной, содержащей 2·S членов, где 2·S длина ВД ДВП в единицах T_L.

Способ компенсации понижения скорости передачи информации, происходящего из-за удвоения ширины спектра сигнала вследствие переноса спектра в радиодиапазоне.

Описанная выше процедура формирования ПДВП на частотах переноса, равных целым кратным величины 2/T_L, то есть для ММП равных

Fn=Fn n·ехр(j·Ψ_ДВП·t),

где Ψ_ДВП=(2/T_L)·n при целых n≥1,

в силу наличия нулевых значений, задаваемых решениями уравнения

ехр(j·Ψ_ДВП·t)=0,

позволяет создать фазово-смещенный поток ДВП, задержанный во времени относительно вышеописанного потока ДВП и идентичный ему. Фазово-смещенный поток ДВП формируют следующим образом. Разбивают последовательность чисел источника данных на две последовательности четных и нечетных по порядку следования чисел источника данных. Формируют два потока значений ДВП - четный и нечетный, состоящих из ДВП, являющихся реакциями на четные и нечетные числа, соответственно, по порядку их следования в последовательности чисел источника данных. Формируют полный поток ДВП (ПДВП) суммированием значений потока четных ДВП со значениями потока нечетных ДВП, центральные точки которых сдвинуты относительно ЦТ потока четных ДВП на время, которое кратно периоду частоты Δ.

Данная процедура пополнения ПДВП фактически является дополнением ПДВП до полного потока ДВП, так как мощность такого потока может быть приближена к максимальному сколь угодно близко, как по частоте постановки данных, так и по шуму.

Выражение в явном виде сдвига подобного канала равно

cos[Ψ_ДВП·t+ϕ]=0,

где ϕ=π/2+2·π·r - фаза компоненты переноса МПП,

Ψ_ДВП=n·Δ - частота трансляционной компоненты (переноса),

Δ=2·2·π/TL,

t - время,

n>r, где r - целое число.

Из приведенного уравнения следует, что при целых n и r больше 0 эффект максимален. Дешифрацию фазово-смещенных потоков ДВП осуществляют переносом радиосигнала на частоту В-Н=Δ, так как получаемый сигнал является ядром того ММП (ПВП), спектр которого ровно в два раза превышает спектр ядра исходного ММП. Отсюда следует, что оптимальным значением является r=n-1.

Частота постановки ДВП в суммарном потоке равна

2·Δ=4·2·π/T_L

Скорость передачи информации в суммарном потоке ДВП приближена к величине [ln(Ymax)]·4/T_L, которая, учитывая, что при волновых числах компонент, не равных первой компоненте, много больших двойки, так что величина 2·Δ=4·2·π/T_L приблизительно равна удвоенной ширине спектра ВП, приближена к теоретическому пределу скорости передачи данных для соответствующих аналоговых каналов.

Получение полного потока ВП для канала среды переноса осуществляют фильтрацией фильтром нижних частот или полосовым фильтром полного потока уровней поля ДВП путем выделения нужного спектра ПДВП из формируемого цифроаналоговым преобразованием набора транслированных спектров ПДВП, порожденных дискретизацией ДВП. При этом перенос спектра несущей частотой возможно осуществить аналоговыми модуляторами, что соответствует ПВП, в котором умножение на трансляционную компоненту осуществляют аналоговыми методами. Результатом операций переноса спектра, как использующих механизм выделения трансляционных составляющих, так и использующих механизм аналоговых переносчиков спектров, является удвоение спектральной ширины ВП. Но, первое, так как ВП по условиям формирования отстоит от точки нулевой частоты на величину Н или n/Td - Н (где 1/Td - частота дискретизации ДВП), то одна из его боковых полос легко локализуется соответствующим фильтром промежуточной частоты. И, второе, вышеописанный механизм повышения плотности информации полностью переносится на аналоговые переносчики спектров. При этом первый канал переносят синусом, а второй канал переносят косинусом частоты Ψ_ДВП. Формирование значений ПДВП второго канала смещено относительно формирования значений первого канала на фазу, равную ϕ=π/2+2·π·r частоты переноса. Сборку каналов осуществляют объединением их на единой нагрузке.

Формирование фазово-смещенных потоков ДВП для частот Ψ_ДВП, много больших Δ, осуществляют раздельно, вплоть до их передачи усилителю мощности. Объединение фазово-смещенных потоков ДВП осуществляют путем суперпозиции четного и нечетного радиосигналов таким образом, что задержка между ЦТ ДВП двух радиосигналов равна половине интервала времени постановки информации в любом радиосигнале.

Дешифрация полного потока действий ВП приемной стороной основана на определении ЦТ составляющих его действий ВП.

Процедура выделения ЦТ имеет варианты, обусловленные вариантами формирования ПДВП. Это, при синхронизации позитивом, определение ЦТ с помощью одной из частот сопровождения (ЧС) - кратной 2/T_L. Либо при синхронизации негативом используют регулярность структуры ДВП. Дешифрацию уровней значений полей в ЦТ полного потока ДВП, в двоичные числа Y(m), равные двоичным числам источника данных передатчика, осуществляют определением ЦТ с нулевыми значениями, которые были заложены в качестве частоты синхронизации в полный поток ДВП на этапе его формирования.

Формирование местоположения сигнала.

Актуальность преобразования спектра ДВП внешними по отношению к основному ПВП трансляторами вызвана тем фактом, что частота Ψ_ДВП полностью вычисленного ДВП ограничена быстродействием элементов реального устройства, осуществляющих суммирование. Так для амплитудного варианта модулирования двухкомпонентного ВП с погрешностью формирования -70 дБ, то есть с диапазоном Y(m) не менее 12 двоичных разрядов, без учета шумов, привносимых элементами формирования и средой переноса, время существования равно 20 единиц T_L. Поэтому при периоде дискретизации Tk=10^-6 сек, при использовании накапливающего сумматора такт суммирования должен быть не больше Td=5·10^-8.

При использовании параллельного сумматора это время увеличится, по меньшей мере, в 20 раз, т.е. Td=Tk.

Вследствие этого создание устройств на сигнальных процессорах с Ψ_ДВП>5 МГц затруднительно. Но специальный многопроцессорный (с соответствующим количеством арифметико-логических преобразователей) вариант, смещает границу Ψ_ДВП до 30 МГц при соблюдении перечисленных выше условий.

И, наконец, укороченный сигнал, формируемый без использования сумматора методом частотной (широтной) или фазовой модуляций волновых пакетов, смещает границу Ψ_ДВП выше 500 МГц при соблюдении перечисленных выше условий. В этом случае время расходуется только на считывание и преобразование уровня цифроаналоговым преобразователем, поэтому указанная выше цифра в действительности должна быть меньше быстродействия цифроаналогового преобразователя, по меньшей мере, в два раза.

Полное ПВП, выражаемое формулой ММП Fn(t), описывает произвольный сигнал, который имеет две явно независимых части, одна из которых Fnn(t) - ядро ПВП, а другая exp (i·ωt) - транслятор ПВП. Ядро ПВП Fnn(t) задает ширину спектра каналообразующего ВП, а транслятор exp(i·ω·t) задает местоположение каналообразующего ВП на оси частот. Местоположение ПВП на оси частот совпадает с несущей частотой, вокруг которой симметрично расположены частоты спектра каналообразующего ВП. Иными словами ядро - это низкочастотная часть сигнала, а транслятор ПВП - высокочастотная часть сигнала. Разделение по частоте предъявляет различные требования к быстродействию элементов реализации каждой из частей или всех совместно, обеспечивая возможность построения сигналов Fn(t) либо непосредственным вычислением значений полного ПВП, либо вычислением ядра ПВП и аналоговым умножением его на частоту переноса, либо комбинацией обоих вариантов.

Первый вариант переноса каналообразующего ВП (непосредственное вычисление значений полного ПВП) имеет максимальную плотность упаковки спектра канала передачи (с введением фазово-смещенного потока ДВП плотность упаковки приближена к теоретическому пределу), но ограничен низкими и средними частотами, в силу ограниченности мощности вычислительных средств. Данный вариант в совокупности с фильтрацией сигналов по методу ПВП может быть использован для повышения плотности загруженности длинноволновых (ДВ) и средневолновых (СВ) диапазонов. Дальнейшее повышение быстродействия элементной базы и/или перевода алгоритма вычислений с последовательного вычисления на параллельное вычисление отодвигает верхнюю границу в область высокочастотных диапазонов.

Второй вариант переноса спектра ВП имеет плотность упаковки канала в два раза ниже первого варианта. Но при этом, во - первых, плотность упаковки диапазона каналами, равная отношению суммы интервалов, занимаемых каналами в выделенном диапазоне частот, ко всему этому диапазону, в два раза выше первого варианта. Данное соотношение объясняется распаковкой - дешифрацией сигнала в приемнике. Так при расстановке каналов с шагом не меньше (В-Н)·1,5 межканальный зазор при фильтрации составит величину (В-Н)·0,5. То есть при данном способе коэффициент использования диапазона составит величину 1/(1+1,5)=0,4. При тех же условиях, но для зазора, равного (В-Н), коэффициент использования диапазона составит величину 1/(1+2)=0,33. Приводимые коэффициенты получены только при условии высокочастотной фильтрации фильтром значений на основе ИР МИФ (ДВП), трансляционная компонента которого отлична от нуля (ПЧ-фильтр значений на основе ИР МИФ), то есть выделения одной боковой полосы.

Формирование сигнала без участия трансляционной компоненты (частоты переноса), с последующим переносом сигнала, без выделения боковой полосы и зазором (В-Н)·0,5, коэффициент использования диапазона составит 0,5/1,5=0,33 или для зазора (В-Н)-0,5/2=0,25.

И, во-вторых, введение дополнительного фазово-смещенного канала, в котором сборку осуществляют на аналоговом сумматоре (нагрузке), увеличивает приведенные выше цифры плотности упаковки спектра информацией вдвое. Дополнительно следует подчеркнуть, что приведенные выше цифры касаются всего выделенного диапазона, а не отдельного канала. Перенос спектра осуществляется на любую частоту, ограниченную сверху конструктивными особенностями перестраиваемого генератора. Сигнал, являющийся потоком произведений ВП, которые состоят из базовых ВП, имеющих определенную спектральную форму, при почти обратимом переносе (на несущую частоту и обратно) не искажается. Почти обратимость переноса выражается расхождением частот генераторов приемника и передатчика. Математические преобразования, не приводимые здесь, показывают, что для БВП определенного вида расхождение частот генераторов, которое не превышает по абсолютной величине значение половин длины спектра БВП, имеющего ВЧК=2, не искажает тех параметров ПВП, по которым осуществляют синтез потока ПВП. Так для амплитудной модуляции ВП такими параметрами являются период и амплитуда частоты постановки значений. Ниже описан способ, который на основе алгоритма теоремы Пифагора (квадратуры), примененного совместно с фильтрацией фильтрами, созданными на основе ПВП, позволяет создавать потоки ПВП, спектры которых расположены с межканальными зазорами, не превышающими величины Δ/2, равной половине ширины спектра БВП, имеющего ВЧК=2. Для данного варианта расхождение частот генераторов приводит к расширению спектров ПВП на величину этого расхождения, которое сокращает межканальный зазор.

Третий вариант переноса спектра ВП имеет все ограничения первых двух вариантов, которые скомпенсированы постоянством частоты генератора переноса спектра ВП, а следовательно, качеством генератора. Математический эквивалент этого варианта состоит во введении в формулу полного ПВП дополнительного транслятора ПВП, то есть умножении полного ВП (ПВП, в котором присутствует компонента трансляции) на частоту несущей. Синус или косинус частоты дополнительного переноса порождает два полных ПВП, симметричных относительно частоты дополнительного переноса, каждый из которых соответствует боковой полосе дополнительного переноса. То есть данная процедура порождает дополнительные каналы, понижающие плотность упаковки спектра выделенного диапазона информацией, от которых избавляются стандартной процедурой выделения одной боковой полосы. Иными словами, сигнал, перед передачей в канал коммутации, фильтруется соответствующим фильтром нижних частот, если выделяют левую боковую составляющую спектра, либо фильтром верхних частот, если выделяют правую боковую составляющую спектра. После проведения выделения одной из боковых полос третий вариант становится эквивалентным первому варианту. Описанный выше метод введения фазово-смещенного канала оставляет ширину спектра удвоенной, но полностью компенсирует понижение плотности упаковки спектра информацией. Основным достоинством варианта является отсутствие технических ограничений частоты переноса сверху.

Способ выделения ПВП, произвольно расположенного внутри радиодиапазона

В общей части описания способа изобретения, охарактеризована с использованием ПВП возможность создания фильтров общего назначения, получаемых на основе ДВП, амплитуды которых повторяют уровень входного непрерывного сигнала, путем обработки входного сигнала порциями. Амплитудный вариант способа формирования сигнала передачи фактически осуществляет трансформацию сигналов, которые представлены выборками их значений, в ПДВП посредством ПВП. При этом ширина спектра каждого генерируемого передатчиком ДВП меньше удвоенной частоты обработки порциями сигнала при его обработке МИФ (ВП) приемником на произвольную, заранее заданную величину, в том числе сколь угодно малую. Также выше рассмотрены условия расширения способа формирования ПДВП до способа фильтрации сигналов. Основным условием повышения КПД обрабатываемого МИФ (ВП) сигналов являлось ограничение его спектра в области высоких частот. Ограничения спектра частот можно добиться применением соответствующего аналогового фильтра.

Полное преобразование МИФ равно

F(t)=∫(E(t-τ)·Fn(τ)·∂τ,

где ∫ - интеграл от -∞ до +∞, Fn(τ) - ИР МИФ (ДВП), E(t-τ) - входной сигнал.

Спектр F(ω)˜Е(ω) там, где спектр Fn(ω) сигнала Fn(t) прямоуголен. Для получения результата заменяют интеграл суммой

G(t)=Σ_τ(E(t-τ)·Fn(τ)·Δτ),

G(ω)˜Σ_n[F(ω+ξ·n)],

где (2·π)/ξ - интервал шагов суммирования.

К поэтапному способу 1-6, представленному в разделе Формирование значений выделяемого сигнала в начало добавляют:

1') Выбирают полосу пропускания и полосу подавления ИР МИФ (ДВП).

2') Предварительно фильтруют входной сигнал.

Пункт 6 указанного способа либо оставляют, либо изымают в зависимости от целесообразности.

Способ частотно-фазовой синхронизации спектров сигналов при переносах спектров сигналов, имеющих ограниченный спектр частот.

Известен способ, заключающийся в том, что сигналы, имеющие ограниченный спектр, произвольно расположенный на оси частот, распознают выделением их спектров фильтром промежуточной частоты, полоса пропускания которого целиком покрывает выделяемый спектр. Известный способ переноса состоит из трех исполнительных элементов: гетеродина, транслятора спектра (смесителя) и фильтра промежуточных частот (ПЧ). Фильтр ПЧ, в силу конструктивных особенностей реальных фильтров, имеет жестко фиксированную полосу пропускания. Гетеродин является элементом, сканирующим выделенный диапазон частот, который осуществляет поиск рабочего канала. Такое построение есть результат повышенных требований, предъявляемых к частотным и фазовым характеристикам фильтра ПФ. Так как производить высококачественные перенастраиваемые фильтры ПФ неэкономично. Тем не менее, существуют варианты конструкций, которые транслируют полосу пропускания фильтра под спектр сигнала.

В настоящей заявке предлагается модификация основного варианта выделения спектра сигналов, которая состоит в том, что фильтр нижних частот (фильтр НЧ) заменяет фильтр ПЧ. Основной характеристикой выбора промежуточной частоты (ПЧ) является отношение ширины спектра обрабатываемых сигналов к частоте ПЧ, которая прямо пропорциональна ошибке, вносимой расхождением частот (интеграла фаз) генераторов передающей и приемной частей. Расхождение частот в чистом виде проявляется только для приемопередающих систем, не связанных общей частотой синхронизации, из которой формируют частоты гетеродинов приемников и несущие частоты передатчиков. Причем каналы связи (спектры) собственно сигналов и частот синхронизации разделены и независимы. Суть предлагаемой модификации сводится к максимально возможному снижению ошибки несовпадений частот взаимно независимых генераторов приемника и передатчика, т.е. к снижению уровня шумов, обусловленных этой независимостью.

Сигналы, используемые в способах, соответствующих настоящему изобретению, имеют математическое выражение

Φ(t)=Gn(t)·exp(i·Ψ_ДВП·t),

состоящее из двух взаимно независимых частей

Gn(t) - ядра сигнала,

ответственного за перенос информации,

и exp (i·Ψ_ДВП·t) - ранслятор ПВП,

транслирующего ядро на несущую частоту. При этом ядро ВП, т.е. Fnn(t), симметрично относительно нулевой частоты, а ядро сигнала (ядро ДВП), т.е. Gn(t), симметрично относительно частоты, называемой частотной точкой, как правило, отличной от нуля. В условиях комбинированного варианта формирования местоположения сигнала ядро сигнала Gn(t) равно полному произведению ВП для частотной точки

Ωk=(Δ+2·λ)·k,

где Δ=В-Н,

k=0,1... - номер канала связи,

λ=Δ·Σ_i(1N(i)) - половина интервала затухания спектра ВП.

То есть для комбинированного варианта ядро сигнала равно

Gnk(t)=Fnn(t)·exp(i· Ωk·t).

Полный сигнал (реакция на один символ информации) в канале k описывается математическим выражением вида

Φk(t)=Gnk(t)·exp(i· Ωk·t).

Так, например, заявляемые ниже варианты построения сигнала, такие как кодирование частоты и фазы транслирующей компоненты ПВП, имеют ядра, в состав которых входят компоненты, не зависящие явно от времени, чистые гармоники, посредством которых осуществляют кодирование сигнала. Сигнал, который поступает на вход приемника, распознают среди множества подобных сигналов, выделяют из него ядра многокомпонентного МП, которые дешифрируют, извлекая заложенную в них информацию.

Сигнал, который поступает на вход приемника, состоит из суперпозиции множества каналов, каждый из которых описывается функцией Φk(t) в выделенном диапазоне частот. Математическое выражение такого сигнала записывается в виде суммы сигналов отдельных каналов:

Φ(t)=ΣΦk(t)

Заявляемый способ заключается в том, что сигнал, поступающий на вход приемника, сразу переносят на частоту кодирования передатчиком ядра сигнала и затем дешифрируют информацию, заложенную в ядре. Математическая формула, выражающая ядро сигнала k, порожденная гармоникой переноса, следующая:

Φk·exp(i·(Ψ_ДВП±ε)·t)=Gnk(t)·exp(i·Ψ_ДВП·t)exp[i·(Ψ_ДВП±ε)·t]=Gnk(t)·exp[i·(2;0)·Ψ_ДВП·t)·exp[i·(±ε)·t]=Hω{Gnk(t)·exp[i·(±ε)·t]}

Φk·cos(t)=Gnk(t)·exp[i·(±ε)·t],

где Hω{...} - оператор фильтрации высших гармоник,

ε - отклонение частоты перестраиваемого генератора (гетеродина) приемника от частоты транслятора передатчика ψ_ДВП.

Таким образом, сигнал, получаемый применением стандартных методов переноса спектра, отличается от исходного остаточной модуляцией exp[i·(+-ε)·t] амплитуды ПДВП, вызванной ошибкой настройки гетеродина приемника. Для устранения влияния ошибки ε вводят дополнительный канал переноса с ортогональной гармоникой частоты Ψ_ДВП с фазой π/2

exp[i·Ψ_ДВП·t±π/2]=±i·ехр[i·Ψ_ДВП·t].

Математическая формула, выражающая ядро сигнала k, порожденная синусной гармоникой переноса, следующая:

Φk·cos(t)=±i·Gnk(t)·exp[i·(±ε)·t],

Дополнительный канал переноса полностью повторяет основной канал в части аппаратного исполнения и отличается от основного сдвигом частоты на π/2, что достигается, например, получением гармоник cos(Ψ_ДВП·t) и sin(Ψ_ДВП·t) из гармоники sin(4·Ψ_ДВП·t) или cos(4·Ψ_ДВП·t) путем деления на 4. В результате получают четыре гармоники sin(Ψ_ДВП·t), cos(Ψ_ДВП·t), - sin (Ψ_ДВП·t), -cos (Ψ_ДВП·t) частоты Ψ_ДВП. Из них выбирают любые две смежные гармоники в качестве исполнителей переноса для основного и дополнительного каналов переноса спектра сигнала.

Получение сигнала, свободного от ошибки ε, геометрическим методом вычисления квадратуры - теорема Пифагора (ТП).

Сигнал, свободный от ошибки δ, получают путем извлечения квадрата из суммы квадратов опорного и ортогонального сигналов переноса спектра.

±((Φk·sin(ε·t))²+(Φk·cos(ε·t))²))^1/2=±0,5·Gnk(t).

В результате получают сигнал с точностью до постоянного множителя, равный сигналу Gn(t), излучаемому передатчиком.

Операция возведения в квадрат порождает нелинейные зависимости преобразуемого сигнала от ошибки ε. Нелинейные члены после суммирования и извлечения корня квадратного

[(Φ·cos(ε·t))²+(Φ·sin(ε·t))²]^1/2={[ΣGnk(t}]²+F[Rcos, Rsin, ΣGnk(t), cos(ε·t), sin(ε·t)]}^1/2

снимают с сигнала эффект переноса спектра и восстанавливают исходный высокочастотный сигнал, вследствие чего после операции переноса производят фильтрацию оператором Нω{...}.

Операция Н(ω{...} - это фильтр, который удаляет из спектра обрабатываемого сигнала все частоты, начиная с несущей частоты Ψ_ДВП.

Осуществляемое в способе, соответствующем изобретению, преобразование спектра, выделенного под рабочие каналы диапазона частот, выражается следующей математической формулой:

Translate=Sign{±}·[{Hω[(Φ·cos(ε·t)]²+{Hω[Φ·sin(ε·t)]}²]^1/2

Оператор Sign{...} - это последовательность операций, в результате которой вычисляемое значение сигнала получает знак. Введение оператора Sign{...} вызвано тем, что вычисленные по алгоритму ТП значения являются абсолютными величинами. То есть их значения определенны с точностью до знака. Устранение данной неопределенности выделяет частоты ошибки (из всей бесконечной совокупности возможных, но не реализованных в конкретном устройстве отклонений частоты генератора приемника от частоты генератора передатчика.

Варианты определения оператора знака Sign{...}.

1) Вариант, основанный на эволюции знака одной из ортогональных проекций

Sign{...}=(-1)^{Σ∫δsin(ε·t)]·dt·}Int[cos(ε·τ)] или

Sign{...}=(-1)^{Σ∫δsin(ε·t)]·dt·}Int[sin(ε·τ)],

где Int[sin(ε·τ)=[1], при sin(ε·τ)>0,

Int[sin(ε·τ)=[0], при sin(ε·τ)=0,

Int[sin(ε·τ)=[-1], при sin(ε·τ)<0,

δ[sin(ε·τ) - дельта функция,

Σ∫δsin(ε·t)]·dt - бесконечная сумма единиц, генерируемых с частотой, равной 2·ε.

Int[cos(ε·τ)], Int[sin(ε·τ)] - знаки соответствующих проекций.

(-1)^{Σ∫δsin(ε·t)]·dt} - инверсия знака выбранной проекции с частотой, равной 2·ε.

Уравнение

∫δsin(ε·t)]·dt=1 или

∫δcos(ε·t)]·dt=1

определяет точки времени, в которых функция характеризуется событием

Φ·sin(ε·t)]=0, Φ·cos(ε·t)]≠0 или

Φ·cos(ε·t)=0, Φ·sin(ε·t)≠0.

Бесконечную сумму

Σ∫δsin(ε·t)]·dt

заменяют на сумму по модулю 2

Mod2{Σ∫δsin(ε·t)]·dt}.

Сформулированный способ определяет значения переносимого сигнала полностью, так как в точках, в которых нулевые значения сигнала совпадают с нулевыми значениями частоты ошибки ε

Φsin(t)=0, Φcos(t)=0,

сигнал знака не имеет.

Транслированный сигнал, свободный от ошибки переноса ε, получают вычислением вектора сигнала, транслированного в двумерном фазовом пространстве его несущей частоты, путем вычисления по алгоритму ТП абсолютного значения вектора сигнала, направление которого либо совпадает с направлением выделенной проекции, либо противоположно ей, с периодичностью π/ε.

2) Вариант, основанный на эволюции трех из четырех возможных смежно-ортогональных проекций

Sign{...}=(-1)^{Σ∫δsin(ε·t)]·dt·}Int[cos(ε·τ)],

где Int[Scos(ε·t)]=Int[sin(ε·t) при |sin(ε·t)|>|cos(ε·t)|,

Int[Scos(ε·t)]=Int[cos(δ·t) при |cos(ε·t)|>|sin(ε·t)|.

Области определения и области значений задействованных функций приведены в описании предыдущего способа.

Данный оператор снимает неоднозначность во всех своих точках.

Транслированный сигнал, свободный от ошибки переноса ε, получают вычислением вектора сигнала, транслированного в двумерном фазовом пространстве его несущей частоты путем вычисления по алгоритму ТП абсолютного значения вектора сигнала, направление которого либо совпадает с направлением максимальной проекции, либо противоположно ей, с периодичностью π/ε.

Получение сигнала, свободного от ошибки ε, методом подстройки гетеродина.

Сигнал, свободный от ошибки ε, получают путем максимизации одной и минимизации другой ортогональных проекций Φk·sin(t) и Φk·cos(t). Ошибку в этом случае постоянно отслеживают и минимизируют. Исполнительный элемент минимизации ε реализуют на основе управляемого генератора частоты. Исполнительный элемент слежения осуществляет аналого-цифровые замеры отклонения минимизируемой проекции от уровня нуля. Знак ошибки и соответственно знак корректировки η определяют по знаку отклонения замеряемого уровня от уровня нуля.

Транслированный сигнал, свободный от ошибки переноса ε, получают минимизацией одной из ортогональных проекций сигнала в двумерном фазовом пространстве его несущей частоты путем измерения отклонения значения этой проекции от нулевого уровня в плюс или минус.

Первый вариант локализации рабочего канала.

При фиксированной частоте переноса Ψ_ДВП рабочий канал устанавливают путем подбора частоты

Ωk=[(Δ+λ·2)+φ]·k,

где λ - частота гармоники первой компоненты ММП,

λ - половина интервала, занимаемого фронтом спектра ДВП,

φ - межканальный частотный зазор, входящей в ядро сигналов ДВП.

Реализацию фильтров с изменяемым местоположением полосы пропускания осуществляют путем подбора спектра фильтра ИР МИФ (ДВП) из постоянной памяти или от вычислителя, реализующего алгоритм вычисления ПВП.

Фильтры, реализуемые на ИР МИФ (ДВП), в этом варианте являются промежуточными фильтрами, полосы пропускания которых, в совокупности, покрывают весь диапазон изменения каналов связи.

Второй вариант локализации рабочего канала.

При фиксированной полосе пропускания фильтра на основе образующих спектр фильтра ИР МИФ (ДВП), рабочий канал устанавливают путем подбора частоты переноса Ψ_ДВП, которую формируют генератором с управляемой частотой генерации.

Способы выделения сигнала, соответствующие изобретению, не позволяют обрабатывать сигнал на промежуточной частоте (ПЧ) при очень широких спектрах, что связано с быстродействием исполнительных элементов реализующих фильтры ПЧ на основе ИР МИФ (ДВП), так как последние ограничены в абсолютных значениях частот, входящих в компоненты соответствующих ПВП. Поэтому в таких вариантах применяют перенос сигнала на нулевую частоту с удалением ошибки расхождения генераторов приемника с передатчиком методом вычисления квадратуры (алгоритма ТП).

Числовой характеристикой плотности упаковки каналов является величина межканального зазора φ. Межканальный зазор зависит от метода трансляции на несущую частоту, что подробно описано выше. Минимальные значения межканальный зазор может принимать при втором варианте переноса, а именно, если ядро сигнала совпадает с ядром ВП. Например при отношении средней ширины ВП (В-0), к половине интервала спада АЧХ, равном 5, полоса пропускания фильтра ИР МФ (ДВП), должна быть больше

1,1·В/0,8=1,375.

Следовательно, межканальный зазор должен быть не меньше 0,375В.

Частотный вариант модулирования ВП.

Частотный модулятор ВП, то есть устройство, выполняющее функции модуляции каналообразующих ВП посылками информации, заключается в следующем.

Поток чисел преобразуют в поток частотно-модулированных ДВП перемножением базовых ВП, амплитуда, фаза и вектор частоты местоположения спектров которых фиксированы, а средние длины спектров БВП пропорциональны числам из окрестности текущего числа.

Для произвольных БВП формула частотной модуляции ВП выглядит следующим образом

Fn=Fnn[N(i)]·exe(j·Ψ_ДВП·t),

где exe (j·Ψ_ДВП·t) - трансляционная компонента ПВП,

N(i) - волновые числа компонент (ВЧК) произведения базовых ВП.

Отличительной особенностью таких ПВП является наличие управляемых потоком входных данных нулей функции Fnn, которые не скомпенсированы ее полюсами. Центральные точки его компонент совпадают между собой и ЦТ ДВП, все ФЧК равны нулю, а ВЧК различны, вариацией которых и осуществляют кодирование ДВП.

Сигнал Fn - это сигнал, полученный переносом информационного носителя Fnn на частоту Ψ_ДВП. Поток сигналов Fnn подобен частотно-импульсной модуляции и имеет непрерывный, замкнутый спектр, являющийся суперпозицией конечного числа взаимно пересекающихся спектров.

Элементы множества потенциальных ДВП - множества реакций на все возможные числа источника данных, составляют ДВП с постоянными амплитудами Y и варьируемыми ВЧК того же порядка величины, что и ВЧК наивысшей по частоте компоненты

N(i)˜N(1)˜2.

Данный вариант формирования основан на кодировании последовательностей чисел источника данных, имеющих определенную длину, топологией ДВП, задаваемой нулями значений компонент ПВП, которые определяют наборами переменных ВЧК его БВП, следующим образом. Действия ВП этого типа имеют в окрестности центральной точки две области точек максимальной крутизны: область, состоящую из точек, предшествующих ЦТ, и область, состоящую из точек, следующих после ЦТ. Из этих областей выбирают одну точку, которую используют в качестве точки отсчета (ТО) интервалов времени. Для таких ДВП интервалы следования нулевых значений задают числовыми окрестностями каждого числа потока источника данных посредством ВЧК. Данную операцию производят таким образом, что длина каждого интервала равна полупериоду гармоники, определяемой ее ВЧК, отсчитываемой от одной и только одной из двух ТО.

Кодируют числа источника данных посредством перевода чисел и их окрестностей в наборы ВЧК ПВП, вычисляя по этим наборам значения N компонентных ДВП, в которых каждому числу и его окрестности из входной последовательности соответствует свое ВЧК, определяющее длительность интервалов появления нулей в значениях ДВП, отсчитываемых от одной и всегда одной ТО ДВП, таким образом, что интервал между смежными нулями значений получают либо отображением числа из окрестности в этот интервал - частотное модулирование ВП, либо отображением числа из окрестности в отклонение длины интервала от длины интервала следования чисел источника данных - частотно-фазовое модулирование ВП.

Иными словами, последовательности чисел X(i), длина которой не превышает времени существования ДВП, равное 2·S, ставится в соответствие последовательность волновых чисел компонент N(i), где каждое из чисел N(i) определяет временной интервал, отсчитываемый от ТО собственного действия ВП, до нулевого значения, определяемого этим N(i), в единицах дискретизации N-компонентного ДВП таким образом, что интервал между смежными нулями значений получают либо отображением числа последовательности X(i) в этот интервал - частотное модулирование ВП, либо отображением числа последовательности X(i) в отклонение длины интервала от длины интервала следования чисел последовательности X(i) - частотно-фазовое модулирование ВП. При этом диапазон чисел задан величиной шага изменения частоты, ограниченного шумами тракта передачи и приема и погрешностью формирования, определяемого ВД каждого ДВП.

Последовательности чисел X(i) представляют собой пакеты смежных чисел, количество которых в каждом пакете одинаковое и равное ВД ПВП в единицах Δ=2/TL.

Собирают последовательности ДВП в полный поток ДВП (ПДВП), соответствующий последовательности чисел источника данных, суммированием всех существующих на текущий момент времени дискретизации значений ДВП, а ввод в эту последовательность новых ДВП и уход предшествующих ДВП, прекративших свое существование, производится в моменты обязательного совпадения во времени ТО с нулевыми значениями всех существующих в данный момент времени ДВП, которые были определены ВЧК уже формируемых ДВП.

Выбор местоположения прообраза частотного канала связи в выделенном диапазоне производят описанными выше первым или вторым вариантом переноса каналообразующего ВП. Фильтруют дискретизированный ПДВП фильтром нижних частот. Перенос спектра ПДВП осуществляют стандартной процедурой переноса частоты.

В одном из вариантов устройства, соответствующего изобретению, предусматривается устройство переноса спектра сигнала в составе дискретного умножителя частоты и фильтра нижних частот. Применение дискретного умножителя существенно снижает уровень шумов, вносимых процессом переноса спектра ПДВП.

Далее радиосигнал усиливают и передают в среду переноса сигналов.

Принимают из среды переноса сигналов и усиливают.

Выделяют спектр рабочего канала, причем процедуру выделения спектра осуществляют по одному из двух вариантов переноса каналообразующего ВП, изложенных выше при рассмотрении способа реализации переноса спектра.

Дешифрация потока ДВП приемной стороной основана на определении моментов времени, в которых значения полей, образующих поток ДВП, совпадают между собой и не равны нулю. То есть периодически, с периодом, определенным интегральными параметрами дрейфа коэффициента передачи тракта передачи и приема, осуществляют считывание значений сигнала ПДВП на интервале ВД одного ДВП с шагом дискретизации, по меньшей мере, вдвое меньшим шага изменения его ВЧК, определяют 2·S равных максимальных значений, усредняют их и вычисляют значение поля в ТО. Затем измеряют интервалы времени между значениями в ТО и передают результаты измерений приемнику данных. Значение поля в ТО запоминают, используя его в промежутке между измерениями для определения текущих интервалов времени компаратором. Эти интервалы измеряют в единицах шага изменения ВЧК. Одновременно отслеживают появление заранее обусловленных интервалов следования нулевых значений, формируя из них импульсы подстройки синтезатора частот.

Процедура подстройки синтезатора частот, в которую входят обязательная постановка нулей информации передатчиком и дешифрация этих нулей приемником, носит необязательный характер. Ее используют только для юстировки всей системы передачи-приема. Целью юстировки является понижение системного шума, вызванного взаимным расхождением генераторов опорных частот всех абонентов.

Сформированные таким способом ДВП могут иметь малые ВД и широкие спектры. Например, для N=3, N1/Δ=N2/Δ=N3/Δ=2, S=3 в единицах T_L, пределах вариации частоты на величину T_L, со средним периодом следования, равным также T_L, отсекаемые значения ДВП не превосходят величину, равную

ϑs=2³/(2·π·4)³=5.04·10^-4

что порождает интегральный шум за пределами спектров таких ДВП, имеющий следующие параметры.

Для 16-битового цифроаналогового преобразователя (ЦАП) - 8,5·10^-4

Для 12-битового ЦАП - 1,56·10^-2

За пределами 0.25 спектра ВП сверху и снизу имеет следующие величины:

Для 16-битового ЦАП - 2,5·10^-4

Для 12-битового ЦАП - 1,35·10^-2

За пределами 1.00 спектра ВП сверху и снизу имеет следующие величины:

Для 16-битового ЦАП - 3,6·10^-5

Для 12-битового ЦАП - 1,05·10^-5

Далее в условиях указанного выше примера и, учитывая, что производная минимум в три раза выше производной отдельного БВП, число потенциальных ДВП, т.е. размер поля кодирования имеет следующую величину.

Для 16-битового ЦАП, с интервалами между соседними каналами передачи-приема, равными 0.25 ВП, с шагом изменения ширины ВП, задаваемой величиной В-Н, равным

Шум·2/производная в ТО=(5/3)·10^-4,

с диапазоном ширины ВП, равным 2, диапазон кодирования равен

1/(5/3)·10^-4˜6·10³

а число потенциальных действий ВП, т.е. размер поля кодирования равен

(Диапазон кодирования)^2·s=6⁶·10¹⁸

Поэтому преобразование кодирования осуществляют в реальном времени в виде реакций на последовательность чисел источника данных, длина которой равна 2*S, генерацией соответствующего этой последовательности ДВП. Сам генератор представляет собой вычислитель значений ДВП, структура которого задана соответствующим многокомпонентным мультипликативным преобразованием (ММП).

Для условий приведенного выше примера и ВЧК≈2÷3, при распределении их фаз относительно ТО, равном -π, 0 и +π, ширине спектра ДВП, равной 2,5·(В-Н), производная, приблизительно равная 3,2, находится на интервале от -0,15 рад до +0,15 рад частоты, равной 2·π/T_L вокруг ТО, приблизительно равной 1,6 рад со значением в ней приблизительно равном 0,52·Y.

Для 12-битового ЦАП:

Шум·2/производная в ТО=(2.7/3)·10^-2

Диапазон кодирования равен

1/(2.7/3)·10^-2˜1.1·10²

В этих условиях достаточно ограничиться длиной последовательности в три единицы.

Из приведенного примера для 12-битового ЦАП следует, что реальные вычислители ДВП могут быть ассоциативными, то есть представлять собой области памяти с предварительно вычисленными значениями ДВП. В дополнительном варианте к данному варианту, при ограниченном диапазоне шагов кодирования, заранее вычисляют все возможные комбинации, запоминают их, а кодирование группы двоичных чисел осуществляют путем сопоставления этой группе соответствующего ему ДВП. Так при всех перечисленных выше условиях и диапазоне шагов кодирования, равном 100, объем всех возможных ДВП - архив ДВП равен

3·2·100·100·100=6·10⁶ единиц

Более того, в рассмотренном примере максимальное значение ДВП за пределами 3/2·π рад частоты 2·π/T_L не превышает 10^-2 значения амплитуды, поэтому при диапазоне шагов кодирования, равном 100, вполне можно ограничиться одним набором действий ВП, варьируемых с одной стороны. При этом безразлично, какая это сторона, левая или правая. Данное утверждение верно абсолютно, при соблюдении отношения ширины спектра ДВП, шага квантования ВЧК и шума дискретизации. А именно ширина спектра и затухание сигнала находятся в обратной пропорции.

В этом варианте ДВП представляют собой импульсы подобные сигналу Гаусса

F(t)=exp-(a·t)²,

но с лучшими соотношениями (ширина спектра)/(длительность импульса), за счет увеличения шума ДВП, уровень которого находится в обратной зависимости со спектральной шириной ВП. Данный вариант способа позволяет построить быстродействующие устройства синтезирующие поток ДВП, в которых интервалы ВД близкорасположенных ДВП слабо пересекаются. Т.е. ВД данных ДВП измеряется не более чем двумя периодами частоты задаваемой БВП (компонентой ПВП) с ВЧК=2. При этом условии число одновременно существующих ДВП не превышает трех. Конструктивно такое устройство состоит из трех независимых каналов, каждый из которых выполнен по формуле модуляции ВП. Каждый ДВП формируется своим цифроаналоговым преобразователем независимым от других, формирующих тоже свои ДВП, интервалы ВД которых пересекаются. Сборка ПДВП осуществляется суммированием аналоговых уровней ДВП на фильтре источниками тока. Таким образом цифровые сумматоры в таких устройствах отсутствуют.

Вариант с тремя конструктивно независимыми каналами в самом общем случае естественным образом расширяется до 2*S конструктивно независимых каналов, порождая устройства, принципиально отличные от прототипов.

Действия ВП, являющиеся квазиимпульсными формами представления непрерывных сигналов, составляющих в данном случае поток частотно-модулированных ВП, допускают различные алгоритмы построения ПВП. Как явствует из названия данного метода модуляции, постоянными величинами в формуле ПВП являются амплитуды и фазы компонент ПВП, то есть амплитуды и фазы БВП, а переменными - частоты компонент ПВП, что соответствует величинам спектров БВП.

Одним из возможных алгоритмов является алгоритм, который строится по следующей схеме. БВП генерируют парами. Пары БВП разбивают по функциям исполнения каждого БВП на левые и правые. Левые члены пар генерируют интервалы между нулями значений ДВП, которые находятся слева от его точки отсчета. Левые члены пар устанавливают в нуль те точки интервала ВД, генерируемого ДВП, в которых механизм сборки сигнала передачи уже выставил значение ТО одного из предыдущих ДВП. Правые члены пар генерируют интервалы между нулями значений ДВП, которые находятся справа от его точки отсчета. Правые члены пар устанавливают в нуль те точки интервала ВД, генерируемого ДВП, в которых механизм сборки сигнала передачи выставит значение ТО одного из последующих ДВП. Таким образом, число компонент ПВП частотно-модулированного волнового пакета равно интервалу ВД всех ДВП в единицах TL/2, т.е. равно числу обрабатываемых посылок Y(m). Сигнал, получаемый упорядоченным наложением частотно-модулированных ВП, подобен частотно-импульсной модуляции.

Общим для всех алгоритмов построения частотно-модулированных ВП является метод сборки ДВП из БВП. Источниками значений БВП являются их значения, которые предварительно вычисляют и сохраняют в виде массивов чисел. Каждый такой массив хранит значения БВП с различными значениями ВЧК=N(i), набор которых пронумерован от 1 до Ymax, где каждый номер - это потенциальное входное число.

Фазовый вариант модулирования ВП.

Фазовый способ модуляции ВП, то есть метод модуляции фаз составляющих компонент каналообразующих ВП посылками информации заключается в следующем.

Поток чисел преобразуют в поток фазово-модулированных ДВП перемножением базовых ВП, амплитуда, средние длины и вектор частоты местоположения спектров которых фиксированы, а фазы спектров БВП пропорциональны числам из окрестности числа-генератора.

Введение фазы ФПК=ϕ(i) в компоненту с ВПК=N(i) приводит к смещению ее ЦТ относительно ЦТ ϕ компонентного мультипликативного преобразования.

Ширина спектра компонент в этом варианте удовлетворяет соотношению

N(i)˜N(1)=2.

Основное отличие данного варианта формирования от частотного варианта модуляции ВП состоит в том, что элементами, изменяющими топологию ДВП, задаваемую нулями значений компонент соответствующего ПВП, являются фазы гармоник этих компонент, при постоянных частотах. Результатом того, что частотный набор компонент ПВП постоянен, является постоянство ширины ВП, т.е. частотного спектра ДВП.

Процессы кодирования, сборки, демодуляции и дешифрации аналогичны частотному варианту модуляции ВП и заключаются в следующем.

Кодируют числа источника данных смещениями фаз относительно ЦТ ϕ компонентных ДВП, в единицах периода гармоники компоненты, ВЧК которой равен 2, посредством перевода чисел и их числовых окрестностей в интервалы появления нулей в значениях ДВП, путем взятия из множества всех потенциальных ϕ компонентных ДВП значений с соответствующими этим числам наборами переменных ФЧК при постоянных ВЧК, где каждому числу окрестности входной последовательности соответствует свое ФЧК, определяющее длительность этих интервалов, отсчитываемых от одной и только одной из двух ТО в единицах дискретизации ϕ компонентного ДВП, таким образом, что интервал между смежными нулями значений получен отображением числа из окрестности в отклонение длины интервала от длины интервала следования чисел источника данных, на всем интервале времени, определяемом временем существования ДВП, которое в свою очередь определяется шумами тракта передачи и приема ДВП.

То есть последовательности чисел X(i), длина которой определена интервалом ВД ДВП равным 2·S, ставится в соответствие последовательность чисел ФЧК ϕ(i), где каждое из чисел ϕ(i) определяет временной интервал, отсчитываемый от одной и только одной из двух ТО до нулевого значения, определяемого этим ϕ(i) и постоянным ВЧК N(i) в единицах дискретизации ϕ компонентного ДВП, таким образом, что интервал между смежными нулями значений получают либо отображением чисел последовательности X(i) в этот интервал - фазово-широтное кодирование ВП, либо отображением чисел последовательности X(i) в отклонение длины интервала от длины интервала следования чисел последовательности X(i) - фазово-фазовое кодирование ВП. При этом диапазон чисел задан величиной шага изменения частоты, ограниченного шумами тракта передачи и приема и погрешностью формирования, определяемого интервалом ВД и общим количеством ВЧК каждого ДВП.

Последовательности чисел X(i) представляют собой пакеты смежных чисел, количество которых в каждом пакете одинаковое и равное ВД ПВП в единицах Δ=2/TL.

Собирают последовательности ДВП в полный поток ДВП (ПДВП), соответствующей последовательности чисел источника данных, суммированием всех существующих на текущий момент времени дискретизации значений ДВП, а ввод в эту последовательность новых ДВП и уход старых, прекративших свое существование, производится в моменты совпадения во времени ТО с нулевыми значениями существующих в данный момент времени всех ДВП, которые были определены ВЧК уже формируемых ДВП с номерами большими двух. При этом в некоторые моменты времени, интервалы между которыми заранее заданы, всегда устанавливают ДВП, формируя период следования нулевых значений для синхронизации приемной стороны.

Дешифрация полного потока ДВП приемной стороной основана на определении его моментов времени, в которых значения полей совпадают и не равны нулю. Т.е. периодически, с периодом, определенным интегральными параметрами дрейфа коэффициента передачи тракта передачи и приема, осуществляется считывание значений полного ПДВП на интервале времени существования одного ДВП с шагом дискретизации, по меньшей мере, вдвое меньшим шага изменения его ВЧК, определяют 2*S равных максимальных значений, усредняют их и вычисляют значение поля в ТО. Далее измеряют интервалы времени между значениями в ТО и передают числа, полученные данными измерениями, приемнику данных. А значения поля в ТО запоминают, используя их в промежутке между измерениями для определения текущих интервалов времени компаратором. Измеряют эти интервалы в единицах шага изменения ФЧК, после чего результаты измерений передают приемнику данных. Одновременно отслеживают появление заранее обусловленных интервалов следования нулевых значений, формируя из них импульсы подстройки синтезатора частот. Таким образом, процедура встраивания синхронизирующих меток времени в поток ДВП в данном варианте модуляции ВП (как и в варианте частотной модуляции ВП) является избыточной и может быть опущена.

В дополнительном варианте к данному варианту, как и в частотном варианте, существуют действия ВП затухающие во время подобном представлении достаточно быстро для того, чтобы ограничиться двумя или несколькими изменяемыми фазами ϕ(i) из полного набора 2·S, что позволяет использовать ассоциативные вычислители на основе постоянной памяти.

Вариант модулирования значениями частоты местоположения ВП.

Вариант модулирования значениями частоты местоположения ВП заключается в следующем.

Поток чисел преобразуют в поток модулированных по значению частоты местоположения спектра ДВП ВП перемножением базовых ВП, амплитуда, средние длины и фаза частоты, местоположения спектров которых фиксированы, а значения частоты местоположения спектра ДВП пропорциональны числам потока.

Для произвольных БВП формула модулирования значениями частоты местоположения спектра ДВП ВП выглядит следующим образом

Fn=Y·Fnn·exe(j·Ψ_ДВП(n)·t),

где exe (j·Ψ_ДВП(n)·t) - варьируемая трансляционная компонента ПВП.

Отличительной особенностью таких произведений ВП является постоянство функции Fnn. Центральные точки его компонент совпадают между собой и ЦТ ДВП, то есть все ФЧК равны 0. Волновые числа компонент в общем случае различны и постоянны для всех Fnn.

N(i)≫N(1)=2.

Данный вариант формирования основан на кодировании чисел источника данных вариацией (отклонением) частоты переноса Δψ от средней Ψ_ДВП частоты переноса. Вариации Δψ осуществляют с таким шагом, что значение Fn в ЦТ изменяется равномерно с шагом ϑ, превышающим шумы ϑs, вызванные ограничением времени существования ДВП, плюс шумы тракта переноса.

Кодируют числа источника данных действиями ВП, выбранными из множества потенциальных N компонентных ДВП, ставя в соответствие числу источника данных отклонение частоты переноса Ψ_ДВП от Ψо с шагом ϑ изменения значения ДВП в ЦТ, превышающим максимальный уровень шумов ϑ_s тракта на начальном или конечном интервалах 2/T_L действия ВП.

Собирают последовательности ДВП в полный поток ДВП (ПДВП), соответствующий последовательности групп чисел источника данных, суммированием всех существующих на текущий момент времени дискретизации значений различных ДВП таким образом, что гармоники - 1/TL, входящие в состав одной из компонент каждого ДВП, расположены либо синфазно, либо противофазно, в результате чего частота следования ДВП, а вместе с ней и частота следования чисел источника данных приближается к величине 2/TL.

Далее осуществляют цифроаналоговое преобразование, фильтрацию, усиление, передачу в среду переноса, прием, усиление, фильтрацию. При этом если передающая сторона осуществляла внешнюю по отношению к ПВП модуляцию (дополнительный перенос спектра), то приемная сторона производит обратные демодулирующие преобразования. После общей фильтрации ПДВП из него выделяют низкочастотный сигнал путем переноса его на нулевую частоту, то есть снимают с него кодирование частотой переноса и преобразуют частотное кодирование в амплитудное кодирование. Заключительные преобразования производят либо с непрерывным потоком ДВП, либо с дискретизированным ПДВП. В последнем случае ПДВП дискретизируют аналого-цифровым преобразованием.

Полученные уровни значений полей в ЦТ полного ПДВП дешифрируют в двоичные числа Y(m), равные двоичным числам источника данных как в амплитудно-кодированном сигнале.

Модулирование значениями фазы частоты местоположения ВП.

Вариант модулирования значениями фазы частоты местоположения ВП заключается в следующем.

Поток чисел преобразуют в поток модулированных по фазе частоты местоположения спектра ДВП ВП перемножением базовых ВП, амплитуда, средние длины и значение частоты, местоположения спектров которых фиксированы, а фаза частоты местоположения ДВП пропорциональны числам потока.

Fn=Y·Fnn·exe(j·Ψ_ДВП(n)·t+Δϕ),

где ехе(j·Ψ_ДВП(n)·t+Δϕ) - варьируемая по фазе трансляционная компонента ПВП,

Δϕ - элемент кодирования информации.

Отличительной особенностью таких произведений ВП является постоянство функции Fnn. Центральные точки его компонент совпадают между собой и ЦТ ДВП, то есть все ФЧК равны 0. Волновые числа компонент в общем случае различны и постоянны для всех Fnn.

N(i)≫N(1)=2.

Данный вариант формирования основан на кодировании чисел источника данных вариацией (отклонением) фазы частоты переноса вокруг средней нулевой фазы частоты переноса ДВП. Вариации Δϕ осуществляются с таким шагом, что значение Fn в ЦТ изменяется равномерно с шагом ϑ, превышающим шумы ϑ_s, вызванные ограничением времени существования ДВП плюс шумы тракта переноса.

Кодируют числа источника данных действиями ВП, выбранными из множества потенциально возможных N компонентных ДВП, ставя в соответствие числу источника данных отклонение фазы частоты переноса Ψ_ДВП от нуля с шагом ϑ изменения значения ДВП в ЦТ, превышающим максимальный уровень шумов тракта на начальном или конечном интервалах 2/T_L ДВП.

Собирают последовательности действий ВП в поток ДВП, соответствующей интервалу ВД последовательности групп чисел источника данных, суммированием всех существующих на текущий момент времени дискретизации значений различных ДВП таким образом, что гармоники - 1/TL, входящие в состав одной из компонент каждого ДВП, расположены либо синфазно, либо противофазно, в результате чего частота следования ДВП, а вместе с ней и частота следования чисел источника данных приближается к величине 2/TL.

Далее осуществляют цифроаналоговое преобразование, фильтрацию, усиление, передачу в среду переноса, прием, усиление, фильтрацию. При этом если передающая сторона осуществляла внешнюю по отношению к ПВП модуляцию, то приемная сторона производит обратные демодулирующие преобразования. После общей фильтрации ПДВП из него выделяют низкочастотный сигнал путем переноса его на нулевую частоту, то есть снимают с него кодирование фазой частоты переноса и преобразуют фазовое кодирование в амплитудное кодирование. Заключительные преобразования производят либо с аналоговым потоком ДВП, либо с дискретизированным ПДВП. В последнем случае ПДВП дискретизируют аналого-цифровым преобразованием.

Полученные уровни значений полей в ЦТ полного ПДВП дешифрируют в двоичные числа Y(m), равные двоичным числам источника данных как в амплитудно-кодированном сигнале.

На фиг.1 приведена блок-схема передающего тракта (передатчика).

На фиг.2 приведена блок-схема приемного тракта (приемника).

На фиг.3 приведена блок-схема синтезатора импульсов частот управления.

На фиг.4 приведена блок-схема трансформатора данных.

На фиг.5 приведена блок-схема источника значений ДВП.

На фиг.6 приведена блок-схема источника значений AM ДВП.

На фиг.7 приведена блок-схема источника значений ФМ ДВП.

На фиг.8 приведена блок-схема источника значений ЧМ ДВП.

На фиг.9 приведена блок-схема источника значений ФМП ДВП.

На фиг.10 приведена блок-схема источника значений ЧМП ДВП.

На фиг.11 приведена блок-схема вычислителя значений ПДВП.

На фиг.12 приведена блок-схема вычислителя значений ПДВП амплитудной/трансляционной модуляции (периодических модуляций).

На фиг.13 приведена блок-схема амплитудного дискриминатора.

На фиг.14 приведена блок-схема интервального дискриминатора.

На фиг.15 приведена блок-схема приемника (второй вариант).

На фиг.16 приведена блок-схема вычислителя значений видеосигнала.

На фиг.17 приведена блок-схема вычислителя радикала.

На фиг.18 приведена блок-схема приемника (третий вариант).

На фиг.19 приведена блок-схема дискриминатора.

Описание устройств, соответствующих изобретению.

На фиг.1 представлен передающий тракт, состоящий из синтезатора 1 импульсов передатчика, трансформатора 2 данных передатчика, модулятора ВП, состоящего из вычислителя 3 значений ПДВП и источника 4 значений ДВП, преобразователя 5 число-сигнал, блока 6 сопряжения передатчика.

Где многоразрядный вход данных трансформатора данных 2 передатчика соединен с многоразрядным входом «X» передатчика,

одноразрядный вход тактовой частоты «Fcar» трансформатора данных 2 передатчика соединен с одноименным выходом синтезатора импульсов 1 передатчика,

одноразрядный вход сигнала постановки данных «Twe» трансформатора данных 2 передатчика соединен с одноименным выходом вычислителя ПДВП 3 передатчика,

многоразрядный выход форматированных данных «Y» трансформатора данных 2 передатчика соединен с многоразрядным входом «Y» вычислителя ПДВП 3 передатчика,

многоразрядный вход данных предварительной установки источника значений ДВП передатчика соединен с одноименным входом «Nα...Nι» передатчика,

одноразрядный вход записи данных предварительной установки источника значений ДВП 4 передатчика соединен с одноименным входом «Preset» передатчика,

одноразрядный вход тактовой частоты «Fcar» источника значений ДВП 4 передатчика соединен с одноименным выходом синтезатора импульсов 1 передатчика,

одноразрядный вход частоты дискретизации «Fd» источника значений ДВП 4 передатчика соединен с одноименным выходом синтезатора 1 импульсов передатчика,

одноразрядный вход сигнала постановки данных «Twe» источника значений ДВП 4 передатчика соединен с одноименным выходом вычислителя ПДВП 3 передатчика,

многоразрядный вход адреса значения ДВП L источника значений ДВП передатчика соединен с одноименным выходом вычислителя ПДВП передатчика, многоразрядный выход значения ДВП К источника значений ДВП передатчика соединен с одноименным входом вычислителя ПДВП передатчика,

одноразрядный вход тактовой частоты «Fcar» вычислителя ПДВП 3 передатчика соединен с одноименным выходом синтезатора импульсов 1 передатчика, одноразрядный вход частоты дискретизации «Fd» вычислителя ПДВП 3 передатчика соединен с одноименным выходом синтезатора 1 импульсов передатчика, многоразрядный выход значений ПДВП М вычислителя ПДВП 3 передатчика соединен с одноименным входом преобразователя число-сигнал 5,

вход частоты постановки данных «Fd» преобразователя число-сигнал 5 соединен с выходом частоты дискретизации синтезатора импульсов 1 передатчика, а аналоговый выход преобразователя число-сигнал 5 соединен с аналоговым входом блока сопряжения 6 передатчика,

выход блока сопряжения 6 передатчика является выходом передатчика «SWP»(Stream of wave packets).

Ниже приведено описание функционирования блоков устройства по фиг.1.

Синтезатор импульсов частот управления. Фиг.3.

Синтезатор 1 импульсов частот управления, представленный на фиг.3, содержит генератор 1.1 импульсов несущей частоты, постоянную память 1.2 констант сдвига к несущей частоте, постоянную память 1.3 констант коррекции опорной частоты, кварцевый генератор 1.4 импульсов опорной частоты, дискриминатор 1.5 частот генераторов, сумматор 1.6 ошибки, цифроаналоговый преобразователь 1.7, распределитель 1.8 импульсов.

Синтезатор импульсов частот управления 1 содержит два генератора: генератор 1.1 импульсов несущей частоты, управляемый напряжением, и кварцевый генератор 1.4 импульсов опорной частоты, генерирующий импульсы опорной частоты, интервалы следования которых используют узлы данного блока в качестве эталонов отсчета времени.

Постоянная память 1.3 констант коррекции опорной частоты принимает от ЭВМ абонента и хранит константы, которые являются наименьшим общим делителем частоты кварцевого генератора 1.4 и опорной частоты Fref ассоциации абонентов, связанных единым радиодиапазоном.

Постоянная память 1.2 констант сдвига к несущей частоте принимает от ЭВМ абонента и хранит константы, которые являются наименьшим общим делителем частоты местоположения несущей рабочего канала Fcar абонента и опорной частоты Fref ассоциации абонентов.

Дискриминатор 1.5 частот генераторов состоит из двух счетчиков с различными модулями счета. Первый счетчик пересчитывает импульсы несущей частоты, которые поступают от 1.1. Второй счетчик пересчитывает импульсы опорной частоты. Импульсы опорной частоты получают из импульсов частоты кварцевого генератора, из которых, регулярно, на интервале, равном константе, поступающей из памяти 1.3 констант коррекции, изымают один импульс. Процедуру изъятия осуществляет счетчик импульсов опорной частоты, который через дешифратор константы коррекции управляет коммутатором, осуществляющим коммутацию входа счетчика импульсов опорной частоты. Дешифратор сравнивает число, поступающее со счетчика импульсов опорной частоты, с константой, поступающей с постоянной памяти 1.3, и перекрывает путь прохождения одного импульса с кварцевого генератора через коммутатор. Данное действие имитирует замер расхождения фазы кварцевого генератора и генератора опорной частоты ассоциации абонентов на величину 2·π радиан и ликвидирует это расхождение, уничтожая следующий импульс частоты кварцевого генератора.

Для повышения точности подстройки счетчик импульсов опорной частоты выполнен из нескольких последовательно соединенных счетчиков, модуль пересчета каждого из которых определяет соответствующая ему часть константы, поступающая из памяти констант коррекции 1.3. Процедура вычисления импульсов коррекции совпадает с процедурой замера расхождения частот, поэтому для описания первой далее используется описание второй. Замер начинают с фазирования счетчиков импульсов, пересчитывающих импульсы частот генератора 1.1 импульсов несущей частоты и генератора 1.4 импульсов опорной ассоциации абонентов. Выходы этих счетчиков поступают на различные входы одной схемы сравнения, которая вырабатывает импульс расхождения двух частот на 2·π радиан. Импульс расхождения фиксирует текущее состояние счетчика импульсов опорной частоты в виде части константы коррекции. Этот же импульс поступает на счетный вход следующей ступени счетчика импульсов кварцевого генератора. Далее счет производится по модулю зафиксированной части константы, а на схему сравнения переключаются выходы второй ступени. Результат расхождения счетчиков второй ступени вырабатывает импульс, который фиксирует вторую часть константы коррекции, задействует третью ступень счетчика, и т.д. до получения требуемой точности. Необходимая точность зависит от отношения частот местоположения и ширины канала передачи. Верхней границей области необходимой точности является величина, равная отношению наивысшего по частоте канала разрешенного диапазона связи ассоциации абонентов к половине ширины канала.

Таким образом счетчик импульсов опорной частоты состоит из нескольких последовательных счетчиков, модуль пересчета каждого из которых, заданный соответствующей частью константы коррекции, реализован его дешифратором. Выходы каждой части дешифратора состояния счетчика импульсов опорной частоты, порожденной соответствующим ей одним из последовательных счетчиков, объединены по схеме ИЛИ. Импульсы, вырабатываемые схемой ИЛИ, запрещают коммутацию импульсов частоты кварцевого генератора 1.1 коммутатором с входом параллельного счетчика.

Выходы параллельного счетчика соединены с входами цифрового дискриминатора, представляющего собой схему сравнения двух двоичных чисел. На другие входы схемы сравнения дискриминатора поступают разряды константы из постоянной памяти 1.2 констант сдвига к несущей частоте. По достижении сравнения кодов двух чисел дешифратор вырабатывает импульс, прибавляющий единицу в сумматор 1.6 ошибки. Одновременно импульс сравнения сбрасывает в ноль состояние параллельного счетчика.

Аналогично вышеописанному функционирует счетчик с фиксированным модулем пересчета, который пересчитывает импульсы, поступающие от генератора 1.4 импульсов несущей частоты и сравнивает их с константой, поступающей от памяти 1.2 констант сдвига к несущей частоте. Постоянная память 1.2 хранит числа, являющиеся наименьшим общим делителем опорной и несущей частот. По достижении сравнения кодов двух чисел дешифратор цифрового дискриминатора вырабатывает импульс, вычитающий единицу из сумматора 1.6 ошибки. Одновременно импульс сравнения сбрасывает состояние параллельного счетчика.

Постоянная память 1.2 констант сдвига к несущей частоте состоит из трех областей и трех регистров исполнения. Первая область совпадает с первым исполнительным регистром и хранит константу коррекции частоты конкретного кварцевого генератора, задействованного в конкретном абоненте. Она формируется блоком формирования поправки частоты кварцевого генератора, который в зависимости от модификации устройства может входить в состав приемной части.

Вторая область также вырождена в регистр, который хранит константу смещения опорной частоты к частоте дискретизации ДВП.

Третья область хранит константы смещения несущей частоты к частоте дискретизации ДВП.

Распределитель 1.8 импульсов состоит из кольцевого счетчика, который имеет модуль пересчета, равный Fcar/Fd, где Fd - частота дискретизации ДВП. Число Fcar/Fd задают от ЭВМ абонента одновременно с записью констант коррекции частот Fref и Fcar.

Трансформатор данных (фиг.4) осуществляет формирование посылок синхронизации и преобразование форматов двоичных чисел.

Информация поступает от источника в виде двоичных чисел X(t), имеющих Х разрядов. Информация, излучаемая в канал переноса, в виде потока ВП имеет эквивалентную мощность в Y разрядов двоичного числа. Число Y зависит от обобщенных шумов формирования сигнала ВП, шумов среды передачи, шумов ПДВП и шумов выделения двоичных чисел Y(t). Шумы формирования и выделения величины постоянные и зависят от технологии изготовления. Шумы среды распространения величина переменная, которая зависит от бесчисленного числа параметров. Инструментом, адаптирующим скорость потока информации к изменениям среды переноса, является преобразователь форматов чисел. Таких преобразователей два: первый расположен на входе передатчика, он преобразует числа мощности Х в числа мощности Y, второй расположен на выходе приемника, он преобразует числа мощности Y в числа мощности Х.

Трансформатор данных состоит из приемного сдвигового регистра Х 2.2, имеющего Х разрядов, сдвигового регистра Y 2.3, имеющего Y разрядов, кольцевого счетчика mod Х 2.1, имеющего модуль пересчета равный X, кольцевого счетчика mod Y 2.4, имеющего модуль пересчета, равный Y, и схемы совпадения 2.5.

Счетчик 2.4 по mod Y сбрасывают в нулевое состояние импульсами Twe, которые поступают от второго одноразрядного выхода вычислителя значений модуляции ВП 3 (см. фиг.1) на соответствующий вход кольцевого счетчика 2.4. Сдвиговый регистр Х 2.2 сдвигают в сторону младших разрядов по отношению к параллельно записанному числу X(t). Выход младшего разряда регистра Х 2.2 соединен с входом младшего разряда D₀ сдвигового регистра Y 2.3. Импульс Twe сбрасывает состояние «Готов» счетчика mod Y 2.4, разрешая поступление на входы сдвига регистра Х 2.2, регистра Y 2.3, входы счета счетчика mod Y 2.4 и счетчика mod Х 2.1 тактовой частоты «Fcar», которая поступает от первого одноразрядного выхода синтезатора 1 импульсов частот управления на первый одноразрядный вход трансформатора данных 2. Импульс «Готов» числа Y(t), который вырабатывает счетчик mod Y 2.4, запрещает трансляцию импульсов тактовой частоты внутрь трансформатора 2 данных. Импульс готовности числа X(t), который вырабатывает счетчик mod Х 2.1, сбрасывает 2.1 в нулевое состояние и осуществляет запись нового числа X(t) источника данных в регистр 2.2. Независимый сброс счетчика mod Х производят в фазе записи констант от ЭВМ абонента.

Трансформатор 2 данных трансформирует как форматы чисел, так и их следование для чего в его состав вводят счетчик mod К 2.6, который пересчитывает импульсы Twe по модулю К, следующие с периодом TL/2 и формируемые вычислителем 3 значений ПДВП. Импульс готовности, вырабатываемый счетчиком mod К 2.6, по достижении им нулевого значения сбрасывает в ноль состояние сдвигового регистра Y 2.3 преобразователя форматов, сбрасывает в ноль свое состояние и запрещает трансляцию импульсов тактовой частоты внутрь формирователя 2 структуры до поступления очередного импульса Twe. Модуль пересчета К величина оперативно перестраиваемая, зависящая только от расхождения генераторов передатчика и приемника и ее задают в фазе приема констант от ЭВМ абонента подачей импульса «Preset». Интервал коммутации нулей синхронизации равен

Tv=К·T_L/2.

Периодическое повторение нулей приемник воспринимает как синхросигнал. Синхросигнал, встроенный таким образом, полностью аналогичен пилоту по своему функциональному назначению, но имеет принципиальное отличие от последнего, заключающееся в том, что границы спектра полного радиосигнала не изменяются. В то время как встраивание пилота требует дополнительного расширения спектра полного радиосигнала. Кроме увеличения ширины спектра полного радиосигнала процедура выделения пилота требует дополнительного оборудования в виде узкополосных фильтров, избирательных по частоте усилителей и т.п.

Источник 4 значений ДВП.

Описание источника 4 значений ДВП приведено ниже со ссылками на Фиг.5.

Значения ДВП, представляющие числа Y(t), вырабатывает источник 4 значений ДВП. Множество представления возможных чисел Y(t) ДВП равно числу Ymax/Ymin, где Ymin получают из условия безусловной малости шумов среды передачи в сравнении с шумами формирования и выделения ВП. Источник 4 значений ДВП представляет собой матричный умножитель. В состав источника 4 входит запоминающее устройство в виде исполнительной памяти (ИП) 4.7 с результатами вычислений значений ДВП. Значения ДВП в ИП 4.7 упорядочены

- или по номеру шага уровня амплитуды F(n)=Ymin и номеру шага дискретизации Td,

- или по порядку возрастания/убывания набора частотных составляющих компонент T_L·N(i) и шага Td,

- или порядку возрастания/убывания набора фаз частотных составляющих компонент ϕ(m) и шага Td,

- или по порядку возрастания/убывания частоты трансляции (переноса) и шага Td,

- или по порядку возрастания/убывания фазы частоты трансляции (переноса) и шага Td.

Таким образом, в любом случае исполнительная память 4.7 сконфигурирована в виде матриц, произвольное значение которых, представляемое зависимостями вида F(Td·i, Ymin·j), или F(Td·i, Tmin·j), или F(Td·i, ϕmin·j), или F(Td·i), Ψ_ДВП(Tmin·j), или F(Td·i), Ψ_ДВП(ϕmin·j) доступно по двум одновременно выставляемым адресам. Возможны конфигурации ИП в виде матриц более высокого порядка вплоть до шестого

F[Td·i, Ymin·j, Tmin·j, ϕmin·j, Ψ_ДВП(Tmin·j), Ψ_ДВП(ϕmin·j)].

Внутренний доступ к ИП 4.7 осуществляет счетчик 4.6 адресов ИП. Входные разряды адресов источника ДВП 4 объединены сборкой с выходными разрядами счетчика 4.6 адресов ИП и соединены с адресными разрядами ИП 4.7.

В состав источника значений ДВП 4 входит также вычислитель дискретизированных значений

- или ядра многокомпонентного мультипликативного преобразования (ММП) с исполнительным спектром амплитуд, фиксированными наборами частот и фаз частот компонент,

- или ядра ММП с постоянной амплитудой, фиксированными наборами фаз частот компонент и исполнительным спектром частот компонент,

- или ядра ММП с постоянной амплитудой, фиксированными наборами частот компонент и исполнительным спектром фаз частот компонент,

- или полного ММП с постоянной амплитудой, фиксированными наборами частот и фаз частот компонент и исполнительным набором частот компоненты трансляции (переноса) с фиксированными фазами,

- или полного ММП с постоянной амплитудой, фиксированными наборами частот и фаз частот компонент и исполнительным набором фаз фиксированной частоты компоненты трансляции (переноса),

- или комбинации всех вышеперечисленных вычислителей.

Исполнительные спектры дискретизации частот и исполнительные спектры дискретизации фаз частот компонент получают, основываясь на шагах дискретизации 1/Tmin - шаге изменения волнового числа и ϕmin - шаге изменения фазы волнового числа.

Исполнительные спектры дискретизации частоты трансляции (переноса) и исполнительные спектры дискретизации фаз частоты трансляции (переноса) получают, основываясь на шагах дискретизации Ψ_ДВП(Tmin·j) - шаге изменения частоты трансляции (переноса) и Ψ_ДВП(ϕmin·j) - шаге изменения фазы частоты трансляции (переноса).

Далее на фигурах 5-10 входные контакты обозначены буквой i, выходные одноразрядные буквой - о, после которых следует порядковый номер указанного контакта.

Источник 4 значений ДВП имеет:

первый одноразрядный вход тактовой частоты F,

второй одноразрядный вход сигнала постановки/выборки данных Twe,

третий одноразрядный вход сигнала считывания данных исполнительной памяти Fd,

Nα-разрядный вход манипуляции ВЧК, Nβ-разрядный вход манипуляции ФЧК, Nχ-разрядный вход манипуляции частотой Ψ_ДВП с шагом Ψ_ДВП·T_L/(2·n), Nδ-разрядный вход манипуляции фазой частоты Ψ_ДВП с шагом Ψ_ДВП·T_L/(2·n), Nε-разрядный вход выбора шага T_L/Td дискретизации ядра ПВП (ММП), Nφ-разрядный вход выбора длины интервала ВД ядра ПВП (ММП) в единицах Td, Nγ-разрядный вход числа уровней квантования амплитуды, Nη-разрядный вход адреса считывания исполнительной памяти; а также М-разрядный выход данных ИП и одноразрядный выход «Готов».

Источник 4 значений включает в себя постоянную память (ПП) 4.1, накопительный умножитель 4.2, счетчик адресов ПП 4.3, умножитель 4.4, распределитель импульсов (РИ) 4.5, счетчик адресов ИП 4.6 и исполнительную память (ИП) 4.7.

Nα-разрядный, Nβ-разрядный, Nχ-разрядный, Nδ-разрядный, Nε-разрядный, Nφ-разрядный входы счетчика 4.3 адресов ПП соединены с Nα-разрядным, Nβ-разрядным, Nχ-разрядным, Nδ-разрядным, Nε-разрядным, Nφ-разрядным входами источника 4 значений ДВП соответственно. Nγ-разрядный вход умножителя 4.4 соединен с Nγ-разрядным входом источника значений ДВП 4. Nη-разрядный вход счетчика 4.6 адресов ИП соединен с Nη-разрядным входом источника значений ДВП 4 «Адр», а Nτ-разрядный вход счетчика 4.6 адресов ИП соединен с Nτ-разрядным входом источника 4 значений ДВП (Сдв).

Одноразрядный вход приема импульсов частоты постановки/выборки Twe источника 4 значений ДВП соединен с вторым одноразрядным входом РИ 4.5, вторым одноразрядным входом счетчика адресов ИП 4.6, вторым одноразрядным входом умножителя 4.4 и третьим одноразрядным входом счетчика 4.3 адресов ПП соответственно.

Одноразрядный вход приема импульсов частоты такта F источника 4 значений ДВП соединен с первым одноразрядным входом РИ 4.5, с первым одноразрядным входом умножителя 4.4 и с первым одноразрядным входом накопительного умножителя 4.2.

Первый одноразрядный выход РИ 4.5 соединен с первым одноразрядным входом счетчика 4.3 адресов ПП, второй одноразрядный выход РИ 4.5 соединен с вторым одноразрядным входом накопительного умножителя 4.2 и вторым одноразрядным входом счетчика 4.3 адресов ПП,

Мα-разрядный выход счетчика 4.3 адресов ПП соединен с Мα-разрядным адресным входом ПП 4.1, первый одноразрядный выход счетчика 4.3 адресов ПП соединен с четвертым одноразрядным входом РИ 4.5, второй одноразрядный выход счетчика 4.3 адресов ПП соединен с пятым одноразрядным входом РИ 4.5 и с первым одноразрядным выходом источника 4 значений ДВП «Готов»,

третий одноразрядный выход РИ 4.5 соединен с третьим одноразрядным входом накопительного умножителя 4.2, четвертый одноразрядный выход РИ 4.5 соединен с третьим одноразрядным входом умножителя 4.4,

одноразрядный выход накопительного умножителя 4.2 соединен с третьим одноразрядным входом РИ 4.5,

второй одноразрядный выход умножителя 4.4 соединен с шестым одноразрядным входом РИ 4.5,

первый одноразрядный выход умножителя 4.4 соединен с первым одноразрядным входом исполнительной памяти 4.7 и первым одноразрядным входом счетчика адресов ИП 4.6.

Мβ-разрядный выход ПП 4.1 соединен с Мβ-разрядным входом накопительного умножителя 4.2,

Мβ-разрядный выход накопительного умножителя 4.2 соединен с Мβ-разрядным входом умножителя 4.4,

Мδ-разрядный выход умножителя 4.4 соединен с Мδ-разрядным входом данных ИП 4.7,

Mε-разрядный выход счетчика адресов ИП 4.6 соединен с Mε-разрядным адресным входом ИП 4.7,

М-разрядный выход ИП 4.7 соединен с М-разрядным выходом источника 4 значений ДВП,

Третий одноразрядный вход счетчика адресов ИП 4.6 соединен с третьим одноразрядным входом источника 4 значений ДВП «Fd».

Постоянная память 4.1 хранит значения дискретизированных пакетов БВП, выбранных разработчиком, в соответствии с требованиями, предъявляемыми к сигналу связи. В самом общем случае ПП 4.1 включает в себя ядро постоянной памяти, которое в свою очередь порождено начальным базовым ВП (НБВП) со спектром симметричным относительно нуля частоты. Ширина спектра НБВП равна 2/T_L, амплитуда НБВП нормирована на единицу, фаза равна нулю, что означает совпадение нулевого отсчета времени с его амплитудой. Все другие БВП отличаются от начального шириной спектра, которая закодирована волновым числом компоненты N(i). Общее число БВП равно Ymax/Ymin. Семейство БВП размножено путем изменения интервала дискретизации Td=T_L/(2·j), где j - натуральное число большее 1. Таким образом ядро ПП 4.1 имеет двумерную матричную структуру N(i), Td(j).

AM ВП сигнал получают выбором N фиксированных параметров i. ЧМ ВП сигнал получают выбором N параметров i, которые изменяют для каждого ДВП в соответствии с N входными символами данных. ФМ ВП сигнал получают выбором N фиксированных параметров i, но при этом фазы всех БВП, входящих в вычисляемое действие ВП, изменяют для каждого ДВП в соответствии с N входными символами данных. Фазу БВП изменяют путем задержки/опережения начала формирования текущего БВП относительно ЦТ формируемого ДВП.

Ядро ПП 4.1 размножают путем дополнительной дискретизации интервалов Td с шагом 1/Ψ_ω, где Ψ_ω=Ψ_ДВП·2·k, k - целое число. Таким образом, ПП 4.1 имеет трехмерную матричную структуру (T_L[N(i)], Td[j], 1/Ψ_ω[k]).

ЧМП (частотно-модулированный положением) ВП сигнал получают отображением символа входных данных в величину Ψ_ω. ФМП (фазомодулированный положением) ВП сигнал получают при фиксированном параметре ψ_ω отображением символа входных данных в фазу частоты Ψ_ДВП относительно частоты 1/T_L. Фазу частоты Ψ_ДВП изменяют путем задержки/опережения начала формирования компоненты Ψ_ДВП относительно ЦТ формируемого ДВП.

Накопительный умножитель 4.2 состоит из умножителя П 4.2.1 двух двоичных целых чисел и регистра хранения результата Р 4.4.2. Одним из этих двух целых чисел является состояние регистра хранения результата умножителя 4.2 Р 4.4.2. Цикл умножения завершают сбросом состояния регистра хранения результата умножителя 4.2 Р 4.4.2, который поступает от третьего одноразрядного выхода РИ 4.5 через третий одноразрядный вход накопительного умножителя 4.2.

Процесс умножения разрешают стробом, который поступает на умножитель П 4.2.1 накопительного умножителя 4.2 от схемы управления второй фазой РИ 4.5 со второго одноразрядного выхода РИ 4.5 через второй одноразрядный вход накопительного умножителя 4.2.

Процесс перемножения продвигают импульсами тактовой частоты F, которые получают от первого одноразрядного входа источника значений ДВП 4 через первый одноразрядный вход накопительного умножителя 4.2.

Промежуточные результаты записывают в накопительный регистр Р 4.4.2 накопительного умножителя 4.2 фронтами стробов вырабатываемыми умножителем П 4.2.1 накопительного умножителя 4.2 по окончании операции перемножения очередного значения, поступившего от постоянной памяти 4.1. Указанные импульсы вырабатывают строб конца операции перемножения, который поступает на одноразрядный выход умножителя 4.2.

Окончательный результат является последним промежуточным результатом в цикле перемножения.

Счетчик адресов 4.3 осуществляет выбор БВП путем выбора значений БВП и их коммутацию с внешним входом накопительного умножителя 4.2. В основу счетчика адресов 4.3 положен сумматор 4.3.1, имеющий пять входов и счетчик 4.3.5, отсчитывающий время цикла вычислений.

Первый вход сумматора 4.3.1 соединен с выходом преобразователя 4.3.3 числа i в смещение адреса ПП 4.1 к начальному адресу сектора, занимаемого значениями БВП с параметром ВЧК равным N(i). Преобразователь 4.3.3 числа в смещение адреса ПП 4.1 состоит из запоминающего устройства (ЗУ) на N слов с последовательным доступом. Преобразователь 4.3.3 имеет Nα-разрядный вход, соединенный с соответствующим Nα-разрядным входом источника 4 значений ДВП через Nα-разрядный вход счетчика адресов ПП 4.3.

Преобразователь 4.3.3 в фазе приема новой посылки осуществляет прием N=4·3/T_L Nα-разрядных чисел, поступающих от источника данных и последовательно, по мере поступления, записывают в ЗУ преобразователя 4.3.3. Доступ к ЗУ осуществляет счетчик по модулю (mod) N преобразователя 4.3.3.

В фазе вычисления значений ДВП счетчик по mod N преобразователя 4.3.3. осуществляет цикл смещений к значениям БВП с различными волновыми числами компонент. В иерархии цикла работы счетчика адресов ПП 4.3 циклы счетчика преобразователя 4.3.3 представлены первичными под циклами. Запуск подцикла преобразователя 4.3.3 осуществляют 2·S/Td раз.

Импульсы пересчета в фазе приема поступают на счетчик 4.3 по mod N преобразователя 4.3.3 через первый одноразрядный вход счетчика адресов ПП 4.3 от первого одноразрядного выхода РИ 4.5. Импульсы пересчета в фазе вычислений поступают на счетчик по mod N преобразователя через второй одноразрядный вход счетчика адресов ПП 4.3 от второго одноразрядного выхода РИ 4.5.

Второй вход сумматора 4.3.1 соединен с выходом преобразователя 4.3.2 числа в смещение адреса ПП 4.1 к начальному адресу сектора j, занимаемого значениями БВП с шагом дискретизации Td=Tb/2·j. Смещение реализуют по формуле Σ_j[2·S_j]·Σ_ii, где S_j - число точек дискретизации половины интервала ВД j-го разбиения БВП, Σ_ii=Ymax. Данное смещение постоянно на весь цикл вычислений ДВП. Преобразователь 4.3.2 имеет Nε-разрядный вход, соединенный с соответствующим Nε-разрядным входом источника 4 значений ДВП через Nε-разрядный вход счетчика адресов ПП 4.3. Nε-разрядное число, поступающее на этот вход, записывают импульсом постановки/выборки данных Twe, который подают на третий одноразрядный вход счетчика 4.3 адресов ПП через второй одноразрядный вход источника 4 значений ДВП.

Третий вход сумматора 4.3.1 соединен с выходом преобразователя 4.3.4 числа в смещение адреса ПП 4.1 к адресу внутри БВП с параметром ФПК, осуществляющим задержку/опережение ЦТ текущего БВП относительно ЦТ формируемого ДВП. Преобразователь 4.3.4 состоит из ПП и ЗУ на N слов с последовательным доступом. Преобразователь 4.3.4 в фазе приема новой посылки осуществляет прием 2·S/T_L чисел k, поступающих от источника данных, и последовательно, по мере поступления, записывает в ЗУ результат преобразования чисел k в смещение 2·π/(ϕmin·k·Td).

Преобразователь 4.3.4 имеет Nβ-разрядный вход, соединенный с соответствующим Nβ-разрядным входом источника 4 значений ДВП через Nβ-разрядный вход счетчика адресов ПП 4.3.

Преобразователь 4.3.4 в фазе приема новой посылки осуществляет прием N=2·S/T_L Nβ-разрядных чисел, поступающих от источника данных и последовательно, по мере поступления, производит преобразование каждого числа k из чисел N. Результаты преобразования в порядке поступления записывают в ЗУ преобразователя 4.3.4. Доступ к ЗУ осуществляет счетчик по mod N преобразователя 4.3.4.

В фазе вычисления значений ДВП счетчик по mod N преобразователя 4.3.4 осуществляет цикл перебора адресов ЗУ. Адресуемые коды поступают на адресные входы ПП 4.3.4, состояние которой и формирует смещения адреса ПП 4.1 к начальному адресу БВП смещенному внутри формируемого ДВП. В иерархии цикла работы сумматора 4.3.1 циклы преобразователя 4.3.4 представлены первичными циклами, совмещенными по времени с циклами работы преобразователя 4.3.3. Запуск подцикла преобразователя 4.3.4 осуществляют 2·S/Td раз. Импульсы пересчета в фазе приема поступают на счетчик по mod N преобразователя 4.3.4 через первый одноразрядный вход счетчика адресов ПП 4.3 от первого одноразрядного выхода РИ 4.5. Импульсы пересчета в фазе вычислений поступают на счетчик по mod N преобразователя 4.3.4 через второй одноразрядный вход счетчика адресов ПП 4.3 от второго одноразрядного выхода РИ 4.5. Преобразователь реализует разные ФПК при фазовой модуляции ВП.

Четвертый вход сумматора 4.3.1 соединен с выходом преобразователя 4.3.6 числа в смещение адреса ПП 4.1 к начальному адресу заданному индексом k полной группы БВП (T_L[N(i)], Td[j], 1/Ψ_ω[k]). Преобразователь 4.3.6 осуществляет смещение адреса ПП 4.1 к начальному адресу сегмента Ak=Σ_k(k·Σj[2·Sj*Σ_ii]), где j - пробегает все значения допущенных интервалов дискретизации Td, kmax=[Ymax·T_L/(2·Т_двп)]·(T_L/2·Td)=J·Ymax·kmin, kmin - T_L/(2·Т_ДВП), Т_ДВП - период фиксированной частоты трансляции (переноса), J=T_L/2·Td, Td - минимальный интервал дискретизации. Данный сегмент занимают значения отрезка косинуса частоты

Ψ_двп±2·π·k.

Посредством преобразователя 4.3.6 осуществляют модуляцию частотой местоположения ВП.

Преобразователь 4.3.6 имеет Nχ-разрядный вход, соединенный с соответствующим Nχ-разрядным входом источника 4 значений ДВП через Nχ-разрядный вход счетчика адресов ПП 4.3.

Преобразователь 4.3.6 в фазе приема осуществляет прием Nχ-разрядного числа данных k-ым импульсом записи, поступающим от второго одноразрядного входа источника 4 значений ДВП через третий одноразрядный вход счетчика адресов 4.3 на вход преобразователя 4.3.6, который трансформирует число k в число Ak. Число Ak преобразователь 4.3.6 фиксирует в своем регистре, выходные разряды которого соединены с четвертым многоразрядным входом сумматора 4.3.1. Адресуемые коды формируют смещения адреса ПП 4.1 к начальному адресу значений отрезка косинуса частоты Ψ_ДВП. Данная процедура имеет варианты. Первый вариант состоит из 2·S·K/Td циклов - передача числа, вычисление значения, запись значения в ИП 4.7. Второй вариант это - передача всего множества чисел k далее цикл вычисление значения, запись значения в ИП 4.7 повторяют 2·S·K/Td раз. Фаза вычисления наступает после поступления импульса конца пересчета по mod N третьей фазы счетчиков преобразователей 4.3.3.

Пятый вход сумматора 4.3.1 соединен с выходом преобразователя 4.3.7 числа в смещение адреса ПП 4.1 к начальному адресу заданному индексом k-ым полной группы БВП (T_L[N(i)], Td[j], 1/Ψ_ω[k]). Преобразователь 4.3.7 осуществляет смещение адреса ПП 4.1 к смещенному на k единиц адресу сегмента Ak=Σ_k(k·Σ_j[2·Sj·Σ_ii]), где j - пробегает все значения допущенных интервалов дискретизации Td,

k=[Ymax·T_L/(2·Т_ДВП)]·(T_L/2·Td)=J·Ymax·kmin,

kmin - T_L/(2·Т_ДВП),

Т_ДВП - период фиксированной частоты трансляции (переноса),

J=T_L/2·Td, Td - минимальный интервал дискретизации.

В отличие от преобразователя 4.3.6 число Ψ_ДВП фиксировано. Манипуляции смещением начала сегмента с расположением отрезка значений Ψ_ДВП на ± k точек, причем начало и конец сегмента считают одной точкой. Преобразователь 4.3.7 реализует модуляцию фазой частоты местоположения ВП Ψ_ДВП.

Преобразователь 4.3.7 имеет Nδ-разрядный вход, соединенный с соответствующим Nδ-разрядным входом источника 4 значений ДВП через Nδ-разрядный вход счетчика адресов ПП 4.3.

Преобразователь 4.3.7 в фазе приема осуществляет прием Nδ-разрядного числа данных k-ым импульсом записи, поступающим от второго одноразрядного входа источника 4 значений ДВП через третий одноразрядный вход счетчика адресов 4.3 на вход преобразователя 4.3.7, который преобразует интервал ВД ВП, увеличивая или уменьшая начало его отсчета на k единиц. Начало отсчета интервала ВД ВП преобразователь 4.3.7 фиксирует в своем регистре, выходные разряды которого соединены с пятым многоразрядным входом сумматора 4.3.1. Данная процедура имеет варианты. Первый вариант состоит из 2·S/Td циклов передачи числа, вычисления значения, записи значения в ИП 4.7. Второй вариант это - передача всего множества чисел k далее цикл вычисление значения, запись значения в ИП 4.7 повторяют 2·S/Td раз. Фаза вычисления наступает после поступления импульса конца пересчета по mod N третьей фазы счетчиков преобразователей 4.3.3.

Счетчик 4.3.5, отсчитывает длину интервала ВД 2·S/Td формируемого ДВП, где 2·S - ВД ВП, Td - интервал дискретизации. Вход пересчета счетчика 4.3.5 соединен с выходом конца цикла пересчета счетчика по модулю N преобразователя 4.3.4. Счетчик 4.3.5 имеет Nφ-разрядный вход установки модуля пересчета, соединенный с соответствующим Nφ-разрядным входом источника 4 значений ДВП через Nφ-разрядный вход счетчика адресов ПП 4.3. Nφ-разрядное число 2·S/Td, поступающее на этот вход, записывают импульсом Twe, который подают на третий одноразрядный вход счетчика адресов ПП 4.3 через второй одноразрядный вход источника 4 значений ДВП. Счетчик 4.3.5 устанавливают в фазе приема новой посылки импульсом, который подают на третий одноразрядный вход счетчика адресов ПП 4.3 через второй одноразрядный вход источника 4 значений ДВП. По достижении значения 2·S/Td счетчик 4.3.5 вырабатывает импульс конца вычислений, который поступает на второй одноразрядный выход счетчика адресов 4.3 и далее на первый одноразрядный выход источника 4 значений ДВП сигналом «Готов», а также пятый одноразрядный вход РИ 4.5, завершая цикл работы сумматора 4.3.1. блокированием тактовой частоты, поступающей от второго выхода РИ 4.5.

Распределитель импульсов 4.5 состоит из последовательно-соединенных триггеров, связанных между собой посредством схем сборок импульсов. РИ 4.5 тактируют частотой, которая поступает от первого одноразрядного входа источника 4 значений ДВП через первый одноразрядный вход РИ 4.5.

Первым в иерархии распределителя импульсов 4.5 расположен триггер, выход которого соединен с входами схемы совпадения, осуществляющей управление первой фазой цикла вычислений дискретизированных значений, а выход, которой соединен через первый одноразрядный выход распределителя импульсов 4.5 с первым одноразрядным входом счетчика адресов ПП 4.3. Выход триггера разрешает РИ 4.5 управление преобразователями 4.3.3 и 4.3.4 в фазе приема. На вход сборки импульсов, вырабатывающей импульсы установки триггера первой фазы, поступают или импульс запуска Twe от второго одноразрядного входа источника 4 значений ДВП через второй одноразрядный вход РИ 4.5 или задержанные импульсы при совпадении импульса конца пересчета счетчика по mod N преобразователя 4.3.4 и единичного состояния триггера второй фазы. Импульс конца пересчета счетчика по mod N преобразователя 4.3.4 (или 4.3.3) поступает от первого одноразрядного выхода счетчика адресов ПП 4.3 через четвертый одноразрядный вход РИ 4.5. Единичное состояние триггера первой фазы разрешает проход через схему совпадения управления N=4·S импульсов тактовой частоты, реализующих фазу приема новой посылки преобразователями 4.3.3 и 4.3.4. Первую фазу, сбросом триггера, завершает импульс установки второй фазы, вырабатываемый по совпадению единичного состояния триггера первой фазы и импульса конца пересчета, вырабатываемого счетчиком по mod N преобразователя 4.3.4 (или 4.3.3), который поступает от первого выхода счетчика адресов ПП 4.3 через четвертый одноразрядный вход распределителя импульсов 4.5.

Вторым в иерархии РИ 4.5 расположен триггер, выход которого соединен с входами схемы совпадения, осуществляющей управление второй фазой цикла вычислений дискретизированных значений, а выход, которой соединен через второй одноразрядный выход распределителя импульсов 4.5 со вторыми одноразрядными входами счетчика адресов ПП 4.3 накопительного умножителя 4.2. Выход триггера разрешает функционирование распределителя импульсов управления преобразователями 4.3.3 и 4.3.4 в фазе вычисления.

Функционирование распределителя импульсов управления преобразователями 4.3.3 и 4.3.4 второй фазы завершается по достижении N=4·S тактов, которые отмеряет счетчик mod N преобразователя 4.3.4 (или 4.3.3), посредством сигнала выставляемого этим преобразователем на третьем входе распределителя импульсов 4.5.

Установку триггеров второй фазы производит импульс, вырабатываемый по совпадению единичного состояния триггера состояния умножителя 4.4 (импульсом, вырабатываемым счетчиком по mod К умножителя 4.4, по достижении им состояния К) и импульса конца пересчета, вырабатываемого счетчиком по mod N преобразователя 4.3.4 (или 4.3.3). Импульс конца пересчета счетчика по mod N преобразователя 4.3.4 (или 4.3.3) поступает от первого одноразрядного выхода счетчика адресов ПП 4.3 через четвертый одноразрядный вход РИ 4.5. Управление второй фазой вычислений осуществляют посредством схемы управления, которая вырабатывают импульсы, являющиеся для преобразователей 4.3.3 и 4.3.4 импульсами продвижения вычислений, а для накопительного умножителя П 4.2.1 импульсами записи результата в регистр накопления произведения накопительного умножителя 4.2, которые транслируют через второй одноразрядный выход распределителя импульсов 4.5. Указанные импульсы блокируют на время процесса функционирования умножителя П 4.2.1 накопительного умножителя 4.2, т.е. на время занимаемое умножением. Стробы разрешения поступают на схему управления второй фазой от одноразрядного выхода накопительного умножителя 4.2 через третий одноразрядный вход РИ 4.5. Сброс триггера второй фазы производит импульс номер 2·S/Td состояния конца пересчета, который поступает от счетчика 4.3.5 счетчика адресов ПП 4.3, перебирающего смещения Td к различным точкам дискретизации значений БВП. Импульс конца пересчета счетчика 4.3.5 поступает от второго одноразрядного выхода счетчика адресов ПП 4.3 через пятый одноразрядный вход распределителя импульсов 4.5.

Третьим в иерархии распределителя импульсов 4.5 расположен триггер, выход которого соединен с входами схем совпадения, осуществляющих управление третьей фазой цикла вычислений дискретизированных значений. Третья фаза - это фаза вычисления спектра амплитуд. Установку триггера третьей фазы производят импульсами конца пересчета по mod N, вырабатываемыми счетчиком 4.3.3 счетчика адресов ПП 4.3, которые поступают от первого одноразрядного выхода счетчика адресов ПП 4.3 через четвертый одноразрядный вход распределителя импульсов 4.5. Сброс триггера третьей фазы производят импульсом, вырабатываемым счетчиком по mod К умножителя 4.4, по достижении им состояния К, который поступает от одноразрядного выхода умножителя 4.4 через шестой одноразрядный вход распределителя 4.5 импульсов.

Схема управления третьей фазой вырабатывает импульс сброса накопительного регистра Р 4.4.2 накопительного умножителя 4.2, которые поступают через третий одноразрядный выход распределителя импульсов 4.5 на третий одноразрядный вход накопительного умножителя 4.2. Схема управления третьей фазой вырабатывает также строб работы умножителя 4.4, который поступает через четвертый одноразрядный выход распределителя импульсов 4.5 на третий одноразрядный вход умножителя 4.4. Таким образом цикл вычисления состоит в вычислении значения нормированного ДВП, выполняемого под управлением триггера второй фазы плюс размножение данного значения в К раз, выполняемого умножителем 4.4. общее число таких циклов равно 2·S/Td. Указанный цикл это - цикл вычисления множества значений ДВП с амплитудной кодировкой. ДВП с частотной и фазовой колировкой индивидуальны, а их цикл ограничивают второй фазой. ДВП с частотной и фазовой колировкой местоположением на оси частот имеют либо две фазы, как и амплитудные ДВП, а размножение значений осуществляют счетчики преобразователей 4.3.6 или 4.3.7 и в этом случае коды Nχ_{это - приращение частоты ΨДВП, a Nδ это - пиращение фазы частоты ТДВП. Либо каждое такое ДВП вычисляется индивидуально и в этом случае коды Nχ это - абсолютное значение частоты ΨДВП, a Nδ это - абсолютное значение фазы частоты ΨДВП.}

Умножитель 4.4 вычисляет значения спектра квантования уровней ДВП. Спектр квантования уровней ДВП задают конечным набором целых чисел, шаг между которыми величина произвольная по определению. Шаг квантования устанавливают индивидуально. Умножитель 4.4 состоит из двухвходового многоразрядного делителя D 4.4.1, сумматора Σ4.4.2 и счетчика 4.4.3.

Число шагов размножения К записывают импульсом Twe в виде многоразрядного Nγ-разрядного кода. Nγ-разрядный код К фиксируют в делителе 4.4.1 в качестве делителя и фиксируют в счетчике 4.4.3 в качестве модуля пересчета. Процесс перемножения запускает сигнал, поступающий с четвертого одноразрядного выхода распределителя 4.5 на второй одноразрядный вход умножителя 4.4. Процесс перемножения разрешает сигнал готовности частного, поступающий от делителя 4.4.1 на счетчик 4.4.3. Процесс перемножения продвигают импульсами частоты такта, которые поступают от первого одноразрядного входа умножителя 4.4 на первый одноразрядный вход умножителя 4.4. Результат умножения в виде Мδ-разрядного кода транслируют через соответствующие выходы умножителя 4.4 на Мδ-разрядные входы ИП 4.7. Импульсы записи результата умножения транслируют через первый одноразрядный выход умножителя 4.4 на первые одноразрядные входы счетчика 4.6 адресов ИП и ИП 4.7. Конец операции перемножения сопровождают стробом, который, поступая через второй одноразрядный выход умножителя 4.4, на шестой одноразрядный вход РИ 4.5 разрешает запуск триггера второй фазы и сбрасывает триггер третьей фазы. Фронты данных стробов, поступая на четвертый одноразрядный вход счетчика 4.6 адресов ИП, пересчитывают счетчиком mod К.

Счетчик 4.6 адресов ИП осуществляет доступ к ИП 4.7 в режимах записи и считывания. Длина всех ДВП, выраженная количеством точек дискретизации, постоянна и равна 2·S/Td, где 2·S - длина ВД ДВП, Td - длина интервала дискретизации. Счетчик 4.6 адресов ИП состоит из сумматора, регистра адреса и двухвходовой схемы сборки. Выходные разряды счетчика соединены с разрядами первого входа сборки, а выходные разряды регистра адреса соединены с разрядами второго входа сборки. Сумматор счетчика 4.6 адресов ИП состоит из двухвходового накопительного сумматора на Nι+log₂К разрядов с начальной установкой регистра накопления, где первый вход сумматора имеет Nι+log₂K разрядов и соединен с выходом регистра накопления, вход которого соединен с выходом сумматора, второй вход имеет Nι разрядов. На Nι-разрядный вход поступает код смещения, который записывают в Nι-разрядный регистр импульсом пуска Twe, поступающим на первый одноразрядный вход счетчика 4.6 адресов ИП. На параллельный основному log₂К-разрядный вход регистра накопления поступает результат пересчета счетчика по модулю К mod К. Состояние счетчика mod К обнуляют импульсом пуска Twe, поступающим на первый одноразрядный вход счетчика 4.6 адресов ИП. Счетчик mod К пересчитывает фронты стробов, которые поступают на четвертый одноразрядный вход счетчика 4.6 адресов ИП от второго одноразрядного выхода умножителя 4.4. Запись состояния счетчика mod К в регистр накопления производят фронтом стробов, которые поступают на четвертый одноразрядный вход счетчика 4.6 адресов ИП от второго одноразрядного выхода умножителя 4.4.

В режиме считывания адрес считывания подают на Nη-разрядный вход счетчика 4.6 адресов ИП, разряды которого объединены сборкой с выходными разрядами накопительного регистра и соединены с выходными разрядами Mε счетчика 4.6 адресов ИП. Адрес считывания записывают импульсом, который поступает с третьего одноразрядного входа источника 4 значений ДВП на третий одноразрядный вход счетчика 4.6 адресов ИП.

Исполнительная память ИП 4.7 состоит из запоминающего устройства и имеет область адресации мощностью в Mε разрядов. Запись данных в память осуществляют подачей импульса записи на одноразрядный вход.

Источник 4 значений ДВП работает следующим образом.

Первая фаза это - занесение параметров, согласно которым формируют конкретное ДВП. Первую фазу начинают с приема параметров, которые задают инфрастуктуру ДВП.

Первым параметром инфраструктуры является шаг дискретизации, выраженный в единицах TL/Td, который поступает от Nε-разрядного входа источника 4 значений ДВП через Nε-разрядный вход счетчика 4.3 адресов ПП на начальную установку счетчика 4.3.2 счетчика 4.3 адресов ПП.

Вторым параметром инфраструктуры является интервал ВД, задаваемый числом 2·S/Td, где 2·S - длина ВД ДВП, Td - длина интервала дискретизации. Число 2·S/Td поступает от Nφ-разрядного входа источника 4 значений ДВП через Nφ-разрядный вход счетчика 4.3 адресов ПП на Nφ-разрядный вход счетчика 4.3.5.

Следующими параметрами являются группы каналообразующих параметров структуры ДВП.

Группу параметров, задающих ВЧК, подают через Nα-разрядный вход источника 4 значений ДВП на Nα-разрядный вход счетчика 4.3 адресов ПП. Группу параметров, задающих ФЧК, подают через Nβ-разрядный вход источника 4 значений ДВП на Nβ-разрядный вход счетчика 4.3 адресов ПП. Группы параметров, задающих ВЧК и ФЧК, содержат по N=4·S/TL элементов каждая. Запись каждого элемента осуществляют соответствующим импульсом, который поступает от первого одноразрядного выхода распределителя 4.5 импульсов на первый одноразрядный вход счетчика 4.3 адресов ПП. Формирование импульсов записи группы параметров структуры начинают после поступления импульса пуска Twe на второй одноразрядный вход источника 4 значений ДВП.

Параметр, задающий шаг квантования амплитуды К, подают через Nγ-разрядный вход источника 4 значений ДВП на Nγ-разрядный вход счетчика 4.3 адресов ПП. Параметр амплитуды записывают импульсом пуска, т.е. одновременно с записью параметров инфраструктуры.

Параметры, задающие отклонения частоты трансляции (переноса), подают через Nχ-разрядный вход источника 4 значений ДВП на Nχ-разрядный вход счетчика 4.3 адресов ПП. Параметры отклонения частоты трансляции записывают импульсом пуска, т.е. одновременно с записью параметров инфраструктуры.

Параметры, задающие отклонения фазы частоты трансляции (переноса), подают через Nδ-разрядный вход источника 4 значений ДВП на Nδ-разрядный вход счетчика 4.3 адресов ПП. Параметры отклонения фазы частоты трансляции записывают импульсом пуска, т.е. одновременно с записью параметров инфраструктуры.

Вторая фаза - перебор адресов ПП, хранящих значения в точках Td·j. Продвижение по рабочим точкам внутри фазы осуществляют шагами. Шаг производит импульс вычисления частичного произведения, который вырабатывает распределитель 4.5 импульсов на своем втором одноразрядном выходе. Длина шага между рабочими точками определена количеством импульсов тактовой частоты, затрачиваемых на исполнение процедуры перемножения числа, которое поставляет ПП 4.1 согласно адресу, сформированному счетчиком 4.3 адресов ПП, с накопленными предыдущими шагами произведением. Длина цикла равна N шагов и определена счетчиком по модулю N преобразователя 4.3.4 или 4.3.3, которые вырабатывают импульсы готовности значения действия волнового пакета (ДВП) в точке дискретизации. Импульс готовности значения ДВП в точке дискретизации последовательно во времени запускает процесс вычисления спектра квантования амплитуд умножителем 4.4, сбрасывает регистр накопления, добавляет единицу в счетчик смещения Td·j и приостанавливает процесс вычисления адресов на время цикла вычисления спектра квантования амплитуд. Приостановку вычисления адресов, на время когда выполняют вычисление спектра квантования амплитуд, исключают путем введения буфера значений на входе умножителя 4.4. Буферизацию осуществляют под управлением регистра очереди. Вторая фаза разделена счетчиками по модулю N на N (4·S/TL) рабочих точек. Рабочая точка это вычисляемое значение в точке дискретизации. Любое ДВП состоит из 4·S/TL рабочих точек. Для трех видов модуляции ВП в силу ограниченности вариантов, используемых ДВП, возможно создание библиотеки значений всех ДВП, для чего-либо каждую рабочую точку размножают в К раз либо производят К запусков подачей импульса Twe. Для амплитудной модуляции ВП размножение осуществляют в третьей фазе, которую тем самым запускают после вычисления значения каждой рабочей точки. Для двух модуляций точки местоположения на оси частот данная процедура была описана выше. Каждая рабочая точка своим номером, заданным счетчиками по модулю N преобразователей 4.3.4 или 4.3.3, определяет начальное смещение, с которого осуществляют считывание значений БВП, номер которого совпадает с номером рабочей точки. Напомним, что БВП упорядочены в многокомпонентное мультиплексное преобразование (ММП) взаимным отношением периодичности своих структур. Смещение первой рабочей точки равно нулю. Смещение всех остальных рабочих точек задействуют при вычислении ДВП частотно-модулированных и фазово-модулированных ВП.

Третий фаза это ожидание конца процесса вычислений спектра квантования амплитуд умножителем 4.4, на время которой запрещена трансляция импульсов тактовой частоты до появления сигнала конца цикла вычислений. Третья фаза, введением буфера памяти чисел, которые поступают от накопительного умножителя 4.2, вырождается в точку.

Новый запуск процесса вычислений нового спектра квантованных ДВП производят подачей импульса пуска Twe. Импульс пуска Twe сбрасывает в ноль состояние счетчиков по модулям N и 4·S/TL. Импульс пуска сопровождает подачу на счетчик адресов 4.3 информацию о выборе начальных установок для регистра числа T_L/Td, для регистра числа 4·S/T_L, для счетчиков по модулю N и для счетчиков 4.3.5, 4.3.7. Указанная информация может передаваться на блок независимо и сохраняться в статических регистрах блока, а может извлекаться из постоянной памяти начальных установок блока подачей соответствующих адресов.

В процессе вычисления фазово-модулированных значений преобразователи 4.3.4 и 4.3.3 счетчика 4.3 адресов на первом шаге умножения устанавливают в нулевое смещение, что соответствует выбору БВП с волновым параметром 2 и фазовым параметром 0. Последующие состояния получают, предварительно устанавливая, преобразователь 4.3.3 счетчика 4.3 адресов в состояние равное смещению к адресу частоты 1/[T_L·N(i)] с волновым числом N(i), а состояния преобразователя 4.3.4 счетчика 4.3 адресов плюс/минус смещение на интервал эквивалентный фазе компоненты с этим волновым числом N(i). Манипуляция со вторым смещением приводит к сдвигу во времени точек перемножаемого базового ВП относительно базового ВП с волновым числом, равным 2, на величину, шаг изменения которой равен шагу Td. Успех такой манипуляции обеспечивают превышением числа ячеек ПП 4.1, которое отводят для хранения БВП с волновыми числами больше 2, над числом ячеек, которые отводят для хранения БВП с волновым числом, равным 2, на фиксированную величину. Эта величина равна удвоенному максимальному отклонению интервала следования ДВП в ПДВП от среднего интервала равного TL плюс половина интервала ВД.

Отсутствие переполнения обеспечивают оптимизацией выбора числа разрядов амплитуд БВП и их количеством N в формуле ММП. Так при числе разрядов амплитуд БВП, равном log₂(Ymax), и числе компонент, равном N, число разрядов регистра накопления накопительного умножителя равно log₂(Ymax)·N. Значения БВП это - числа со знаком, которые сохраняют в битах знака, где ноль означает положительное число, а единица означает отрицательное число. Поэтому регистр результата также имеет бит знака, который выполнен в виде тактируемого триггера с отрицательной обратной связью. Результат округляют до log₂(Ymax) разрядов. Процедуру округления реализуют либо, округляя промежуточные произведения, либо округляя конечный результат. Ноль во всех разрядах при таких вычислениях соответствует значению 0, в результате чего значение ДВП в ЦТ всегда равно 2^log(Ymax)=Ymax.

Амплитудную модуляцию ВП (Фиг.6) реализуют отключением формирования фазового смещения, смещения частоты местоположения и фазы частоты местоположения, что влечет отключение соответственно третьего, четвертого и пятого смещений сумматора 4.3.1, блокирование преобразователя 4.3.4, счетчиков 4.3.6 и 4.3.7, сужение области определения ВЧК для преобразователя 4.3.3 в N-мерную точку фиксированного набора N компонент устройства, приведенного на фиг.5. В этом случае переменными являются область изменения интервала дискретизации и область набора амплитуд.

Фазовую модуляцию ВП (Фиг.7) реализуют отключением работы умножителя 4.4, сужением области определения ВПК для преобразователя 4.3.3 счетчика 4.3 адресов в N-мерную точку фиксированием набора N компонент, а также отключением формирования четвертого и пятого смещений счетчика адресов ПП, т.е. счетчика 4.3.6 и 4.3.7 счетчика 4.3 адресов ПП устройства, приведенного на фиг.5. При этом переменными являются область изменения начальных смещений счетчика ПП, которые реализует преобразователь 4.3.4 счетчика 4.3 адресов.

Частотную модуляцию ВП (Фиг.8) реализуют отключением работы умножителя 4.4, отключением формирования третьего, четвертого и пятого смещений счетчика 4.3 адресов ПП, т.е. блокированием преобразователя 4.3.4, счетчиков 4.3.6 и 4.3.7 счетчика 4.3 адресов ПП устройства, приведенного на фиг.5. Переменной в этом случае служит область изменения интервала дискретизации и область изменения волновых чисел компонент произведения ВП, в которой шаг изменения значения волнового числа составляет Fd.

Модуляцию фазой частоты местоположения ВП (Фиг.9) реализуют отключением работы умножителя 4.4, сужением области определения ВПК для преобразователя 4.3.3 счетчика 4.3 адресов в N-мерную точку фиксированием набора N компонент, а также отключением формирования третьего и четвертого смещений счетчика адресов ПП, т.е. счетчика 4.3.4 и 4.3.6 счетчика 4.3 адресов ПП устройства, приведенного на фиг.5. При этом переменными являются область изменения интервала дискретизации и область изменения начальных смещений вторичного интервала дискретизации, которые реализует преобразователь 4.3.7 счетчика 4.3 адресов ПП.

Модуляцию частотой местоположения ВП (Фиг.10) реализуют отключением работы умножителя 4.4, сужением области определения ВПК для преобразователя 4.3.3 счетчика 4.3 адресов в N-мерную точку фиксированием набора N компонент, а также отключением формирования третьего и пятого смещений счетчика адресов ПП, т.е. счетчика 4.3.4 и 4.3.7 счетчика 4.3 адресов ПП устройства, приведенного на фиг.5. При этом переменными являются область изменения интервала дискретизации и область изменения вторичного интервала дискретизации, которые реализует преобразователь 4.3.6 счетчика 4.3 адресов.

Вычислитель значений ПДВП.

Вычислитель 3 значений ПДВП описан ниже со ссылками на фиг.11.

Значения потока ДВП получают путем суммирования значений всех ДВП, части которых присутствуют на интервале ВД. Интервал ВД - это интервал времени, в течение которого напряжения или токи, образующие отдельный ВП, действуют в выделенной точке пространства, кабеля или электрической схемы устройства. Длина ВД в единицах периода частоты с ВЧК=2 равна

S_L=2·S/T_L,

где T_L - период частоты с ВЧК=2,

S - длина фронта нарастания (спада) до максимума в ЦТ.

Величина 4·S/T_L, равная числу точек постановки информации на интервале ВД, - это число сложений в сумме значений всех ДВП, которые производят при формировании значений ПДВП.

Величина

S_d=S_L·T_L/Td

равна числу точек дискретизации ВП на интервале ВД.

Сумма Φ_i=Σ_i[Fn(i,j)], где j=1...S_L - порядковый номер посылки или порядковый номер выборки значения, i=0...S_d - порядковый номер точки дискретизации соответствующего ДВП, равна значению потока ДВП в точке дискретизации.

Адрес значения задействованного ДВП, хранящегося в ИП 4.7 источника 4 значений ДВП, получают вычислением по формуле

А_ДВП=Ad_Y(m)+Ad_S(n)+Ad_D(k), где

Ad_Y(m) - смещение к области памяти хранения ДВП с изменяемым параметром эквивалентным Y(m),

Ad_S(n) - смещение внутри области с начальной точкой Ad_Y(m),

Ad_D(k) - смещение внутри области с начальной точкой

Ad_Y(m)+Ad_S(n).

Вычислитель 3 значений ПДВП имеет одноразрядный вход тактовой частоты F, одноразрядный частоты дискретизации Fd, одноразрядный записи структуры Preset, Nα-разрядный вход данных структуры, N-разрядный вход данных, L-разрядный вход значений ДВП, одноразрядный выход генерации интервала постановки данных Twe, К-разрядный выход адресов ИП 4.7, М-разрядный выход значений ПДВП.

Вычислитель 3 значений ПДВП модулированных ВП включает в себя преобразователь 3.1 числа в смещение, оперативную память 3.2 входных чисел, счетчик 3.3 адресов, преобразователь 3.4 числа в интервал, оперативную память 3.5 интервалов следования чисел, вычислитель 3.6 интервалов следования текущего ДВП от начала старейшего ДВП, счетчик 3.7 интервалов дискретизации, сумматор 3.8 адресов ДВП, аккумулятор 3.9 результата, распределитель 3.10 импульсов.

Nα-разрядный вход вычислителя 3 значений ПДВП соединен с Nα-разрядными входами распределителя 3.10 импульсов и счетчика 3.3 адресов, N-разрядный вход вычислителя 3 значений ПДВП соединен с N-разрядными входами преобразователя 3.1 числа в смещение и преобразователя числа в интервал 3.4,

первый одноразрядный вход F вычислителя 3 значений ПДВП соединен с одноразрядными входами тактовой частоты распределителя 3.10 импульсов и преобразователя 3.1 числа в смещение,

второй одноразрядный вход Fd вычислителя 3 значений ПДВП соединен с одноразрядным входом частоты постановки/выборки распределителя 3.10 импульсов,

третий одноразрядный вход вычислителя 3 значений ПДВП Preset соединен с одноразрядным входом We предварительной записи распределителя 3.10 импульсов и счетчика 3.3 адресов,

одноразрядный выход f(Δt) распределителя 3.10 импульсов, формирующий пачки тактирующих импульсов, соединен с тактовыми одноразрядными входами F счетчика 3.3 адресов, вычислителя 3.6 интервалов следования текущих ДВП от начала старейшего ДВП и аккумулятора 3.9 результата,

одноразрядный выход Tk распределителя импульсов 3.10, формирующий импульсы готовности значений, соединен с одноразрядным входом Fd пересчета счетчика интервалов дискретизации 3.7, одноразрядным входом We импульса записи результата аккумулятора 3.9 результата и одноразрядным входом сброса R вычислителя 3.6 интервалов следования текущих ДВП от начала старейшего ДВП,

Мα-разрядный выход преобразователя 3.1 числа в смещение соединен с Мα-разрядным входом данных оперативной памяти 3.2 входных чисел,

Мχ-разрядный выход преобразователя 3.4 числа в интервал соединен с Мχ-разрядным входом данных оперативной памяти 3.5 интервалов следования чисел и поразрядно соединен с Мχ-разрядным входом модуля пересчета счетчика 3.7 интервалов дискретизации.

Мβ-разрядный выход счетчика 3.3 адресов соединен с Мβ-разрядными входами адреса оперативной памяти 3.2 входных чисел и адреса оперативной памяти 3.5 интервалов следования чисел,

выходы разрядов Мδ оперативной памяти 3.2 входных чисел соединены с входами разрядов Мδ первого слагаемого сумматора 3.8 адресов ДВП,

выходы разрядов Mε оперативной памяти 3.5 интервалов следования чисел соединены с входами разрядов Mε слагаемого вычислителя 3.6 интервалов следования текущих ДВП от начала старейшего ДВП, выходы разрядов Мφ которого соединены со входами разрядов Мφ второго слагаемого сумматора 3.8 адресов ДВП,

выходы разрядов Мγ номера интервала счетчика 3.7 интервалов дискретизации соединены с входами разрядов Мγ третьего слагаемого сумматора 3.8 адресов ДВП,

одноразрядный выход T_WE счетчика 3.7 интервалов дискретизации, формирующий импульсы постановки/выборки информации, соединен с одноименным одноразрядным выходом вычислителя 3 значений ПДВП и с одноразрядными входами We импульсов приема информации преобразователя 3.1 числа в смещение, преобразователя 3.4 числа в интервал, оперативной памяти 3.2 входных чисел, оперативной памяти 3.5 интервалов следования чисел,

выходы К разрядов адресов сумматора 3.8 адресов ДВП соединены с К-разрядный выходом К вычислителя 3 значений ПДВП,

L-разрядный вход L данных аккумулятора 3.9 результата соединен с L-разрядным входом L данных вычислителя значений ВП 3; М-разрядный выход М аккумулятора 3.9 результата суперпозиций значений ДВП соединен с М-разрядным выходом М результата суперпозиций значений ДВП вычислителя значений ВП 3.

Для потока периодически следующих ДВП вычислитель 3 значений ПДВП, преобразователь 3.4 числа в интервал и оперативная память 3.5 интервалов следования чисел вырождены в константу, равную периоду, которую записывают в соответствующий регистр импульсом предустановки «Preset». Таким потокам соответствуют амплитудная модуляция ВП, фазовая и частотная модуляции точки местоположения ВП.

Преобразователь 3.1 числа в смещение состоит из двухвходового умножителя и регистра константы. Преобразователь 3.1 вычисляет смещение Ad_Y(m), соответствующее числу Y(t). Число Y(t) записывают во входной регистр преобразователя 3.1 импульсом постановки/выборки данных T_WE, который поступает от одноразрядного выхода счетчика 3.7 интервалов дискретизации на соответствующий одноразрядный вход We преобразователя 3.1. Преобразователь 3.1 работает под управлением пачки импульсов, поступающих от одноразрядного выхода f(Δt) распределителя 3.10 импульсов на одноразрядный вход F преобразователя 3.1. Смещение Y(m) поступает на Мα-разрядный выход преобразователя 3.1 числа в смещение.

Оперативная память 3.2 входных чисел хранит смещения Ad_Y(m) к тем ДВП, которые активны (задействованы при вычислении значений ПДВП) на текущем интервале ВД. Разряды данных оперативной памяти 3.2 входных чисел соединены с Мδ-разрядным выходом преобразователя 3.1 числа в смещение. Разряды адреса соединены с Мβ-разрядным выходом счетчика 3.3 адресов. Запись данных осуществляют импульсом постановки данных T_WE, который поступает от одноименного одноразрядного выхода постановки данных счетчика 3.7 интервалов дискретизации.

Счетчик 3.3 адресов состоит их кольцевого счетчика с длинной пересчета равной 4·S/T_L. Число 4·S/T_L поступает от Nα-разрядного входа вычислителя 3 значений ПДВП на Nα-разрядный вход счетчика 3.3 адресов. Записывают число «4·S/T_L» импульсом предварительной установки «Preset», который поступает от одноименного одноразрядного входа вычислителя 3 значений ПДВП на одноразрядный вход We счетчика 3.3 адресов. Импульсы пересчета поступают с формирующего пачки тактирующих импульсов выхода f(Δt) распределителя 3.10 импульсов. Выходные разряды Мβ счетчика 3.3 адресов поступают на адресные входы оперативной памяти 3.2 входных чисел.

Преобразователь 3.4 числа в интервал состоит из постоянной памяти и преобразует входные числа в интервалы ввода новых действий ВП в поток ДВП методом косвенной адресации. Шаг изменения интервалов ввода новых действий ВП в поток ДВП равен единице Td. Преобразователь 3.4 функционирует только при частотном или фазовом методах модуляции ВП. Запуск вычисления осуществляют импульсами частоты дискретизации, которые поступают с одноразрядного выхода счетчика 3.7 интервалов дискретизации. Числа поступают с N-разрядного входа вычислителя 3 значений ПДВП 3. Как уже было сказано выше, преобразователь 3.4 для периодических методов модуляции ВП вырождается в регистр, в который заносят константу, равную 2·T_L/Td.

Оперативная память интервалов следования чисел 3.5 хранит интервалы следования ДВП, задействованных на текущий интервал ВД, базовые адреса ИП 4.7 которых сохранены в оперативной памяти 3.2 входных чисел. Запись данных в оперативную память 3.5 по Мβ-разрядному адресу, поступающему от счетчика 3.3 адресов, осуществляют импульсом частоты постановки/выборки Twe, которые поступают с одноименного одноразрядного выхода счетчика 3.7 интервалов дискретизации. Значение вновь сформированного по принятому числу интервала в виде Mχ-разрядного кода поступает от преобразователя 3.4 числа в интервал. Мε-разрядный выход оперативной памяти 3.5 интервалов следования чисел соединен с Mε-разрядным входом вычислителя 3.6 интервалов следования текущего ДВП от начала старейшего ДВП.

Вычислитель 3.6 интервалов следования текущих ДВП от начала старейшего ДВП состоит из накапливающего сумматора и вычисляет смещение Ad_S(n), которое равно смещениям ЦТ задействованных действий ВП относительно ЦТ текущего интервала ВД, путем суммирования чисел, равных интервалам следования данных, получаемых от оперативной памяти 3.5 интервалов следования чисел. Для варианта вычислителя 3 значений ПДВП с периодически следующими действиями ВП длину интервала следования T_L/(2·Td) запоминают в приемном регистре вычислителя 3.6 интервалов следования текущих ДВП от начала старейшего ДВП. Запись числа TL/(2*Td) осуществляют предварительно импульсами «Preset». Продвижение суммирования осуществляют импульсы пачки тактирующих импульсов, которые поступают на его одноразрядный вход пересчета F с одноразрядного выхода f(Δt) распределителя 3.10 импульсов. Накопительный регистр сумматора обнуляют импульсами Tk готовности значения, которые вырабатывает распределитель импульсов 3.10 и, которые поступают на одноразрядный вход сброса R вычислителя 3.6 интервалов следования текущих ДВП от начала старейшего ДВП.

Счетчик 3.7 интервалов дискретизации состоит из двоичного счетчика с переменным модулем пересчета D(k), который вычисляет смещение точек дискретизации относительно точки постановки последних входных данных, и, которая определена импульсом Twe. Модуль пересчета поступает от преобразователя 3.4 числа в интервал в виде Мχ-разрядного кода. Импульсами пересчета являются импульсы готовности значений, которые поступают от одноразрядного выхода Tk распределителя импульсов 3.10 на одноразрядный вход Fd счетчика 3.7 интервалов дискретизации. Вычисленное смещение Ad_D(k)поступает на Мγ-разрядный вход сумматора 3.8 адресов ДВП. Результат модульного пересчета импульсом постановки Twe данных поступает с одноразрядного выхода Twe счетчика 3.7 интервалов дискретизации на одноразрядный выход постановки/выборки вычислителя 3 значений ПДВП.

Сумматор 3.8 адресов ДВП состоит из трехвходового многоразрядного сумматора, который вычисляет адрес А_ДВП значения задействованного ДВП, хранящегося в ИП 4.7 источника 4 значений ДВП.

Источник 4 значений ДВП представляет собой постоянную память или цифровой автомат, который хранит и/или вычисляет значения ДВП Fnn(t) или Fn(t), соответствующие числам Y(t). Имеет К входных и L выходных разрядов.

Аккумулятор 3.9 результата состоит из накапливающего сумматора, который суммирует активированные сумматором 3.8 адресов ДВП значения, поступающие от источника 4 значений ДВП, накапливая промежуточные результаты. Промежуточные результаты ΣFnn(t,i) или ΣFn(t,i), для i<4·S/T_L, записывают в накопительный регистр импульсами, которые поступают на одноразрядный вход F записи промежуточного результата аккумулятора 3.9 от одноразрядного выхода f(Δt) распределителя 3.10 импульсов, формирующего пачки тактирующих импульсов. Результат ΣFnn(t,i) или ΣFn(t,i), для i=4·S/T_L, фиксируют в регистре результата аккумулятора 3.9 результата импульсом готовности значения, который поступает с одноразрядного выхода Tk распределителя 3.10 на одноразрядный вход We записи результата аккумулятора 3.9. Далее М-разрядный код результата транслируют на М-разрядный выход М вычислителя 3 ПДВП.

Распределитель 3.10 импульсов состоит из 4·S/T_L-разрядного сдвигового регистра, который формирует пачки импульсов управления всеми блоками вычислителя 3 значений ВП. Работает в режиме ждущего мультивибратора, который при поступлении импульсов частоты Fd вырабатывает пачку из 4·S/T_L импульсов, интервал следования которых ограничен быстродействием блоков вычислителя 3 значений ВП. Число 4·S/T_L поступает от Nα-разрядного входа вычислителя 3 значений ПДВП на Nα-разрядный вход распределителя 3.10 импульсов. Записывают число 4·S/T_L импульсом предварительной установки Preset, который поступает от третьего одноразрядного входа вычислителя 3 значений ПДВП на одноразрядный вход We предварительной установки распределителя 3.10 импульсов. Импульсы сдвига поступают на одноразрядный вход F тактовой частоты распределителя 3.10 импульсов с первого одноразрядного входа F вычислителя 3 значений ВП. Импульсы запуска поступают на одноразрядный вход постановки/выборки Fd распределителя 3.10 импульсов со второго одноразрядного входа Fd вычислителя 3 значений ВП. Конец пачки импульсов сопровождают импульсом готовности значения, который поступает на одноразрядный выход Tk распределителя 3.10.

Вычислитель 3 значений ВП, представленный фиг.11, является универсальным цифровым автоматом, который в состоянии осуществлять любой вид модуляции ВП, рассмотренный в настоящей заявке. Цикл работы автомата состоит из двух фаз.

Фаза А - вычисления значения ПДВП в точке дискретизации. Фазу А начинают импульсом частоты постановки/выборки Fd, a заканчивают импульсом готовности результата Tk. На этом этапе кольцевой счетчик 3.3 адресов последовательно перебирает адреса, которые являются адресами всех задействованных ДВП на текущем интервале ВД и адресами интервалов их следования в порядке поступления ДВП. Модуль пересчета (длина кольца) счетчика 3.3 адресов, равный 4·S/T_L, поступающий на его Nα-разрядный вход, заносят в регистр модуля счетчика 3.3 адресов на предварительном этапе импульсом предварительной записи, который поступает на соответствующий вход счетчика 3.3. Перебор адресов осуществляют пачки импульсов, которые поступают от соответствующего выхода f(Δt) распределителя 3.10 импульсов. Пачку импульсов формирует распределитель 3.10 из импульсов тактовой частоты, которые поступают от первого одноразрядного входа вычислителя 3 значений ПДВП на соответствующий вход счетчика 3.3. Строб указанной пачки импульсов формирует каждый импульс частоты, поступающей на вход постановки/выборки Fd распределителя 3.10 импульсов, а конец которого формирует внутренний счетчик по mod(4·S/T_L) распределителя 3.10 импульсов. Дополнительно внутренний счетчик по mod(4·S/T_L) формирует импульсы готовности результата Tk, которые транслирует на соответствующий выход распределителя 3.10 импульсов. Импульсы пачки, формируемой распределителем 3.10 импульсов, также осуществляют продвижение процесса вычисления интервалов следования текущих ДВП от начала старейшего ДВП вычислителем 3.6 и осуществляют запись промежуточного результата в аккумулятор 3.9 результата. Импульс готовности результата Tk распределителя 3.10 импульсов фиксирует окончательный результат в выходном регистре аккумулятора 3.9 результата, смещает на единицу точку следующего вычисления, формируемую счетчиком 3.7 интервалов дискретизации, и обнуляет состояние вычислителя 3.6 интервалов следования текущих ДВП от начала старейшего ДВП.

Фаза Б - регулирование перехода к событию ввода нового ДВП и удаления наиболее старого ДВП. Событие ввода - удаления определяет счетчик 3.7 интервалов дискретизации, который суммирует импульсы записи результата Tk. Счетчик 3.7 интервалов дискретизации сравнивает результат суммирования с числом, вычисленным преобразователем 3.4 числа в интервал. Импульс, формируемый в результате расхождения состояния счетчика 3.7 интервалов дискретизации с состоянием регистра модуля пересчета преобразователя числа в интервал 3.4, включает фазу А. Импульс TL, формируемый в результате сравнения состояния счетчика 3.7 интервалов дискретизации с состоянием преобразователя 3.4 числа в интервал, включает процедуры модификации счетчика, находящегося в составе счетчика 3.4 адреса, и ввода - удаления ДВП.

Счетчик 3.3 адресов - это кольцевой счетчик, модуль пересчета которого равен интервалу ВД, измеренному в масштабе интервала T_L/2. Интервал T_L/2, измеряемый в масштабе интервала Td, для ЧМ ВП и ФМ ВП величина переменная прямо пропорциональная числу данных. Преобразует число данных в число T_L/2·Td преобразователь 3.4 числа в интервал и поставляет его на вход счетчика 3.7 интервалов дискретизации и вход данных оперативной памяти 3.5. Счетчик 3.7 интервалов дискретизации суммирует импульсы готовности результата Tk, a результат суммирования сравнивает с числом T_L/2(Td). При сравнении суммы интервалов Tk с числом T_L/2(Td) счетчик 3.7 интервалов дискретизации формирует импульс постановки данных T_WE. Импульс постановки данных T_WE осуществляет по текущему адресу счетчика 3.3 адреса запись нового числа в оперативные памяти 3.2 входных чисел и 3.5 интервалов следования чисел, а также модификацию адреса счетчика 3.3 адреса.

Три периодические модуляции ВП (Фиг.12) осуществляют путем вычисления значений ДВП, спектр изменяемых параметров которых представляют числа Y(t). Вычисленные значения ДВП с квантованным спектром изменяемых параметров запоминают в исполнительной памяти (ИП 4.7) источника 4 значений ДВП. Длина последовательности чисел Y(t), обрабатываемых вычислителем значений ВП 3 в произвольный момент времени, являющихся, упорядоченным набором амплитуд задействованных ДВП, определена длинной интервала ВД. Значения смещений к адресам ИП 4.7 источника 4 значений ДВП для ДВП различных изменяемых параметров запоминают в оперативной памяти 3.2 входных чисел. Значения интервалов ввода чисел в ПДВП, которые равны или кратны постоянной величине

В-Н=TL/2

сохраняют в оперативной памяти 3.5 интервалов следования чисел. Подключение постоянного интервала синхронизации осуществляют переключением направления потоков ввода чисел на входе преобразователя 3.1 числа в смещение. Переключение потока ввода чисел осуществляет коммутатор, который электрическим переключением потенциала осуществляет коммутацию либо чисел, поступающих от источника данных либо константы. Коммутатор входит в состав трансформатора 2 данных и является внешним блоком по отношению к вычислителю 3 значений ПДВП.

Фазовую и частотную модуляции ВП (Фиг.11) осуществляют путем вычисления значений ДВП, набор длин интервалов, следования которых представляет числа Y(t). Вычисленные значения ДВП запоминают в ИП 4.7 источника 4 значений ДВП. Количество чисел Y(t), которое обрабатывает вычислитель 3 значений ПДВП в произвольном такте вычисления дискретного значения ПДВП, определено длиной интервала ВД и является упорядоченным набором длин интервалов следования задействованных ДВП, сумма которых в единицах Td=1/Fd есть длина интервала ВД. Значения интервалов ввода чисел в ПДВП запоминают в оперативной памяти 3.5 интервалов следования чисел. При этом переключатель потоков ввода трансформатора 2 данных периодически подает на N-разрядный вход вычислителя 3 значений ПДВП константы.

В зависимости от метода модуляции и внешнего шума процедуру вычислений значений ДВП в явном виде производят один раз (или ограниченное число раз). В этом случае источник 4 состоит из счетчика 4.6 адресов ИП и постоянного (или полупостоянного) ИП 4.7.

Фильтр ИР МИФ есть вариант исполнения модулятора ВП, состоящего из вычислителя 3 значений ПДВП и источника 4 значений ДВП, в амплитудных вариантах исполнения модуляции ВП.

Описание функционирования передающего устройства, выполненного согласно первому варианту осуществления изобретения, приведено ниже со ссылками на фиг.1.

Входные данные от абонента поступают на многоразрядный вход трансформатора 2 данных передатчика. Импульсы частоты такта и импульсы частоты дискретизации, формируемые синтезатором 1 импульсов передатчика на соответствующих одноразрядных выходах, передают на одноразрядные входы импульсов частоты такта и частоты дискретизации вычислителя 3 значений ПДВП передатчика, соответственно. Данные, форматированные трансформатором 2 данных передатчика, с его Y-разрядного выхода передают на Y-разрядный вход вычислителя 3 значений ПДВП передатчика. Адреса значений ДВП, вычисленные вычислителем 3 значений ВП передатчика, передают с его К-разрядного выхода на Nφ-разрядный вход источника 4 значений ДВП передатчика. Значения ДВП, вычисленные источником 4 значений ДВП передатчика, передают с его многоразрядного выхода М на L-разрядный вход вычислителя 3 значений ПДВП передатчика. Значения потока ДВП, вычисленные вычислителем 3 значений ВП передатчика, передают с его М-разрядного выхода на М-разрядный вход данных преобразователя 5 число-сигнал передатчика. Импульсы частоты постановки данных, формируемые вычислителем 3 значений ПДВП передатчика на своем одноразрядном выходе, передают на второй одноразрядный вход трансформатора данных 2 передатчика.

Импульсы частоты такта и частоты дискретизации поступают от синтезатора 1 импульсов передатчика.

Импульсы частоты постановки данных, формируемые вычислителем 3 значений ПДВП передатчика на своем одноразрядном выходе, передают на одноразрядный вход источника 4 значений ДВП передатчика при частотной и фазовой модуляциях ВП. При этом вычисление полной развертки значений ДВП, для которой

2·S·T_L/Td - число точек развертки,

т.е. дискретизации, должно уложится до прихода следующего импульса частоты постановки данных. Либо количество источников 4 значений ДВП передатчика должно быть увеличено.

Числа, форматированные трансформатором 2 данных передатчика, передают с его Y-разрядного выхода на соответствующий вход вычислителя значений ПВДП. В зависимости от типа модуляции ВП сигнал поступает на Nα, Nβ, Nγ или Nδ-разрядный вход источника 4 значений ДВП передатчика (см. раздел источник значений ДВП, фиг.5). Начальные условия о шаге дискретизации, величине интервала ВД, частоте трансляции и фазе частоты трансляции, формируемые абонентом, передают через Nε, Nφ, Nχ, и Nδ разрядные входы передатчика на Nε, Nφ, Nχ, и Nδ разрядные входы источника 4 значений ДВП передатчика. Непрерывный радиосигнал, формируемый преобразователем 5 число-сигнал передатчика, передают на вход блока 6 сопряжения передатчика и затем в среду распространения радиосигнала.

Приемное устройство первого варианта исполнения.

Приемное устройство, представленное на Фиг.2, имеющее

аналоговый вход SWP приема сигнала, многоразрядный вход Date preset приема данных предварительной установки, одноразрядный вход Preset записи данных предварительной установки и многоразрядный выход Date данных, содержит синтезатор 7 импульсов приемника, блок 8 сопряжения приемника, преобразователь 11 сигнал-число приемника, фильтр ВП в составе источника 4 значений ДВП и вычислителя 3 значений ПДВП, дискриминатор 9, трансформатор 2 данных приемника, при этом:

блок сопряжения 8 приемника имеет аналоговый вход и аналоговый выход, соединенные соответственно с аналоговыми входами приемника и преобразователя 11 сигнал-число,

одноразрядный вход Fd преобразователя 11 сигнал-число соединен с выходом частоты выборок синтезатора 7 импульсов приемника,

многоразрядный выход Y преобразователя 11 сигнал-число соединен с многоразрядным входом данных вычислителя 3 значений ПДВП приемника,

тактовый вход Fcar вычислителя 3 значений ПДВП приемника соединен с соответствующим выходом синтезатора 7 импульсов приемника, а вход частоты Read постановки данных - с выходом частоты выборок синтезатора 7 импульсов приемника,

многоразрядный вход L значений ДВП вычислителя 3 значений ПДВП приемника соединен с многоразрядным выходом источника 4 значений ДВП приемника,

многоразрядный выход М значений ПДВП вычислителя 3 значений ПДВП приемника соединен с многоразрядным входом дискриминатора 9,

многоразрядный выход К адресов значений ДВП вычислителя 3 значений ПДВП приемника соединен с входом адреса источника 4 значений ДВП приемника,

тактовый вход Fcar источника 4 значений ДВП приемника соединен с соответствующим выходом синтезатора 7 импульсов приемника, а вход Fd сигнала постановки данных - с выходом частоты выборок синтезатора 7 импульсов приемника,

многоразрядный вход N данных предварительной установки источника 4 значений ДВП приемника соединен с соответствующим многоразрядным входом «Data preset» приемника,

вход «Start» записи данных предварительной установки источника 4 значений ДВП приемника соединен с соответствующим одноразрядным входом «preset» приемника,

многоразрядный выход Y дискриминатора 9 соединен с входом трансформатора 2 данных приемника, соединенного своим многоразрядным выходом Х с выходом данных приемника Date, a одноразрядный выход Alt - с одноразрядным входом синтезатора частот приемника Alt.

входы Fd импульсов частоты выборки дискриминатора 9 и трансформатора 2 данных приемника соединены с выходом частоты выборок синтезатора 7 импульсов приемника,

входы импульсов тактовой частоты дискриминатора 9 и трансформатора 2 данных приемника соединены с выходом тактовой частоты синтезатора 7 импульсов приемника.

Амплитудный вариант дискриминатора 9 описан ниже со ссылками на фиг.13.

Дискриминатор включает в себя компаратор 9.1, счетчик 9.2 и регистр 9.3, где многоразрядный вход дискриминатора 9, принимающий поток значений видеосигнала «SDWP» от фильтра ПДВП, соединен с многоразрядным входом «N» регистра 9.3 и с первым входом «N» компаратора 9.1. Многоразрядный вход «Zero» дискриминатора 9, принимающий значения уровня отсчета напряжения, соединен со многоразрядным входом «Zero» компаратора 9.1.

Одноразрядный вход дискриминатора 9, принимающий импульсы тактовой частоты «Freq», соединен с тактовым входом счетчика 9.2.

Выход компаратора 9.1, передающий найденные компаратором метки времени, соединен с входом R сброса счетчика 9.2.

Одноразрядный выход счетчика 9.2, передающий формируемые счетчиком импульсы опроса, соединен с входом импульсов записи регистра 9.3. Двухпозиционный выход счетчика 9.2, передающий формируемые счетчиком импульсы подстройки частоты генератора «Alt+» и «Alt-», соединен с двухпозиционным выходом дискриминатора 9.

М-разрядный выход аналого-цифрового преобразователя 9.3, передающий формируемые М-разрядные двоичные числа «Data out», соединен с М-разрядным выходом дискриминатора 9.

Дискриминатор 9, выполненный в амплитудном варианте, работает следующим образом.

Компаратор 9.1 настроен на определение значений уровня нуля. В моменты близкие к моментам пересечения сигналом ПДВП уровня нуля, компаратор 9.1 вырабатывает импульсы, поступающие на вход счетчика 9.2. Близость указанных моментов определена периодом дискретизации Td ПДВП. Значения уровня нуля можно получить суперпозицией аналоговых сигналов, диаметрально противоположных по фазе проекций сигналов. Диаметрально противоположные по фазе проекции сигналов поступают от каналов переноса сдвинутых по фазе на π радиан. Суперпозицию осуществляют по балансной схеме. Значения уровня нуля получают, считав уровень АЦП.

Счетчик 9.2 вырабатывает импульсы записи информации для регистра 9.3. Счетчик 9.2 состоит из двоичного счетчика, модуль пересчета которого равен Mod (Fcar·T_L/2), и, который синхронизируют импульсом, вырабатываемым компаратором 9.1 в момент максимальной близости кодов сравнения. Синхронизацию осуществляют с частотой

1/Tv=(Fcar·T_L/2)/k.

Частоту 1/Tv формирует счетчик по модулю mod К, перебирающий импульсы частоты

Fcar·T_L/2.

Схема фазирования расположенная в счетчике 9.2 состоит из мультиплексора, который коммутирует выход компаратора 9.1. Мультиплексором управляет триггер, устанавливаемый в режим "окна приема импульса фазирования" импульсами частоты 1/Tv, поступающими с опережением относительно нулевого значения ее фазы. Импульсы частоты формирует кольцевой счетчик с модулем пересчета равным mod К. Интервал опережения измеряется в единицах 1/Fcar и составляет величину, превышающую интервал расхождения частот 1/Tv передатчика и приемника. Сброс этого триггера производит импульс фазирования, задержанный на величину, превышающую интервал расхождения частот 1/Tv передатчика и приемника. Выход кольцевого счетчика, имеющего mod (Fcar·T_L/2), соединен с входом импульсов записи регистра 9.3 через соответствующий одноразрядный выход счетчика 9.2. Дискриминатор формирует импульсы подстройки частоты генератора приемника, который расположен в синтезаторе 7 импульсов приемника. Импульсы подстройки вырабатывает импульс, сформированный компаратором 9.1, который направляют на соответствующий выход счетчика 9.2. Если указанный импульс приходит до прихода импульса частоты 1/Tv, то его направляют на первый разряд двухразрядного выхода дискриминатора 9. Если же указанный импульс приходит после прихода импульса частоты 1/Tv, то его направляют на второй разряд двухразрядного выхода дискриминатора 9. В первом случае частота приемника меньше частоты передатчика, а во втором наоборот.

Регистр 9.3 запоминает значения уровней сигнала ПДВП с частотой TL/2, которую формирует счетчик 9.2.

Интервальный вариант дискриминатора 9 представлен на фиг.14.

Дискриминатор содержит выходной регистр 9.4, регистр 9.5 задержки, схему 9.6 сравнения, умножитель 9.7, делитель 9.8, компаратор 9.9, счетчик 9.10 и регистр 9.11 периода опроса.

Многоразрядный вход SDWP дискриминатора 9, принимающий значения ПДВП, соединен с первым входом FA компаратора 9.9 и с многоразрядным входом М данных регистров 9.4 и 9.5. Одноразрядный вход Fd дискриминатора 9, принимающий импульсы частоты дискретизации от синтезатора импульсов приемника 7, соединен с тактовым входом П регистра задержки 9.5. Одноразрядный вход Fcar дискриминатора 9, принимающий импульсы тактовой частоты, соединен с тактовыми входами F умножителя 9.7, делителя 9.8 и счетчика 9.10.

Выход М выходного регистра 9.4, фиксирующего данные, опознанные как данные потока информации, поразрядно соединен с выходом дискриминатора 9. Мα-разрядный и Мβ-разрядный выходы регистра 9.5 задержки, фиксирующие два последовательных во времени съема данных SDWP фильтром, найденных аналого-цифровым преобразователем 9.3, поразрядно соединены с соответствующими входами схемы 9.6 сравнения. Мβ-разрядный выход регистра 9.5 задержки дополнительно поразрядно соединен с соответствующим входом с входом умножителя 9.7. Одноразрядный вход St запуска процесса перемножения умножителя 9.7 соединен с одноразрядным выходом схемы 9.6 сравнения, передающий обнаруженную ей метку времени. Выход 2М умножителя 9.7, передающий увеличенное в n раз максимальное значение сигнала, поразрядно соединен с входом данных делителя 9.8. Выход Rd умножителя 9.7, передающий сигнал конца преобразования, соединен с входом St запуска преобразования делителя 9.8. Выход делителя Mχ_{9.8, передающий измененное в n/m раз максимальное значение сигнала, со вторым входом FB компаратора 9.9. Выход Rd делителя 9.8, передающий сигнал конца преобразования, соединен с тактовым входом R1 компаратора 9.9, выход которого, передающий обнаруженные метки времени равенства уровней, соединен с входом сброса счетчика 9.10 и входом We записи регистра 9.11 периода опроса. Выход Мδ счетчика 9.10, передающий сосчитанное значение интервала времени опроса, соединен с входом данных регистра 9.11 периода опроса. Выход = регистра 9.11 периода опроса, формирующий метки времени периода опроса соединен с входом П импульсов записи выходного регистра 9.4 и входом R2 сброса счетчика 9.11.}

Интервальный дискриминатор 9 работает следующим образом.

Поток значений ДВП, выделенный фильтром ВП (источник 4 значений ДВП плюс вычислитель 3 значений ПДВП), поступает на многоразрядные входы регистров 9.4, 9.5 и первый многоразрядный вход компаратора 9.9.

Регистр 9.5 сохраняет два смежные во времени значения, найденные в текущем и предыдущем тактах продвигающей вычисления частоты, импульсы которой поступают от синтезатора 7 импульсов приемника на его тактовый вход, и передает сохраненные значения на два входа двухвходовой многоразрядный схемы 9.6 сравнения.

Схема 9.6 сравнения сравнивает абсолютные значения двух чисел. Данные числа являются двумя последовательными во времени съемами значений сигнала. Интервал съема равен периоду тактовой частоты Fd, импульсы которой поступают на одноразрядный вход дискриминатора 9. Первое и второе числа поступают от регистров Мα и Мβ регистра 9.5 задержки соответственно. Результатом сравнения является метка времени, формируемая в точке максимума сигнала, которую передают на вход запуска процесса умножителя 9.7.

Умножитель 9.7 и делитель 9.8 трансформируют значение максимального уровня сигнала в уровень значения с максимальной производной. Трансформацию осуществляют путем умножения на рациональное постоянное число n/m меньшее единицы. Умножитель 9.7 перемножает Мβ-разрядное значение текущей точки съема, поступающее от регистра задержки 9.5, на число n, которое располагают внутри умножителя 9.7. Процесс перемножения начинают с момента поступления метки времени от схемы 9.6 сравнения. Продвижение процесса перемножения осуществляют импульсами тактовой частоты Fcar, которые поступают на тактовый вход умножителя 9.7 с одноразрядного входа дискриминатора 9. Результат перемножения и метка конца процесса перемножения подаются на делитель 9.8. Делитель 9.8 делит значение, поступающее от умножителя 9.7, на число n, которое располагают внутри делителя 9.8. Процесс деления начинают с момента поступления метки конца процесса перемножения от умножителя 9.7. Продвижение процесса деления осуществляют импульсами тактовой частоты Fcar, которые поступают на тактовый вход делителя 9.8 с одноразрядного входа дискриминатора 9. Результат деления и метка конца процесса деления подают на второй вход компаратор 9.9.

Компаратор 9.9 формирует метки времени в виде импульсов напряжения в моменты совпадения значения уровня ПДВП, поступающего на его первый вход с входа SDWP дискриминатора 9, с уровнем максимальной производной, поступающей на его второй вход от делителя 9.8. Компаратор 9.9 синхронизирует счетчик 9.10, обнуляя его в моменты равенства значений уровней. Компаратор 9.9 фиксирует состояния счетчика 9.10 в регистре регистра 9.11 периода опроса в моменты равенства значений уровней.

Счетчик 9.10 осуществляет пересчет импульсов частоты такта Fd между двумя метками времени равенства значений уровней. Импульсы частоты такта подают с одноразрядного входа Fd дискриминатора 9. Метки времени равенства значений уровней поступают от компаратора 9.9.

Регистр 9.11 периода опроса фиксирует в своем регистре состояния счетчика 9.10 в моменты поступления меток времени равенства значений уровней. Метки времени равенства значений уровней поступают от компаратора 9.9. Регистр 9.11 периода опроса сравнивает текущее состояние счетчика 9.10 с числом, хранящимся в его регистре, и, по их совпадении формирует метку времени равенства интервалов. Метка времени равенства интервалов поступает на вход выходного регистра 9.4 в виде импульса записи текущего значения ПДВП и на вход счетчика 9.10 в виде импульса сброса.

Выходной регистр 9.4 фиксирует значения, которые равны значениям Y(t) входного трансформированного потока информации передатчика.

Описание функционирования приемной части устройства, выполненного согласно первому варианту осуществления изобретения, приведено ниже со ссылками на фиг.2.

Суперпозицию группы смежных радиосигналов, принимают из среды переноса блоком сопряжения 8 приемника, усиливают, ограничивают и передают на аналоговый вход преобразователя 11 сигнал-число приемника, формирующего значения принятого сигнала. Частоту выборки значений определяют частотой импульсов выборки, которые поступают от соответствующего выхода синтезатора 7 импульсов приемника.

Значения суперпозиции смежных радиосигналов, формируемые преобразователем 11 сигнал-число на его многоразрядном выходе, передают на многоразрядный вход данных вычислителя 3 значений ВП приемника. Прием данных осуществляют под управлением импульсов частоты выборки Fd, формируемых синтезатором 7 импульсов приемника. Продвижение процесса вычисления значений ПДВП осуществляют под управлением импульсов тактовой частоты Fcar, формируемых синтезатором 7 импульсов приемника. Преобразование значения данных в значения импульсных реакций многокомпонентного идеального фильтра (ИР МИФ) они же ДВП осуществляет источник 4 значений ДВП путем сопоставления каждому значению данных 2·S·T_L/Td значений ИР МИФ (ДВП), которые считывают с ИП источника 4 значений ДВП по адресу сформированному вычислителем 3 значений ПДВП. Вычисленные вычислителем 3 значений ПДВП приемника адреса значений ИР МИФ (ДВП) передают на многоразрядный вход адресов значений источника 4 значений ДВП приемника. Значения ИР МИФ (ДВП), вычисленные источником 4 значений ДВП приемника передают на многоразрядный вход значений ДВП вычислителя 3 значений ПДВП приемника. Прием адресов значений и выдачу значений ИР МИФ (ДВП) осуществляют под управлением импульсов частоты выборки Fd, формируемых синтезатором 7 импульсов приемника. Продвижение процесса вычисления/выборки значений ИР МИФ (ДВП) осуществляют под управлением импульсов тактовой частоты Fcar, формируемых синтезатором 7 импульсов приемника. Предварительную информацию «Data preset» о шаге дискретизации и частоте трансляции, формируемые абонентом, передают через N-разрядные входы приемника на N-разрядные входы источника 4 значений ДВП приемника. Запись предварительной информации осуществляют импульсами «preset», которые подают на одноразрядный вход импульсов записи предварительной информации источника 4 значений ПДВП.

Выделенные и вычисленные вычислителем 3 значений ПДВП приемника значения потока ДВП передают с его многоразрядного выхода данных на многоразрядный вход данных дискриминатора 9. Прием данных дискриминатором 9 приемника осуществляют под управлением импульсов частоты выборки Fd, поступающих на его соответствующий вход и, формируемых синтезатором 7 импульсов приемника. Прием и обработку значений потока модулированных ИР МИФ (ДВП) осуществляют под управлением импульсов частоты такта Fcar и частоты выборки Fd, формируемых синтезатором 7 импульсов приемника. Позиционный двухразрядный код расхождения частот генераторов приемника и передатчика, вырабатываемый дискриминатором 9 на своем двухразрядном выходе «Alt», передают на вход синтезатора 7 импульсов приемника. Поток данных Y(t), сформированный на выходе дискриминатора 9, передают на многоразрядный вход трансформатора 2 данных приемника. Поток преобразованных трансформатора 2 данных приемника данных X(t) передают абоненту.

Описание взаимодействия передающей и приемной частей.

Фиг.1, 2.

Информация поступает на устройство передатчика в виде двоичных чисел X(t), имеющих Х разрядов. Числа X(t) мощности Х преобразуют в числа Y(t) мощности Y (число двоичных разрядов) посредством трансформатора 2 данных передатчика и поставляют на вход модулятора ВП в составе вычислителя 3 значений ПДВП и источника 4 значений ДВП, который развертывает числа Y(t) в значения потока ДВП, дискретизированные с частотой Fd.

Импульсы частоты Fd и импульсы частоты такта Fcar поступают от синтезатора 1 импульсов частот управления передатчика.

Помимо вычислений значений ДВП, вычислитель 3 значений ПДВП вырабатывает импульс приема чисел Y(t), регулируя поток чисел Y(t). Выборки значений Y(tm) из непрерывного потока Y(t) вычислитель значений ВП 3 преобразует в зависимости от типа модуляции

- либо в амплитуды Y(m)

- либо в интервалы Т(m)

- либо в несущие частоты ψ(m)

- либо в фазы несущей частоты ϑ(m).

Трансформатор 2 формата передатчика имеет возможность в зависимости от типа синхронизации вставлять с интервалом Tv в поток чисел Y(t) числа нулевого значения или любые константы (самосинхронизия ПДВП). Значения, вычисленные вычислителем 3 значений ВП, представляющие собой значения ПДВП (возможно самосинхронизированного ПДВП), цифроаналоговый преобразователь, входящий в состав преобразователя 5 число-сигнал передатчика, трансформирует в дискретизированный сигнал ПДВП (возможно самосинхронизированного ПДВП) под управлением частоты Fd, поступающей от синтезатора 1 импульсов частот управления.

Фильтр нижних частот, который входит в состав преобразователя 5 число-сигнал передатчика, выделяет из дискретного ПДВП радиосигнал путем фильтрации ближайшей к нулевой частоте трансляционной составляющей его спектра.

Блок 6 сопряжения передатчика с каналом передачи усиливает радиосигнал ПДВП и передает его в среду переноса.

Блок 8 сопряжения приемника с каналом передачи принимает из среды переноса, усиливает и транслирует суперпозицию радиосигналов на входящий в состав преобразователя 11 сигнал-число широкополосный фильтр нижних частот, который выделяет из нее НЧ-сигнал, со спектром, вдвое превышающим границы выделенного диапазона частот связи.

Выделенный НЧ-фильтром сигнал оцифровывают аналогово-цифровым преобразователем, входящим в состав преобразователя 11 сигнал-число, с частотой Fd, поступающей от синтезатора 7 импульсов приемника.

Значения уровней напряжения или тока, полученные оцифровкой сигнала суперпозиции всех передатчиков ассоциации абонентов взаимной связи, поставляют фильтру значений сигнала в составе вычислителя 3 значений ПДВП и источника 4 значений ДВП приемника.

Вычислитель 3 значений ПДВП настраивают на фильтрацию частотного канала абонента связи переносом ядра ММП, все спектры значений которых хранит/вырабатывает источник 4 значений ДВП.

Числа значений сигнала, выделенные фильтром, возможно, преобразовать в полноценный сигнал абонента цифроаналоговым преобразователем и фильтром НЧ, входящими в состав преобразователя 5 число-сигнал приемника. В результате такого полного цикла аналого-цифрового плюс цифроаналогового преобразования можно получить сигнал, полоса спектра которого в несколько раз меньше полосы пропускания неискажающих фильтров НЧ задействованных в цикле преобразований. Такой полноценный сигнал абонента поставляют аналоговому дискриминатору 9, который может быть выполнен в двух вариантах, зависящих от метода модуляции ВП. Амплитудную модуляцию и модуляции местоположением частотной точки ВП дешифрируют амплитудным модулятором. Частотную и фазовую модуляции дешифрируют интервальным модулятором. В обоих вариантах дискриминатор 9 осуществляет локализацию и оцифровку значений точек сигнала, амплитуда в которых или интервал между которыми имеют значения, численно равные исходным данным Y(t) передатчика.

Описание, приведенное выше, составлено с учетом введения прямого ЦАП и обратного АЦП преобразований, введенных для упрощения описания. На Фиг.2 этих преобразователей нет, а дискриминатор 9 работает со значениями ПДВП.

Амплитудный вариант дискриминатора 9 дополнительно вырабатывает импульсы подстройки частоты генератора, который расположен в синтезаторе 7 импульсов приемника. Интервальный вариант дискриминатора 9 дополнительно вырабатывает импульсы подстройки коэффициента усиления. Исполнительный элемент подстройки расположен в блоке 8 сопряжения приемника с каналом передачи.

Оба варианта дискриминаторов описаны выше в соответствующих разделах.

Найденные дискриминатором 9 значения Y(t) подаются на трансформатор 2 данных приемника, который преобразуют числа Y(t) мощности Y в числа X(t) мощности X.

На фиг.15 представлено приемное устройство,

выполненное согласно второму варианту осуществления изобретением приемных устройств и состоящее из синтезатора 7 импульсов приемника, блока сопряжения приемника, двух блоков 12 канала переноса, двух блоков 11 преобразователей сигнал-число, вычислителя 10 значений видеосигнала, фильтра значений, состоящего из вычислителя 3 значений ПДВП и источника 4 значений ДВП, дискриминатора 9, трансформатора 2 данных приемника. При этом:

вход пространственно сконфигурированного устройства блока 8 сопряжения приемника соединен с входом приемника «SWP», аналоговый выход которого соединен с первыми аналоговыми входами двух блоков 12 каналов переноса спектра, вторые аналоговые входы sin и cos, которых соединены с первым и вторым аналоговыми выходами синтезатора 7 импульсов приемника соответственно,

аналоговые выходы двух блоков 12 каналов переноса спектра соединены с аналоговыми входами двух блоков 11 преобразователей сигнал-число соответственно, одноразрядные входы F_req которых соединены с выходом Fd частоты выборок синтезатора импульсов приемника,

выходы N_sin и N_cos Двух блоков 11 преобразователей сигнал-число каналов соединены с соответствующими им входами вычислителя 10 значений видеосигнала, тактовый вход и вход частоты выборок которого соединены с соответствующими им выходами синтезатора 7 импульсов приемника,

N-разрядный выход вычислителя 10 значений видеосигнала соединен с N-разрядным входом вычислителя ВП приемника в составе вычислителя ДВП 4 и вычислителя ПДВП 3,

тактовый вход Fcar и вход Fd частоты выборок вычислителя ВП 3,4 приемника соединен с соответствующими им выходами синтезатора 7 импульсов приемника,

многоразрядный вход данных и одноразрядный вход записи данных предварительной установки вычислителя ВП 3,4 соответственно соединены с многоразрядным входом «Data» и одноразрядным входом «PS» приемника,

многоразрядный выход М вычислителя ВП 3,4 соединен с многоразрядным входом дискриминатора 9, тактовый вход Fcar и вход Fd частоты выборок которого соединены с соответствующими им выходами синтезатора 7 импульсов приемника,

многоразрядный выход Y дискриминатора 9 соединен с многоразрядным входом трансформатора 2 данных приемника, тактовый вход Fcar и вход Fd частоты выборок которго соединены с соответствующими им выходами синтезатора 7 импульсов приемника,

многоразрядный выход трансформатора 2 данных приемника соединен с многоразрядным выходом «Дата» приемника.

Вычислитель 10 значений видеосигнала, представленный на Фиг.16, содержит три многоразрядных, два одноразрядных входа, два многоразрядных выхода и включает в себя вычислитель 10.1 проекций, вычислитель 10.2 квадратуры, вычислитель 10.3 радикала и вычислитель 10.4 знака.

Многоразрядные входы sin+Δ, -sin+Δ и cos+Δ вычислителя 10 значений видеосигнала, соединены с соответствующими многоразрядными входами вычислителя 10.1 проекций;

одноразрядные входы Fcar вычислителя 10 значений видеосигнала, принимающие импульсы частоты такта, соединены с соответствующими одноразрядными входами вычислителя 10.2 квадратуры, вычислителя 10.3 радикала и вычислителя 10.4 знака,

одноразрядные входы Fd вычислителя 10 значений видеосигнала, принимающие импульсы частоты выборки соединены с соответствующими одноразрядными входами вычислителя 10.1 проекций, вычислителя 10.2 квадратуры, вычислителя 10.3 радикала и вычислителя 10.4 знака,

два многоразрядных выхода вычислителя 10.1 проекций, передающие значения вычисленных вычислителем 10.1 ортогональных проекций без смещения, соединены с соответствующими многоразрядными входами вычислителя 10.2 квадратуры.

три многоразрядных выхода вычислителя 10.2 квадратуры, передающие значения вычисленной им суммы квадратов ортогональных проекций, значения установленной им максимальной ортогональной проекции и значения вычисленного вычислителем 10.2 квадрата максимальной ортогональной проекции, соединены с соответствующими им тремя многоразрядными входами вычислителя 10.3 радикала,

многоразрядный выход VSg вычислителя 10.3 радикала, передающий значения вычисленного вычислителем 10.3 видеосигнала без знака, соединен с соответствующим многоразрядным входом вычислителя 10.4 знака,

многоразрядный выход вычислителя 10.4 знака, передающий значения видеосигнала с вычисленным вычислителем 10.4 знаком, соединен с многоразрядным выходом VSg вычислителя 10 значений видеосигнала.

Алгоритм извлечения корня квадратного из a²+b²=c², реализуемый вычислителем 10.3 радикала, имеет следующий вид:

Фаза 0. Определяют максимальное число d из двух чисел а и b.

(а+b)²>с²>d²

Число d в двоичном N-разрядном представлении имеет следующий вид

d=2^N·dN+...+2^k·dk+...+2⁰·d0,

где dk равно 0 или 1.

Фаза А. Определяют максимальное число k, для которого dk=1.

Фаза Б. Вычисляют

α²=(d+dk)²=d²+2·d·dk+dk²

Сравнивают с² с α².

Если α²>с², то, если k>0, переходят к смежному разряду k≡k-1 и продолжают фазу Б, если же k=0, приравнивают с=α, считая процесс вычислений законченным.

Если α²<с², то, если k-1>0, полученным числом α² заменяют число d², числом 2·α заменяют число 2·d, числом k-1>0 заменяют число k и продолжают фазу Б, если же k=0, приравнивают с=α, считая процесс вычислений законченным.

Числа 0, а=sin ϕ и b=cos ϕ находит вычислитель 10.1 проекций.

Числа a²+b²=c², 2*d и d² находит вычислитель 10.2 квадратуры.

Число с находит вычислитель 10.3 радикала.

Знак числа с находит вычислитель 10.4 знака.

Вычислитель 10.1 проекций, показанный на фиг.16, имеет три N-разрядных входа, один одноразрядный вход, два N-разрядных выхода, три одноразрядных выхода и включает в себя два двухвходовых сумматора 10.1.2, 10.1.3 проекций и сумматор 10.1.1 биполярных проекций. При этом:

N-разрядный вход сумматора 10.1.2 проекций, принимающий опорную проекцию, соединен с аналогичным N-разрядным входом сумматора 10.1.1 биполярных проекций и с N-разрядным входом «sin+Δ» вычислителя 10.1 проекций,

N-разрядный вход сумматора 10.1.3 проекций, принимающий проекцию ортогональную опорной, соединен с N-разрядным входом «cos+Δ» вычислителя 10.1 проекций,

N-разрядный вход сумматора биполярных 10.1.1 проекций, принимающий проекцию диаметральную опорной, соединен с N-разрядным входом «sin-Δ» вычислителя 10.1 проекций,

N-разрядный выход сумматора 10.1.1 биполярных проекций, формирующий проекцию нуля соединен с одноименными N-разрядными входами сумматоров 10.1.2 и 10.1.3 проекций и N-разрядным выходом «Zero» уровня нуля вычислителя 10.1 проекций,

одноразрядные входы приема импульсов частоты выборки сумматоров 10.1.1, 10.1.2 и 10.1.3 объединены и соединены с входом «Fd» вычислителя 10.1 проекций,

N-разрядный выход сумматора 10.1.2 проекций, транслирует на N-разрядный выход опорной проекции «sin» вычислителя 10.1 проекций значения опорной проекции без смещения,

N-разрядный выход сумматора 10.1.3 проекций, транслирует на N-разрядный выход ортогональной проекции «cos» вычислителя 10.1 проекций значения ортогональной проекции без смещения,

одноразрядные выходы знаков опорной и ортогональной проекций сумматоров 10.1.2 и 10.1.3, транслируют на одноразрядные выходы «Sgns» и «Sgnc» вычислителя 10.1 проекций знаки опорной и ортогональной проекций соответственно.

Сумматор 10.1.1 биполярных проекций определяет значение уровня нуля. На вход сумматора 10.1.1 поступают значения двух сигналов в виде N-разрядных двоичных кодов, каждый из которых получен умножением радиосигнала на частоты трансляции, которые сдвинуты относительно друг друга на π радиан.

Для приемника, изображенного на Фиг.16, в схеме вычислителя видеосигнала сумматор 10.1.1 заменен константой, которая физически реализована набором источников напряжения вырабатывающих высокие и низкие уровни напряжения. Тем самым третий канал вырожден в точку. Наличие третьего канала необходимо при интегральном изготовлении приемника для уравновешивания тепловых коэффициентов, искажающих коэффициенты передачи каналов. Так при изготовлении трех каналов переноса на одной подложке изменения всех трех коэффициентов будут одинаковы, а значит, уровень нуля будет формироваться как середина между положительным и отрицательным значением радиосигнала практически в одной точке.

Сумматоры 10.1.2, 10.1.3 проекций вычисляют значения проекций видеосигнала транслированного с радиочастоты, каждая из которых получена умножением на частоты, сдвинутые относительно друг друга на π/2 радиан.

Блоки вычислителя 10.1 проекций функционируют следующим образом.

На три входа вычислителя 10.1 проекций поступают значения дискретизированных проекций одного видеосигнала, точка отсчета значений которых сдвинута на постоянную величину. Значение уровня нуля вычисляет сумматор 10.1.1 биполярных проекций путем сложения двух биполярных проекций. Значения взаимно перпендикулярных проекций одного видеосигнала без смещения вычисляют сумматоры 10.1.2, 10.1.3 проекций путем вычитания из дискретизированных значений двух взаимно перпендикулярных проекций одного видеосигнала со смещением уровня нуля, вычисленных сумматором биполярных проекций 10.1.1.

Вычислитель 10.2 квадратуры, показанный на фиг.16, имеет два N-разрядных входа, два одноразрядных входа, два 2·N-разрядных выхода, один N-разрядный выход и состоит из умножителя прямой 10.2.1 и ортогональной 10.2.3 проекций, схемы сравнения 10.2.2, сумматора 10.2.6, регистра 10.2.4 и мультиплексора 10.2.5, где:

N-разрядный вход sin приема опорной проекции соединен с одноименными входами приема одноименного умножителя 10.2.1, схемы сравнения 10.2.2 и регистра 10.2.4;

N-разрядный вход cos приема ортогональной проекции соединен с одноименными входами одноименного умножителя 10.2.3, схемы сравнения 10.2.2 и регистра 10.2.4;

одноразрядный вход Fcar приема импульсов тактовой частоты соединен с одноименными входами двух умножителей;

одноразрядный вход Fd приема импульсов частоты выборки соединен с одноименными входами двух умножителей, схемы сравнения 10.2.2 и регистра 10.2.4;

2N-разрядный выход sin^2 умножителя опорной проекции 10.2.1, транслирующий вычисленный им квадрат значения опорной проекции, соединен с одноименными входами приема сумматора 10.2.6 и мультиплексора 10.2.5;

2N-paspядный выход cos^2 умножителя ортогональной проекции 10.2.3, транслирующий вычисленный умножителем квадрат значения ортогональной проекции, соединен с одноименными входами приема сумматора 10.2.6 и мультиплексора 10.2.5;

одноразрядный выход схемы сравнения 10.2.2, транслирующий вычисленный ею признак максимальности опорной проекции соединен с одноименными входами приема регистра 10.2.4 и мультиплексора 10.2.5;

2N-разрядный выход Maxf² мультиплексора 10.2.5, коммутирующий квадрат значения максимальной проекции, соединен с одноименным выходом вычислителя 10.2 квадратуры;

2N-разрядный выход a²+b² сумматора 10.2.6, транслирующий вычисленную сумматором 10.2.6 сумму квадратов значения ортогональных проекций, соединен с одноименным выходом вычислителя 10.2;

N-разрядный выход Maxf регистра 10.2.4, транслирующий хранящееся в регистре 10.2.4 значение максимальной проекции, соединен с одноименным выходом вычислителя 10.2 квадратуры.

Умножители 10.2.1, 10.2.3 вычисляют квадраты значений, которые поступают на их N-разрядные входы. Вычисления осуществляют под управлением тактовой частоты, которая поступает на одноименные одноразрядные входы. Начало вычислений производят по импульсу запуска вычислений, который поступает на входы приема импульсов частоты выборки. Результат вычислений записывают в выходной 2N-разрядный регистр импульсом конца процесса, который вырабатывают умножители 10.2.1, 10.2.3.

Схема сравнения 10.2.2 сравнивает значения двух N-разрядных значений, которые поступают на его входы и входы умножителей 10.2.1, 10.2.3. Сравнение осуществляют обработкой переполнения суммы двух чисел, одно из которых равно значению одного из входных N-разрядных значений, а другое равно инверсии значения второго из входных N-разрядных значений. Импульс переполнения вырабатывается схемой сравнения 10.2.2 в момент прихода последнего по времени импульса конца вычислений, которые поступают от умножителей 10.2.1, 10.2.3. На первый одноразрядный выход сумматора поступает знак разряда переполнения. На второй одноразрядный выход сумматора поступает инверсия знака разряда переполнения.

Сумматор 10.2.6 складывает 2·N-разрядные значения, которые поступают на два 2·N-разрядных входа, и фиксирует сумму в своем выходном регистре импульсом частоты выборки, которые поступают на его одноименный одноразрядный вход. На 2·N-разрядные выход сумматора 10.2.6 поступают значения с выходного регистра, хранящего сумму квадратов двух входных N-разрядных значений, записываемых импульсами частоты выборки.

Регистр 10.2.4, осуществляет задержку N-разрядных кодов значения проекций и выбор из них максимальной проекции. Регистр 10.2.4 состоит из парных сдвоенных регистров хранения и выходного мультиплексора. Сдвоенные регистры осуществляют задержку на один такт частоты выборки, которая необходима умножителям 10.2.1, 10.2.3 для вычисления квадратов значений. Мультиплексор 10.2.5 принимает на входы по два 2N-разрядных кода квадратов значений проекций. Мультиплексор 10.2.5 и регистр 10.2.4 коммутирует свои многоразрядные выходы с одним из двух своих же многоразрядных входов в зависимости от знака или инверсии знака разряда переполнения, которые поступают с одноразрядных выходов схемы сравнения 10.2.2 на одноименные одноразрядные входы регистра 10.2.4 и мультиплексора 10.2.5. Фиксирование чисел осуществляют импульсы частоты выборки, поступающие с одноразрядного входа вычислителя 10.2 квадратуры на одноименный одноразрядный вход регистра 10.2.4.

Блоки вычислителя 10.2 квадратуры функционируют следующим образом. На два N-разрядных входа блока поступают дискретизированные значения двух взаимно перпендикулярных проекций одного видеосигнала без смещения. С момента поступления импульса пуска, импульсы тактовой частоты начинают продвижение процессов вычислений умножителями 10.2.1, 10.2.3. По окончании вычислений умножители 10.2.1, 10.2.3 вырабатывают импульсы, которые останавливают процессы перемножения и фиксируют полученные результаты в первых регистрах хранения. Вычисленные значения поступают на выходы умножителей 10.2.1, 10.2.3 только с приходом очередного импульса частоты выборки. Таким образом время, отведенное на умножение, ограничивается снизу периодом часты выборки, который в свою очередь ограничен снизу N периодами частоты такта. Вычисленные значения поступают на входы сумматора 10.2.6, который фиксирует на своем выходе сумму двух вычисленных квадратов значений. К этому времени на выходах регистра 10.2.4 и мультиплексора 10.2.5 установятся коды значений наибольших по величине проекции и ее квадрата соответственно.

Вычислитель 10.3 радикала, показанный на фиг.17, имеет два 2·N-разрядных, один N-разрядный, два одноразрядных входа один N-разрядный выход и состоит из реверсивного регистра исходного числа 10.3.1, вычислителя максимальной позиции 10.3.2, реверсивного регистра максимальной позиции 10.3.3, сдвигового регистра недостающих позиций 10.3.4, четырехвходового сумматора 10.3.5, схемы сравнения 10.3.6, регистра суммы квадратов 10.3.7, регистра квадрата 10.3.8, формирователя импульсов фазы 0 10.3.9, формирователя импульсов фазы 1 10.3.10 и сумматора выходного числа 10.3.11,

где N-разрядный вход реверсивного регистра исходного числа 10.3.1 поразрядно объединен с N-разрядным входом вычислителя максимальной позиции 10.3.2 и с N-разрядным входом сумматора выходного числа 10.3.11 и соединен с N-разрядным входом исходного числа «d» вычислителя 10.3 радикала;

2N-разрядный вход квадрата исходного числа соединен с 2N-разрядным входом «а²+b²» регистра суммы квадратов 10.3.7;

2N-разрядный вход квадрата начального слагаемого «d²» соединен с 2N-разрядным входом регистра квадрата 10.3.8;

одноразрядные входы формирователей импульсов фазы 0 10.3 9 и фазы 1 10.3.10, принимающие импульсы частоты такта, соединены с одноразрядным входом «F» вычислителя 10.3 радикала;

одноразрядные входы импульсов начальной установки реверсивного регистра исходного числа 10.3.1, вычислителя максимальной позиции 10.3.2, реверсивного регистра максимальной позиции 10.3.3, сдвигового регистра недостающих позиций 10.3.4, регистра суммы квадратов 10.3.7, регистра квадрата 10.3.8, формирователя импульсов фазы 0 10.3.9, формирователя импульсов фазы 1 10.3.10, сумматора выходного числа 10.3.11 соединены с одноразрядным входом «Start» вычислителя 10.3 радикала;

одноразрядный выход, передающий пачки импульсов фазы 0 «Ф0f», сформированные формирователем импульсов фазы 0 10.3.9, соединен с входами сдвига влево реверсивных регистров исходного числа 10.3.1, максимальной позиции 10.3.3 и входом сдвига вычислителя максимальной позиции 10.3.2;

одноразрядный выход, передающий импульсы конца фазы 0, сформированные вычислителем максимальной позиции 10.3.2, соединен с входом сброса формирователя импульсов фазы 0 10.3.9 и входом начальной установки формирователя импульсов фазы 1 10.3.10;

одноразрядный выход, передающий импульсы конца фазы 1, сформированные реверсивным регистром максимальной позиции 10.3.3, соединен с входом сброса формирователя импульсов фазы 1 10.3.10 и выходом «Fin» вычислителя 10.3 радикала;

одноразрядный выход, передающий пачки импульсов фазы 1 «Ф1f», сформированные формирователем импульсов фазы 1 10.3.10, соединен с входами сдвига вправо реверсивных регистров исходного числа 10.3.1, максимальной позиции 10.3.3 и входом сдвига сдвигового регистра недостающих позиций 10.3.4;

2N-разрядный выход, передающий удвоенное произведение исходного числа и приращения «2·d·к», формируемые реверсивным регистром исходного числа 10.3.1, соединен с одноименным 2N-разрядным входом четырехвходового сумматора 10.3.5;

2N-разрядный выход, передающий разряд квадрата «k²» приращения, вычисляемый реверсивным регистром максимальной позиции 10.3.3, соединен с 2N-разрядными одноименными входами сдвигового регистра недостающих позиций 10.3.4 и четырехвходового сумматора 10.3.5;

N-разрядный выход, передающий разряд «k» приращения, вычисляемый реверсивным регистром максимальной позиции 10.3.3, соединен с N-разрядными одноименными входом сумматора выходного числа 10.3.11;

2N-разрядный выход, передающий сумму удвоенных произведений недостающих позиций «Σ2·k·p», вычисляемую сдвиговым регистром недостающих позиций 10.3.4, соединен с 2N-разрядным одноименным входом четырехвходового сумматора 10.3.5;

2N-разрядный выход, передающий квадрат синтезируемого числа текущей итерации «D²(i)», вычисляемого четырехвходовым сумматором 10.3.5, соединен с 2N-разрядными одноименными входами схемы сравнения 10.3.6 и регистра квадрата 10.3.8;

2N-разрядный выход, передающий квадрат синтезируемого числа предыдущей итерации «D²(i-1)», сохраненного регистром квадрата 10.3.8, соединен с 2N-разрядным одноименным входом четырехвходового сумматора 10.3.5;

2N-разрядный выход, передающий сумму квадратов исходных чисел, сохраненную регистром суммы квадратов 10.3.7, соединен с 2N-разрядным одноименным входом схемы сравнения 10.3.6;

одноразрядный выход, передающий импульс записи, формируемый схемой сравнения 10.3.6 при условии превышения суммы квадратов исходных чисел над квадратом синтезируемого числа текущей итерации «≤», соединен с одноразрядными входами сдвигового регистра недостающих позиций 10.3.4, регистра квадрата 10.3.8 и сумматора выходного числа 10.3.11;

N-разрядный выход, передающий синтезируемое число «с» предыдущей/последней итерации, сохраненное сумматором выходного числа 10.3.11, соединен с N-разрядным выходом вычислителя радикала 10.3.

Реверсивный регистр исходного числа 10.3.1 состоит из N-разрядного реверсивного регистра сдвига, направление которого определено входом поступления импульсов сдвига. Сдвигаемый код записывают импульсом начальной установки.

Вычислитель максимальной позиции 10.3.2 состоит из N-разрядного регистра сдвига с начальной установкой.

Реверсивный регистр максимальной позиции 10.3.3 состоит из 2N-разрядного реверсивного регистра сдвига с начальной установкой единицы в минус первый разряд, направление сдвига которого определено входом поступления импульсов сдвига. Единицу в минус первый разряд записывают импульсом начальной установки.

Сдвиговый регистр недостающих позиций 10.3.4 состоит из 2N-разрядного регистра сдвига с поразрядной записью единиц и общим обнулением. Сдвигаемый код единиц записывают общим импульсом записи.

Четырехвходовый сумматор 10.3.5 состоит из четырехвходового 2N-разрядного сумматора.

Схема сравнения 10.3.6 реализует функцию вычитания 2N-разрядного кода квадрата синтезируемого числа текущей итерации из кода квадрата исходного числа. Выходом схемы сравнения 10.3.6 является перенос из старшего разряда (2N).

Регистр суммы квадратов 10.3.7 состоит из 2N-разрядного статического регистра, запись кода в который осуществляют импульсами начальной установки.

Регистр квадрата 10.3.8 состоит из двухвходового 2N-разрядного статического регистра. Запись кода квадрата начального числа итераций в регистр квадрата 10.3.8 осуществляют импульсами начальной установки. Запись кода квадрата числа текущей итерации в регистр квадрата 10.3.8 осуществляют импульсами переноса, вырабатываемыми схемой сравнения 10.3.6.

Формирователь импульсов фазы 0 10.3.9 состоит из триггера и схемы совпадения, один из входов которой соединен с единичным выходом триггера. Формирователь импульсов фазы 0 10.3.9 имеет входы установки и сброса триггера и приема импульсов тактовой частоты. Формирователь импульсов фазы 0 10.3.9 имеет выход, соединенный с выходом схемы совпадения.

Формирователь импульсов фазы 1 10.3.10 состоит из триггера и схемы совпадения, один из входов которой соединен с единичным выходом триггера. Формирователь импульсов фазы 1 10.3.10 имеет входы установки триггера, сброса триггера и приема импульсов тактовой частоты. Формирователь импульсов фазы 1 10.3.10 имеет выход, соединенный с выходом схемы совпадения.

Сумматор выходного числа 10.3.11 состоит из двухвходового N-разрядного сумматора и двухвходового N-разрядного регистра накопления.

Сдвиговый регистр, входящий в состав вычислителя максимальной позиции 10.3.2, получает с входа вычислителя 10.3 радикала N-разрядный код числа «d» начала итераций, фиксирует его импульсом записи «Start», поступающим также с входа вычислителя 10.3 радикала и сдвигает зафиксированное число в сторону младших разрядов импульсами пачки импульсов фазы 0 «Ф0f». Процесс сдвига заканчивают перемещением старшего значащего разряда за пределы регистра сдвига, что отражается в виде импульса 'конец фазы 0'.

Реверсивный регистр исходного числа 10.3.1 является реверсивным 2·N+1-разрядным сдвиговым регистром, в который импульсом начальной установки «Start» записывают код числа, являющийся кодом начала итераций.

Реверсивный регистр максимальной позиции 10.3.3 является реверсивным N+1-разрядныым сдвиговым регистром. Импульс записи устанавливает единицу в минус разряде (единица предустановки). В фазе 0 его направление сдвига определено сигналом 'сдвиг влево', т.е. в сторону старших разрядов. Пачка импульсов «Ф0f», поступающая на его вход сдвига в сторону старших разрядов сдвигает единицу предустановки. Фаза 0 сдвига влево заканчивается после сформирования импульса 'конец фазы 0', который формируется при сдвиге всех единиц из разрядного поля сдвигового регистра, входящего в состав вычислителя максимальной позиции 10.3.3. В фазе 1 направление сдвига определено пачкой импульсов «Ф1f» сдвига «вправо», которые осуществляют сдвиг в сторону младших разрядов. По достижении единицей разряда предустановки (минус разряда) реверсивный регистр максимальной позиции 10.3.3 вырабатывает сигнал 'конец фазы 1′.

Распределитель импульсов, управляющий функционированием вычислителя 10.3 радикала, состоит из двух формирователей импульсов фазы 0 10.3.9 и фазы 1 10.3.10, первый из которых формирует импульсы управления в фазе 0 «Ф0f», а второй формирует импульсы управления в фазе 1 «Ф1f». Формирователь импульсов фазы 0 запускает импульс начальной установки «Start», который поступает с одноименного одноразрядного входа вычислителя 10.3 радикала. Формирователь импульсов фазы 0 формирует из импульсов частоты, которые поступают с одноразрядного входа, принимающего импульсы тактовой частоты, вычислителя 10.3 радикала, пачки импульсов сдвига влево «Ф0f» для реверсивного регистра исходного числа 10.3.1, вычислителя максимальной позиции 10.3.2 и реверсивного регистра максимальной позиции 10.3.3. Формирователь импульсов фазы 0 сбрасывают в 0 импульсом 'конец фазы 0', который поступает от регистра 4. Формирователь пачек импульсов 11 фазы 1 запускает импульс 'конец фазы 0', который поступает вычислителя максимальной позиции 10.3.2.

Формирователь импульсов фазы 1 10.3.10 формирует из импульсов частоты, которые поступают с одноразрядного входа, принимающего импульсы тактовой частоты «F», вычислителя 10.3 радикала, пачки импульсов 'сдвиг вправо' «Ф1f», т.е. в сторону младших разрядов, для реверсивного регистра исходного числа 10.3.1, реверсивного регистра максимальной позиции 10.3.3 и сдвигового регистра недостающих позиций 10.3.4. Формирователь импульсов фазы 1 сбрасывают импульсом 'конец фазы 1', который формирует реверсивный регистр максимальной позиции 10.3.3.

Блок сравнения состоит из накопительного сумматора, образованного из 2N-разрядного четырехвходового сумматора 10.3.5 с двухвходовым 2N-разрядным регистром накопления квадрата 10.3.8, регистра суммы квадратов 10.3.7 «а²+b²» и схемы сравнения 10.3.6. Регистр накопления квадрата 10.3.8 «D²(i-1)» фиксирует 2N-разрядное число «d²», равное квадрату числа начального шага итераций, которое поступает с одноименного 2N-разрядного входа вычислителя радикала 10.3, импульсом начальной установки. Число «D²(i-1)», формируемое 2N-разрядным четырехвходовым сумматором 10.3.5 фиксируют импульсом записи «≤», который формирует двухвходовой 2N-разрядный сумматор на своем разряде переноса, входящий в состав схемы сравнения 10.3.6. Информацию в регистр суммы квадратов 10.3.7 заносят с 2N-разрядного входа «а²+b²» суммы квадратов двух исходных чисел вычислителя 10.3 радикала импульсом начальной установки «Start». Двухвходовой 2N-разрядный сумматор схемы сравнения 10.3.6 сравнивает числа «а²+b²» и «D²(i)», одно из которых поступает через внутренние инверторы от 2N-разрядного четырехвходового сумматора 10.3.5, а другое - от регистра суммы квадратов 10.3.7, путем формирования сигнала «≤» переноса.

Сумматор 10.3.11 выходного числа «с» представляет собой накопительный сумматор и состоит из двухвходового N-разрядного сумматора и двухвходового N-разрядного регистра накопления. На один вход двухвходового N-разрядного сумматора поступает k-ый разряд приращения «k» с N-разрядного реверсивного регистра максимальной позиции 10.3.3, а на другой вход поступает N-разрядный код с N-разрядного выхода двухвходового регистра накопления, равный сумме приращений с начальным числом. На второй N-разрядный вход регистра накопления поступает N-разрядное число «d» с N-разрядного входа начального числа вычислителя 10.3 радикала. Запись начального числа, которое поступает с входа вычислителя 10.3 радикала, производят импульсом начальной установки «Start», поступающим с одноименного одноразрядного входа вычислителя 10.3 радикала. Фиксирование промежуточного результата итераций, поступающего на другой вход регистра накопления, производят импульсом переноса «≤,», который поступает с одноразрядного выхода схема сравнения 10.3.6.

Блоки вычислителя 10.3 радикала функционируют следующим образом.

На N-разрядный вход вычислителя 10.3 радикала от вычислителя 10.2 квадратуры поступают наибольшие по значению проекции «d». На 2N-разрядные входы вычислителя 10.3 радикала от вычислителя 10.2 квадратуры поступают сумма квадратов исходного числа «а²+b²» числа и квадрат наибольшей по значению проекции «d²», т.е. квадрат начального слагаемого. На одноразрядный вход импульсов начальной установки вычислителя 10.3 радикала от вычислителя 10.2 квадратуры поступают импульсы пуска «Start» от одноразрядного выхода вычислителя 10.2 квадратуры. На одноразрядный вход импульсов частоты такта вычислителя 10.3 радикала от синтезатора импульсов частот управления 1 поступают соответствующие импульсы «F».

Вычисление радикала осуществляют по формуле квадрата многочлена

a²+b²=c²=[d+Σ_I(k_i)]=[d+Σ_i(k_i)]²=d²+2·d·Σ_I(k_i)+2·Σ_IΣ_j(k_i·k_j)+Σ_I(k_i)²,

где d=max(a,b)

i>j.

Суммирование по i осуществляет четырехвходовый сумматор 10.3.5. Фиксацию промежуточных результатов в виде

d_i ²=d_i-1 ²+2·d_i-1·k_i+2·Σ_j(k_i·k_j)+(k_i)²

осуществляет регистр квадрата 10.3.8.

Сравнение a²+b²≥d_i ² осуществляет схема сравнения 10.3.6, по результатам какового вырабатывает импульс записи.

Суммирование с=d+Σ_I(k_i) и фиксацию результата осуществляет сумматор выходного числа 10.3.11.

Формирование чисел 2·d_i-1·k_i осуществляет реверсивный регистр исходного числа 10.3.1.

Формирование чисел 2·Σ_j(k_i·k_j) осуществляет сдвиговый регистр недостающих позиций 10.3.4.

Формирование чисел (k_i)² осуществляет реверсивный регистр максимальной позиции 10.3.3.

Формирование чисел k_i осуществляет реверсивный регистр максимальной позиции 10.3.3.

Вычислитель 10.4 знака, показанный на фиг.16, имеет один N-разрядный, три одноразрядных входа и один N-разрядный выход, включает в себя вычислитель квадранта 10.4.1, регистр10.4.2, сборку четырех одно вибраторов 10.4.3, дешифратор переходов 10.4.4, счетчик по mod2 10.4.5, дешифратор знака 10.4.6, сумматор знака 10.4.7.

При этом N-разрядный вход «|VSg|», принимающий значения без знакового сигнала, вычислителя знака 10.4 соединен с N-разрядным входом сумматора знака 10.4.7;

одноразрядные входы, принимающие знаки двух взаимно ортогональных проекций, вычислителя знака 10.4 соединены с соответствующими одноразрядными входами вычислителя квадранта 10.4.1;

одноразрядный вход, принимающий знак одной из двух взаимно ортогональных проекций, вычислителя знака 10.4 соединен с одноразрядным входом знака проекции дешифратора знака 10.4.6;

одноразрядный вход, принимающий импульсы тактовой частоты «F», вычислителя знака 10.4 соединен с одноименным одноразрядным входом сборки четырех одновибраторов 10.4.3;

четыре одноразрядных выхода вычислителем квадранта 10.4.1, передающие найденное им состояние фазовых квадрантов о расположении в одном из них обрабатываемого сигнала относительно нуля фазы опорной частоты переноса, соответственно соединены с четырьмя одноразрядными входами регистра 10.4.2, с четырьмя одноразрядными входами сборки четырех одновибраторов 10.4.3 и с четырьмя одноразрядными входами дешифратора переходов 10.4.4;

одноразрядный выход, передающий признак найденного вычислителем квадранта 10.4.1 состояния первого фазового квадранта, соединен с входом начальной установки состояния счетчика по mod2 10.4.5;

одноразрядный выход, передающий, формируемые сборкой четырех одновибраторов 10.4.3 импульсы, отражающие смену приемным сигналом фазового квадранта, соединен с входом импульсов записи регистра 10.4.2;

четыре одноразрядных выхода регистра 10.4.2, передающие состояния фазовых квадрантов предыдущего такта опроса, соединены с четырьмя соответствующими им одноразрядными входами дешифратора переходов 10.4.4;

одноразрядный выход, передающий, формируемые дешифратором переходов 10.4.4 импульсы, отражающие направление движения принимаемого сигнала в фазовом пространстве опорной частоты переноса, соединен со счетным входом счетчика по mod2 10.4.5;

одноразрядный выход состояния счетчика по mod2 10.4.5, формирующий интервалы времени, на которых знак проекции принимаемого сигнала постоянен, соединен с входом знака сигнала дешифратора знака 10.4.6;

одноразрядный выход знака дешифратора знака 10.4.6 соединен с одноразрядным входом знака сумматора знака 10.4.7;

N-разрядный выход сумматора знака 10.4.7, формирующего значения реконструированного сигнала передатчика до радиочастотного переноса спектра, соединен с N-разрядным выходом «VSg» вычислителя знака 10.4.

Вычислитель квадранта 10.4.1 состоит из двух инверторов и четырех двухвходовых схем совпадений, на входы которых попарно поступают прямые и инверсные состояния знаков опорной и ортогональной проекций. Вычислитель квадранта 10.4.1 определяет местонахождение транслируемого на частоту переноса принимаемого сигнала в одном из четырех квадрантов фазового пространства, что отображают логической единицей.

Регистр 10.4.2 состоит из четырех триггеров, каждый из которых сохраняет на время периода следования импульсов тактовой частоты, поступающих на вход записи триггеров, состояния четырех квадрантов фазового пространства, определяемые вычислителем квадранта 10.4.1.

Сборка четырех одновибраторов 10.4.3 состоит из четырех двухразрядных регистров сдвига охваченных отрицательной внешней обратной связью. Динамические входы каждого из четырех регистров сдвига соединены с выходами соответствующего состояния квадранта фазового пространства. При уходе принимаемого сигнала из одного квадранта фазового пространства в соседний один из четырех одновибраторов сформирует импульс длительностью, равной периоду частоты следования импульсов тактовой частоты, которые поступают на вход сдвига всех четырех регистров сдвига. Выходы всех четырех одновибраторов собраны по схеме или в одноразрядный выход.

Дешифратор переходов 10.4.4 состоит из четырех двухвходовых схем совпадения, выходы которых собраны по схеме сборки. Логическая единица возникает на выходе сборки в момент пересечения приемным сигналом границы соседних квадрантов фазового пространства, текущие и предыдущие состояния которых поступают на входы схем совпадения.

Счетчик по mod2 10.4.5 состоит из одноразрядного двоичного счетчика с начальной установкой. Счетчик по mod2 10.4.5 принимает импульсы перехода границ квадрантов, в результате чего состояния счетчика синхронизированы с нахождением приемного сигнала в полуплоскостях фазового пространства. Импульс начальной установки, формируемый во время нахождения сигнала в первом квадранте фазового пространства частоты переноса, осуществляет фазирование состояния счетчика по mod2 10.4.5.

Дешифратор знака 10.4.6 состоит из двух инверторов двух схем совпадения и сборки. Один инвертор формирует инверсию состояния знака проекции, второй инвертор формирует инверсию полуплоскости нахождения сигнала в фазовом пространстве. Знак сигнала формируют совпадением состояния полуплоскости со знаком проекции. Иными словами при нахождении сигнала в верхней полуплоскости фазового пространства частоты переноса знак реконструируемого значения совпадает со знаком проекции, а при нахождении сигнала в нижней полуплоскости фазового пространства частоты переноса знак реконструируемого значения противоположен знаку используемой в дешифраторе знака 10.4.6 проекции.

Сумматор знака 10.4.7 состоит из константы фиксирующей уровень нуля, двух сумматоров и мультиплексора. Первый сумматор складывает значение уровня нуля со значением реконструируемого сигнала. Второй сумматор вычитает значение реконструируемого сигнала из значения уровня нуля. Мультиплексор коммутирует N-разрядный выход первого или второго сумматора с N-разрядным выходом сумматора знака 10.4.7 в зависимости от состояния сигнала на его одноразрядном входе, связанном с выходом дешифратора знака 10.4.6 проекции.

Блоки вычислителя 10.4 знака функционируют следующим образом. Вычислитель квадранта 10.4.1 определяет состояния четырех квадрантов фазового пространства путем перебора совпадения знаков и их инверсий опорной и ортогональной ей проекций принимаемого сигнала на частоту переноса. Состояние активного квадранта логически противоположно остальным трем. Регистр 10.4.2 фиксирует логическое состояние квадрантов с тактовой частотой. Сборка четырех одновибраторов 10.4.3 выделяет момент смены логических состояний квадрантов при расхождении фаз частоты принимаемого сигнала и частоты переноса, равном 0, π/2, π и 3π/2. На интервале, который начинается событием смены логических состояний квадрантов и длится один или несколько периодов тактовой частоты, состояния квадрантов, формируемые вычислителем квадранта 10.4.1 и сохраненные регистром 10.4.2, различны. Комбинацию этих двух различных состояний распознает дешифратор переходов 10.4.4, который фактически определяет направление вращения фазы принимаемого сигнала по отношению к опорному сигналу. Счетчик по mod2 10.4.5 делит число событий смены логических состояний квадрантов на два, т.к. знак реконструируемого сигнала равен/противоположен знаку выбранной проекции на интервале, равном двум таким сменам, и при условии фазирования начального состояния счетчика по mod2 10.4.5. Комбинацию состояний полупериодов со знаком или его инверсией выделенной проекции распознает дешифратор знака 10.4.6. При активном состоянии верхней полуплоскости фазового пространства дешифратор знака 10.4.6 назначает знак выделенной проекции, а при активном состоянии нижней полуплоскости фазового пространства дешифратор знака 10.4.6 назначает инверсию знака выделенной проекции. Вычисление значения со знаком осуществляет сумматор знака 10.4.7 знака путем прибавления/вычитания к/из постоянного уровня значения без знака, вычисленного тремя предыдущими блоками вычислителя значений видеосигнала 10 и поступающего на N-разрядный вход вычислителя знака 10.4. Реконструированное значение со знаком приемного сигнала поступает на N-разрядный выход вычислителя знака 10.4.

Описание функционирования приемного устройства, представленного на фиг.15.

Выполненное согласно второму варианту осуществления приемное устройство состоит из синтезатора 7 импульсов приемника, блока 8 сопряжения приемника, двух блоков 12 канала переноса, двух блоков 11 преобразователей сигнал-число, вычислителя 10 значений видеосигнала, фильтра значений, состоящего из вычислителя 3 значений ПДВП и источника 4 значений ДВП, дискриминатора 9 и трансформатора 2 данных приемника.

Блок сопряжения приемника с каналом передачи 8 принимает из среды переноса суперпозицию радиосигналов, среди которых находится радиосигнал либо одного абонента, либо группы абонентов (диапазон связи), усиливает ее и транслирует на входы умножителей частот, входящих в состав двух каналов переноса 12. На другие входы умножителей поставляют частоту переноса, равную частоте точки местоположения принимаемого радиосигнала (возможно ПДВП), либо одного абонента, либо группы абонентов. Или иными словами данная частота равна частоте средней точки принимаемого канала. Частоты переноса различают фазами, шаг между которыми составляет π/2 радиан.

Две частотно-фазовых проекции сигнала, а именно опорную и ортогональную, сдвинутую по фазе относительно опорной на π/2 радиан, поставляют на входы двух фильтров НЧ, входящих в состав соответствующих преобразователей сигнал-число 11. Полосы пропускания фильтров НЧ превышают полосу, занимаемую двумя смежными каналами/диапазонами передачи в несколько раз. В связи с чем АЧХ и ФЧХ интервала полосы пропускания фильтра, который фильтрует рабочий канал, практически идеальны.

Далее отфильтрованные проекции сигнала оцифровывают АЦП, входящими в состав преобразователей сигнал-число 11, с частотой, которая поступает от синтезатора импульсов приемника 7 и поставляют на два соответствующих входа вычислителя значений видеосигнала 10.

Вычислитель значений видеосигнала 10 преобразовывает значения трех проекций в значения сигнала, используя в своих вычислениях алгоритм теоремы Пифагора. Получаемые значения представляют сигнал, состоящий из суперпозиции неискаженного сигнала рабочего канала/диапазона и каналов/диапазонов, спектры которых попадают в полосы пропускания фильтров НЧ, входящих в состав трех блоков преобразователей сигнал-число 11.

Дешифрация сигнала, осуществляемая дешифратором 9, полностью соответствуют первому варианту заявляемого приемного устройства, которое представлено Фиг.2.

Приемное устройство, выполненное согласно третьему варианту устройства изобретения, представлено на фиг.18.

Приемное устройство третьего варианта исполнения, имеющее аналоговый вход приема сигнала, многоразрядный вход приема данных предварительной установки, одноразрядный вход записи данных предварительной установки и многоразрядный выход данных и состоящее из синтезатора 7 импульсов приемника, блока 8 сопряжения приемника, двух блоков 12 канала переноса, двух блоков 11 преобразователей сигнал-число, двух фильтров значений, каждый из которых состоит из вычислителя 3 значений ПДВП и источника 4 значений ДВП, дискриминатора 9 частот, трансформатора 2 данных приемника,

где вход пространственно сконфигурированного устройства блока 8 сопряжения приемника соединен с входом приемника «SWP», аналоговый выход которого соединен с первыми аналоговыми входами двух блоков 12 каналов переноса спектра, вторые аналоговые входы sin и cos, которых соединены с первым и вторым аналоговыми выходами синтезатора 7 импульсов приемника соответственно,

аналоговые выходы двух блоков 12 каналов переноса спектра соединены с аналоговыми входами двух блоков 11 преобразователей сигнал-число соответственно, одноразрядные входы Freq которых соединены с выходом частоты выборок синтезатора импульсов приемника,

N-разрядные выходы Nsin и Ncos двух блоков 11 преобразователей сигнал-число каналов соединены с соответствующими им N-разрядным входами двух вычислителей ВП приемника в составе вычислителя ДВП 4 и вычислителя ПДВП 3,

одноразрядные входы Fcar приема импульсов частоты такта и Fd выборки фильтров значений ВП, состоящих из вычислителей 3 значений ПДВП и источников 4 значений ДВП, соединены с одноименными выходами синтезатора 7 импульсов приемника,

многоразрядные входы приема данных предварительной установки шага дискретизации и частоты трансляции принимаемого сигнала двух фильтров значений ВП, состоящих из вычислителей 3 значений ПДВП и источников 4 значений ДВП, соединены с одноименным многоразрядным входом приемника;

одноразрядные входы записи приема данных предварительной установки двух фильтров значений ВП, состоящих из вычислителей 3 значений ПДВП и источников 4 значений ДВП, соединены с одноименным одноразрядным входом приемника;

значения проекций видео/радиосигнала абонента выделенные из проекций суперпозиции радиосигналов фильтрами значений ВП, состоящими из вычислителей 3 значений ПДВП и источников 4 значений ДВП, поступают на М-разрядные входы значений опорной и ортогональной проекций реконструированного сигнала абонента дискриминатора 9 частот;

одноразрядные входы приема импульсов частоты такта и выборки дискриминатора 9 частот, соединены с одноименными выходами синтезатора 7 импульсов приемника, который формирует их из импульсов опорной частоты;

два одноразрядных выхода дискриминатора 9 частот, передающие, формируемые им импульсы подстройки частоты генератора приема вверх и вниз, соединены с двумя одноименными входами синтезатора 7 импульсов приемника;

извлеченные из проекций видео/радиосигнала абонента дискриминатором 9 значения равные Y-разрядным числам передачи абонента поступают на Y-разрядный вход трансформатора 2 данных приемника;

одноразрядные входы приема импульсов частоты такта и выборки трансформатора 2 данных приемника соединены с одноименными выходами синтезатора 7 импульсов приемника, который формирует их из импульсов опорной частоты;

форматированные трансформатором 2 данных приемника из Y-разрядных чисел Х-разрядные данные равные, Х-разрядным данным абонента передатчика, поступают абоненту приемника.

Дискриминатор частот 9. Фиг.19.

Дискриминатор частот 9, имеющий два N-разрядных, два одноразрядных входа один многоразрядный и два одноразрядных выхода и состоящий из сумматора 9.1, делителя 9.2, двух регистров 9.3, двухвходовой схемы сравнения 9.4, шифратора знаков 9.5, дешифратор направления 9.6,

где одноразрядный вход сумматора 9.1, принимающий импульсы частоты выборки «Fd», соединен с одноименным одноразрядным входом дискриминатора частот 9;

многоразрядный выход сумматора 9.1, передающий установленные им значения, равные числам Y, передаваемым абонентом, соединен с многоразрядным выходом «Data» дискриминатора частот 9;

одноразрядные выходы сумматора 9.1, передающие вычисленные им состояния знаков и их инверсий прямой и ортогональной проекций суперпозиции сигналов, соединены с одноименными одноразрядными входами шифратора знаков 9.5;

многоразрядные выходы сумматора 9.1, передающие вычисленные им абсолютные значения прямой и ортогональной проекций реконструированного сигнала абонента, соединены с одноименными многоразрядными входами делителя 9.2;

одноразрядные входы делителя 9.2, принимающие импульсы частоты такта и выборки, соединены с одноразрядными входами «Fcar» и «Fd» дискриминатора частот 9;

многоразрядный выход делителя 9.2, передающий вычисленное им отношение между значениями прямой и ортогональной проекций реконструированного сигнала абонента, соединен с многоразрядным входом Date первого из двух регистров 9.3;

многоразрядный выход первого регистра 9.3, передающий задержанное на один такт частоты выборки отношение значений прямой и ортогональной проекций реконструированного сигнала, соединен с первым многоразрядным входом А двухвходовой схемы сравнения 9.4 и с многоразрядным входом Date второго регистра 9.3;

многоразрядный выход второго регистра 9.3, передающий задержанное на два такта частоты выборки отношение значений прямой и ортогональной проекций реконструированного сигнала, соединен со вторым многоразрядным входом В двухвходовой схемы сравнения 9.4.

одноразрядные входы Fd импульсов частоты выборки двух регистров 9.3 и дешифратора направления 9.6 соединены с одноименным одноразрядным входом дискриминатора частот 9;

одноразрядные выходы схемы сравнения 9.4, передающие сформированные ею три состояния знака отношения прямой и ортогональной проекций реконструированного фильтрами значений сигнала абонента, соответственно соединены с тремя одноименными входами дешифратора направления 9.6;

четыре одноразрядных выхода шифратора знаков 9.5, передающие сформированные им состояния квадрантов местонахождения сигнала абонента в фазовом пространстве частоты переноса, соответственно соединены с четырьмя одноименными входами дешифратора направления 9.6;

два одноразрядных выхода дешифратора направления 9.6, передающие формируемые им импульсы подстройки частоты генератора приема вверх и вниз, соответственно соединены с выходом «Shift_+» и с выходом «Shift_-» дискриминатора частот 9.

Сумматор 9.1 вычисляет значение уровня нуля, знаков двух взаимно ортогональных проекций и устанавливает значения в точках постановки данных передающего абонента отличной от нуля одной из ортогональных проекций ПДВП.

Схема вычисления абсолютных величин ортогональных проекций ПДВП состоит из двух двухвходовых сумматоров, которые имеют свой регистр фиксации результата. Первый вход первого сумматора соединен с входом блока принимающего значения опорной проекции реконструированного сигнала абонента. Первый вход второго сумматора соединен с входом блока принимающего значения ортогональной проекции реконструированного сигнала абонента. Вторые входы обоих сумматоров поразрядно объединены и соединены с источниками высокого и низкого уровней напряжения, формирующих значение уровня нуля. Фиксирование сумм осуществляют импульсами частоты выборки, которые поступают на соответствующие регистры от одноименного одноразрядного входа сумматора 9.1. Первый и второй сумматоры вычисляют состояния знаков взаимно ортогональных проекций путем формирования парных разрядов переноса и инверсии переноса. Состояние знаков формируют в виде позиционного двоичного кода, для которого единица означает реализацию соответствующего состояния знака, соответствующей проекции.

Делитель 9.2 состоит из делителя двух чисел. Фиксирование входных чисел осуществляют импульсами частоты выборки «Fd», которые поступают с одноименного одноразрядного входа дискриминатора частот 9. Делимым служит абсолютное значение опорной проекции реконструированного сигнала абонента, которое поступает с одноименного N-разрядного выхода сумматора 9.1. Делителем служит абсолютное значение ортогональной проекции реконструированного сигнала абонента, которое поступает с одноименного N-разрядного выхода сумматора 9.1. Частное - значение отношения между значениями прямой и ортогональной проекций реконструированного сигнала абонента, поступает на одноименный N-разрядный выход делителя 9.2. Продвижение процесса деления осуществляют импульсами тактовой частоты «Fcar», которые поступают с одноименного одноразрядного входа делителя 9.2.

Два регистра 9.3 хранят два смежных во времени частных деления - отношение значений прямой и ортогональной проекций реконструированного сигнала абонента, разделенных интервалом времени, равным шагу выборки «1/Td». Каждый регистр9.3 состоит регистров защелок, конструктивно представляющих единый блок из двух последовательно связанных элементов хранения. N-разрядный вход первого регистра соединен с N-разрядным вход единого блока. N-разрядный выход первого регистра соединен с первым N-разрядным выходом единого блока и соединен с N-разрядным входом второго статического регистра. N-разрядный выход второго регистра соединен со вторым N-разрядным выходом единого блока. Фиксацию данных осуществляет импульс частоты выборки Fd, который поступает на соответствующие входы регистров от одноразрядного входа блока. Оба N-разрядных выхода единого блока передают отношение значений прямой и ортогональной проекций реконструированного сигнала абонента, разделенных интервалом времени, равным шагу дискретизации/выборки, двухвходовой схеме сравнения 9.4.

Двухвходовая схема сравнения 9.4 осуществляет сравнение двух частных в результате, которого формирует знак отношения, равный знаку производной, «Больше», «Равно», «Меньше». Первое частное поступает с первого N-разрядного входа схемы сравнения 9.4. Второе частное поступает со второго N-разрядного входа схемы сравнения 9.4. Знаки отношения прямой и ортогональной проекций реконструированного фильтрами значений сигнала абонента «Больше», «Равно», «Меньше» поступают на одноименные одноразрядные выходы схемы сравнения 9.4.

Шифратор знаков 9.5 осуществляет матричное преобразование четырех входных сигналов в четыре выходных сигнала. Состоит из схем комбинаторной логики. Наличие сигналов на первом и третьем одноразрядных входах шифратора знаков 9.5, что соответствует единичному состоянию первого и третьего квадрантов, формирует сигнал на первом одноразрядном выходе шифратора знаков 9.5, что соответствует нахождению сигнала в первом квадранте фазового пространства частоты переноса. Наличие сигналов на первом и четвертом одноразрядных входах шифратора знаков 9.5, что соответствует единичному состоянию первого и четвертого квадрантов, формирует сигнал на втором одноразрядном выходе шифратора знаков 9.5, что соответствует нахождению сигнала во втором квадранте фазового пространства частоты переноса. Наличие сигналов на втором и третьем одноразрядных входах шифратора знаков 9.5, что соответствует единичному состоянию второго и третьего квадрантов, формирует сигнал на третьем одноразрядном выходе шифратора знаков 9.5, что соответствует нахождению сигнала в третьем квадранте фазового пространства частоты переноса. Наличие сигналов на втором и четвертом одноразрядных входах шифратора знаков 9.5, что соответствует единичному состоянию второго и четвертого квадрантов, формирует сигнал на четвертом одноразрядном выходе шифратора знаков 9.5, что соответствует нахождению сигнала в четвертом квадранте фазового пространства частоты переноса.

Дешифратор направления 9.6 осуществляет матричное преобразование семи входных сигналов в два выходных сигнала. Состоит из схем комбинаторной логики и четырех сдвиговых регистров. Сдвиговые регистры призваны компенсировать задержку формирования сигналов «Больше», «Равно», «Меньше». Сдвиг осуществляют импульсами тактовой частоты, поступающими с одноименного одноразрядного входа дешифратора направления 9.7. Выходы четвертых разрядов четырех сдвиговых регистров поступают на четыре входа семи входовой схемы комбинаторной логики. На оставшиеся три входа семи входовой схемы комбинаторной логики поступают сигналы «Больше», «Равно», «Меньше» от трех выходов шифратора знака 9.5 состояния знака отношения прямой и ортогональной проекций реконструированного фильтрами значений сигнала абонента. Выходные сигналы вверх - увеличение частоты генератора прима и вниз - уменьшение частоты генератора приема поступают на одноименные выходы дешифратора направления 9.6. Один из возможных вариантов матричного преобразования приведен в Таблице 1.

Таблица 1 БольшеРавноМеньше+, +Нет реакцииНет реакции:+: - увеличение частоты генератора приема+, -Нет реакцииНет реакции:-: - уменьшение частоты генератора приема-, +Нет реакцииНет реакции: -: - уменьшение частоты генератора приема-, -Нет реакцииНет реакции:+: - увеличение частоты генератора приема

Функционирование блоков дискриминатора частот 9.

На N-разрядные входы значений опорной и ортогональной проекций сумматора 9.1 через одноименные N-разрядные входы дискриминатора частот 9 от двух фильтров значений поступают значения взаимно ортогональных проекций реконструированного сигнала абонента «M_sin», «M_cos». Значение уровня нуля формируют подбором его двоичного кода, который задают в N источников напряжения низкого и высокого уровня, формирующих логический ноль и логическую единицу соответственно. Фактический уровень нуля будет колебаться вокруг выбранного значения в зависимости от температуры. Для устранения этого эффекта, которой вызывает дополнительный шум в тракте приема, вводят третий канал переноса диаметральный опорному каналу. В результате сложения этих двух каналов и получают уровень нуля. Необходимым условием такой конструкции должно быть интегральное изготовление всей аналоговой части приемника. На одноразрядные входы импульсов частоты такта и частоты выборки дискриминатора частот 9 соответственно поступают импульсы частоты продвижения процессов вычисления и импульсы частоты выборки от синтезатора 7 импульсов приемника. Сумматор 9.1 вычисляет абсолютные значения пары взаимно ортогональных проекций реконструированного фильтрами значений сигнала абонента и четырехразрядный позиционный код знака этой пары. Окончательное представление знака пары осуществляет шифратор знаков 9.5, который поставляет код знака пары взаимно ортогональных проекций реконструированного фильтрами значений сигнала абонента дешифратору направления 9.6. Абсолютные значения пары взаимно ортогональных проекций реконструированного фильтрами значений сигнала абонента делителем 9.2 преобразуют в отношение взаимно ортогональных проекций реконструированного фильтрами значений сигнала абонента, которые запоминает в двух последовательно соединенных регистрах 9.3, образующих двухпозиционный сдвиговый регистр. Вся указанная выше цепочка, начинающаяся приемом пары взаимно ортогональных проекций реконструированного фильтрами значений сигнала абонента и заканчивающаяся двумя последовательно соединенными регистрами 9.3, образует пятипозиционный сдвиговый регистр, первые три позиции которого подвергают цифровым преобразованиям. Два смежные во времени отношения взаимно ортогональных проекций реконструированного фильтрами значений сигнала абонента упорядочивают по величине схемой сравнения 9.4, которая формирует три сигнала отношений «Больше», «Равно», «Меньше». Окончательное решение о сдвиге подстройки частоты принимает дешифратор направления 9.6 на основе поступающих, на ее входы трехпозиционных сигналов отношений и четырехпозиционного кода знака пары взаимно ортогональных проекций реконструированного фильтрами значений сигнала абонента.

Описание функционирования приемного устройства третьего варианта изобретения по Фиг.18.

Прием сигнала из среды переноса, трансляция сигнала на две смежно ортогональных проекции и оцифровка проекций сигнала аналогичны соответственным операциям, описанным для устройства второго варианта изобретения, которое представлено на фиг.15.

Значения взаимно ортогональных проекций суперпозиции сигнала канала абонента или группы (диапазона) абонентов и ближайших, примыкающих к нему каналов или группы каналов раздельно передают двум фильтрам значений. Каждый из фильтров значений, состоящий из вычислителя ВП 3 и источника ДВП 4, выделяет значения соответствующей проекции сигнала рабочего канала (абонента).

Выделенные значения двух проекций раздельно передают на два М-разрядных входа дискриминатора 9 третьего варианта дискриминаторов (фиг.19).

Дискриминатор 9 вычисляет направление расхождения частот генераторов приемника с передатчиком и вырабатывает импульсы коррекции частоты генератора приемника, расположенного в синтезаторе импульсов приемника 7. После того как частоты генераторов совпали дискриминатор 9 осуществляет идентификацию точек времени в которых передатчик осуществляет постановку данных и максимизацию одной из проекций сигнала, значения которой передают трансформатору данных 2 приемника. Процедура поиска, т.е. грубая настройка частоты генератора приемника, является внешней операцией по отношению к дискриминатору 9 частот и состоит из трех операций: модификации фазы импульсов частоты дискретизации; съема данных в точках сигнала максимального из двух ортогональных проекций; передачи данных приемному абоненту. Процедуру поиска может осуществлять ЦПУ абонента в пошаговом режиме, осуществляя приращение фазы импульсов частоты дискретизации с шагом, равным периоду импульсов тактовой частоты, которая равна периоду частоты переноса. Исполнителем операции изменения фазы является синтезатор импульсов приемника 7. Осуществив посылку ЦПУ абонента принимает данные от трансформатора данных приемника 2 и решает продолжить или закончить процедуру поиска.

Преимущества способов и устройств, соответствующих изобретению.

Основным преимуществом способов и устройств, соответствующих изобретению, является возможность представления бесконечных непрерывных сигналов суперпозицией конечных непрерывных сигналов, иными словами, представления любого сигнала модулированными энергией квантами.

В частности, для любого информационного потока, представленного потоком чисел, можно построить оптимальный этому потоку по спектру непрерывный сигнал, для которого коэффициент полезного действия передачи приближается к единице. Под коэффициентом полезного действия передачи понимается равенство частот следования информационных бит частоте следования волновых посылок, где размерность передаваемых чисел равна двоичному логарифму отношения энергий волновой посылки, соответствующей максимально возможному числу, к энергии шума, спектр которого расположен в границах этой волновой посылки, что соответствует известной предельной теореме Шеннона для аналоговых каналов передачи. Процессам кодирования потока чисел в потоки волновых посылок соответствуют однозначные обратные процессы декодирования, то есть выделения из произвольной суперпозиции волн непрерывных сигналов, которые состоят из потока волновых посылок, и, которые возможно, но необязательно, сформированных одним из прямых процессов способа, соответствующего изобретению, и которые однозначно раскладываются в исходный числовой поток. Иными словами, обратный процесс в конечном результате сводится к фильтрации, в основе которой лежит фильтр с идеальными характеристиками, то есть фильтр без потерь, и декодированию, если непрерывный сигнал был построен из волновых посылок (пакетов), или демодуляции, если непрерывный сигнал был получен модуляцией несущей одним из известных методов. В частности, преимущества состоят в следующем:

1) Формирование узкополосных и широкополосных радиосигналов, а также видеосигналов, информационная емкость которых ограничена с одной стороны только быстродействием (граничной частотой), элементной базы, а с другой независимыми шумами среды носителя сигнала, т.е. каналов, не имеющих теоретического предела информационной емкости, а имеющих только технологический предел.

2) Создание многоканальной системы с оперативной перестройкой каналов.

3) Создание многодиапазонной и многоканальной системы с оперативной перестройкой каналов и диапазонов.

4) Упаковка и хранение информации на аналоговых носителях.

5) Множество различных сигналов-формирователей частотных каналов, которые отличаются друг от друга методами упаковки информации, то есть методами кодирования информации, где каждая пара формирование - кодирование, является типом классической модуляции с дискретным модулирующим воздействием.

6) Применение в основном цифровых и дискретных элементов.

7) Отсутствие деформаций временных характеристик сигналов при прохождении через реальные фильтры с определенными частотными характеристиками.

8) Простота исполнения приемника, вызванная регулярностью временной структуры сигнала.

Изобретение относится к технике связи. Технический результат состоит в реализации представления бесконечных сигналов суперпозицией конечных волновых посылок, т.е. представляют произвольный сигнал модулированными квантами. Для этого любой информационный поток, т.е. поток чисел, устройства изобретения переводят в потоки волновых посылок с оптимальными спектрами, для которых частоты следования чисел и следования волновых посылок равны, а размерность чисел кратна удвоенному логарифму отношения энергии волновых посылок к шуму в канале связи, формируют радиосигналы и видеосигналы, имеющие только технологический предел информационной емкости, создают радиотехнические системы связи с частотным разделением каналов, создают многодиапазонную и многоканальную систему с оперативной перестройкой каналов и диапазонов самим абонентом; хранят информацию на аналоговых носителях. 22 н. и 5 з.п. ф-лы, 19 ил.

1. Способ передачи и приема сигналов с ограниченным спектром, заключающийся в том, что поток информации произвольного формата упорядочивают в поток двоично-дискретных символов с форматом, предназначенным для передачи по каналу связи, преобразуют двоично-дискретные символы потока в соответствующие частотному каналу заданного диапазона передачи, сигналы с заданным временным интервалом действия путем управления генерацией перемножаемых базовых волновых пакетов (ВП), при этом каждый базовый волновой пакет имеет ограниченный спектр определенной формы, спектр сигнала равен свертке спектров его базовых волновых пакетов, а интервалы постановки сформированных сигналов пропорциональны интервалам следования и/или значениям символов потока, принимают суперпозицию сигналов, одновременно присутствующих в среде распространения, ограничивают спектр принятого сигнала заданным диапазоном; квантуют принятый ограниченный по спектру сигнал с частотой выборки, определяемой шириной ограниченного спектра выделяемого сигнала; в ответ на каждую выборку уровня принимаемого сигнала синтезируют волновые пакеты, имеющие характеристики импульсных реакций многокомпонентных идеальных фильтров со значением амплитуды, прямо пропорциональной значению амплитуды каждой выборки, с полосой пропускания, равной свертке спектров базовых волновых пакетов и с временным интервалом действия, равным произведению временных интервалов действия базовых волновых пакетов, дешифрируют выделенный сигнал, состоящий из потока волновых пакетов, в поток двоично-дискретных символов передаваемого формата для последующего преобразования в исходный поток двоичной информации.2. Способ передачи сигналов с ограниченным спектром, заключающийся в том, что поток информации произвольного формата упорядочивают в поток двоично-дискретных символов с форматом, предназначенным для передачи по каналу связи, преобразуют двоично-дискретные символы потока в соответствующие частотному каналу заданного диапазона передачи, сигналы с заданным временным интервалом действия путем управления амплитудой, генерируемых перемножаемых базовых волновых пакетов (ВП), при этом спектр сигнала равен свертке спектров его базовых волновых пакетов, а интервалы постановки сформированных сигналов равны интервалам следования символов потока.3. Способ по п.2, отличающийся тем, что управлением генерацией перемножаемых базовых волновых пакетов на временном интервале действия волнового пакета (ВП) осуществляют формирование амплитуды сигнала частотного канала, пропорциональной значению каждого четного символа упомянутого потока двоично-дискретных символов, формируя, таким образом, четный сигнал для передачи; управлением генерацией перемножаемых базовых волновых пакетов на временном интервале действия волнового пакета (ВП) осуществляют формирование амплитуды сигнала частотного канала, пропорциональной значению каждого нечетного символа упомянутого потока двоично-дискретных символов, формируя, таким образом, нечетный сигнал для передачи; при этом интервалы постановки сформированных сигналов равны интервалам следования символов потока.4. Способ передачи сигналов с ограниченным спектром, заключающийся в том, что поток информации произвольного формата упорядочивают в поток двоично-дискретных символов с форматом, предназначенным для передачи по каналу связи, преобразуют двоично-дискретные символы потока в соответствующие частотному каналу заданного диапазона передачи, сигналы с заданным временным интервалом действия путем изменения ширины спектра одного из перемножаемых генерируемых базовых волновых пакетов (ВП) в соответствии со значением двоично-дискретного символа, при этом каждый базовый волновой пакет имеет ограниченный спектр определенной формы, спектр сигнала равен свертке спектров его базовых волновых пакетов, а интервалы постановки сформированных сигналов пропорциональны значениям символов потока.5. Способ передачи сигналов с ограниченным спектром, заключающийся в том, что поток информации произвольного формата упорядочивают в поток двоично-дискретных символов с форматом, предназначенным для передачи по каналу связи, преобразуют двоично-дискретные символы потока в соответствующие частотному каналу заданного диапазона передачи, сигналы с заданным временным интервалом действия путем изменения времени начала генерации относительно некоторой заданной точки времени одного из перемножаемых генерируемых базовых волновых пакетов (ВП) в соответствии со значением двоично-дискретного символа, при этом каждый базовый волновой пакет имеет ограниченный спектр определенной формы, спектр сигнала равен свертке спектров его базовых волновых пакетов, а интервалы постановки сформированных сигналов пропорциональны значениям символов потока.6. Способ передачи сигналов с ограниченным спектром, заключающийся в том, что поток информации произвольного формата упорядочивают в поток двоично-дискретных символов с форматом, предназначенным для передачи по каналу связи, преобразуют двоично-дискретные символы потока в соответствующие частотному каналу заданного диапазона передачи, сигналы с заданным временным интервалом действия путем изменения местоположения на оси частот спектров перемножаемых генерируемых базовых волновых пакетов (ВП) в соответствии со значением двоично-дискретного символа, при этом каждый базовый волновой пакет имеет ограниченный спектр определенной формы, спектр сигнала равен свертке спектров его базовых волновых пакетов, а интервалы постановки сформированных сигналов равны интервалам следования символов потока.7. Способ передачи сигналов с ограниченным спектром, заключающийся в том, что поток информации произвольного формата упорядочивают в поток двоично-дискретных символов с форматом, предназначенным для передачи по каналу связи, преобразуют двоично-дискретные символы потока в соответствующие частотному каналу заданного диапазона передачи, сигналы с заданным временным интервалом действия путем изменения фазы точки местоположения на оси частот спектров перемножаемых генерируемых базовых волновых пакетов (ВП) в соответствии со значением двоично-дискретного символа, при этом каждый базовый волновой пакет имеет ограниченный спектр определенной формы, спектр сигнала равен свертке спектров его базовых волновых пакетов, а интервалы постановки сформированных сигналов равны интервалам следования символов потока.8. Способ приема сигналов с ограниченным спектром, заключающийся в том, что принимают суперпозицию сигналов, одновременно присутствующих в среде распространения, транслируют на нулевую частоту спектр принятой суперпозиции радиосигналов с помощью двух одинаковых по частоте и ортогональных по фазе гармоник, для получения двух ортогональных проекций видеосигнала, осуществляют фильтрацию проекций видеосигнала фильтрами нижних частот, полоса пропускания которых превышает ширину выделяемого спектра в несколько раз для минимизации искажений амплитудно-частотной и фазочастотной характеристик спектра выделяемого сигнала квантуют отфильтрованные проекции видеосигнала с частотой выборки, определяемой шириной спектра выделяемого сигнала; формируют абсолютные значения уровней напряжений или токов полученного видеосигнала по выборкам двух ортогональных проекций видеосигнала путем вычисления по теореме Пифагора; формируют знаки вычисленных значений выборок уровней напряжений или токов видеосигнала путем подстановки знака выборки одной из упомянутых ортогональных проекций видеосигнала, который инвертируют с частотой, в два раза превышающей частоту расхождения частот генераторов приемника и передатчика; формируют значения уровней напряжений или токов полученного видеосигнала, содержащих выделяемый спектр, путем наложения на абсолютные значения уровней сформированных выборок значения сформированных знаков; в ответ на каждое значение уровня сформированного видеосигнала синтезируют волновые пакеты, имеющие характеристики импульсных реакций многокомпонентных идеальных фильтров со значением амплитуды, прямо пропорциональной значению амплитуды каждой выборки, с полосой пропускания, равной свертке спектров базовых волновых пакетов и с временным интервалом действия, равным произведению временных интервалов действия базовых волновых пакетов, дешифрируют выделенный сигнал, состоящий из потока волновых пакетов в поток двоично-дискретных символов передаваемого формата для последующего преобразования в исходный поток двоичной информации.9. Способ приема радиосигналов с ограниченным спектром, заключающийся в том, что принимают суперпозицию радиосигналов, одновременно присутствующих в среде распространения; транслируют на нулевую частоту спектр принятой суперпозиции радиосигналов с помощью двух одинаковых по частоте и ортогональных по фазе гармоник, для получения двух ортогональных проекций видеосигнала; осуществляют фильтрацию проекций видеосигнала фильтрами нижних частот, полоса пропускания которых превышает ширину выделяемого спектра в несколько раз для минимизации искажений амплитудно-частотной и фазочастотной характеристик спектра выделяемого сигнала; квантуют отфильтрованные проекции видеосигнала с частотой выборки, определяемой шириной спектра выделяемого сигнала; в ответ на каждое значение уровня сформированного видеосигнала синтезируют волновые пакеты, имеющие характеристики импульсных реакций многокомпонентных идеальных фильтров (ИР МИФ) со значением амплитуды, прямо пропорциональной значению амплитуды каждой выборки, с полосой пропускания, равной свертке спектров базовых волновых пакетов, и с временным интервалом действия, равным произведению временных интервалов действия базовых волновых пакетов, выделяют значения двух ортогональных проекций полезного сигнала в заданном частотном канале, формируя изменяющийся по амплитуде временной поток ИР МИФ, путем суммирования на интервале времени действия одиночной ИР всех одновременно присутствующих синтезированных ИР, интервалы, следования которых определяют параметры базовых ИР, входящих в виде мультипликативных компонент в состав одиночных ИР МИФ; подстраивают генератор частоты переноса приемника импульсами изменения величины отношения двух ортогональных проекций полезного сигнала, добиваясь вырождения одной проекции; дешифрируют оставшийся сигнал в поток двоично-дискретных символов передаваемого формата для последующего преобразования в исходный поток двоичной информации.10. Передающее устройство для формирования и передачи сигналов с ограниченным спектром, содержащее синтезатор импульсов передатчика, трансформатор данных передатчика, модулятор волновых пакетов (ВП), состоящий из вычислителя потока действий волновых пакетов (ПДВП) и источника значений действий волновых пакетов (ДВП), преобразователь число-сигнал передатчика, блок сопряжения передатчика, где многоразрядный вход данных трансформатора данных передатчика соединен с многоразрядным входом передатчика, одноразрядный вход тактовой частоты трансформатора данных передатчика соединен с одноименным выходом синтезатора импульсов передатчика, одноразрядный вход сигнала постановки данных трансформатора данных передатчика соединен с одноименным выходом вычислителя ПДВП передатчика, многоразрядный выход форматированных данных трансформатора данных передатчика соединен с многоразрядным входом вычислителя ПДВП передатчика, многоразрядный вход данных предварительной установки источника значений ДВП передатчика соединен с одноименным входом передатчика, одноразрядный вход записи данных предварительной установки источника значений ДВП передатчика соединен с одноименным входом передатчика, одноразрядный вход тактовой частоты источника значений ДВП передатчика соединен с одноименным выходом синтезатора импульсов передатчика, одноразрядный вход частоты дискретизации источника значений ДВП передатчика соединен с одноименным выходом синтезатора импульсов передатчика, одноразрядный вход сигнала постановки данных источника значений ДВП передатчика соединен с одноименным выходом вычислителя ПДВП передатчика, многоразрядный вход адреса значения ДВП источника значений ДВП передатчика соединен с одноименным выходом вычислителя ПДВП передатчика, многоразрядный выход значения ДВП источника значений ДВП передатчика соединен с одноименным входом вычислителя ПДВП передатчика, одноразрядный вход тактовой частоты вычислителя ПДВП передатчика соединен с одноименным выходом синтезатора импульсов передатчика, одноразрядный вход частоты дискретизации вычислителя ПДВП передатчика соединен с одноименным выходом синтезатора импульсов передатчика, многоразрядный выход значений ПДВП вычислителя ПДВП передатчика соединен с одноименным входом преобразователя число-сигнал, вход частоты постановки данных преобразователя число-сигнал соединен с выходом частоты дискретизации синтезатора импульсов передатчика, а аналоговый выход преобразователя число-сигнал соединен с аналоговым входом блока сопряжения передатчика, выход блока сопряжения передатчика является выходом передатчика.11. Приемное устройство для приема и селекции сигналов с ограниченным спектром, содержащее синтезатор импульсов приемника, блок сопряжения приемника, преобразователь сигнал-число приемника, фильтр значений волнового пакета, состоящий из вычислителя ВП и источника значений ДВП, преобразователь число-сигнал приемника, дискриминатор, трансформатор данных приемника, блок сопряжения приемника имеет аналоговый вход и аналоговый выход, соединенный с аналоговым входом преобразователя сигнал-число, одноразрядный вход которого соединен с выходом частоты выборок синтезатора импульсов приемника, многоразрядный выход преобразователя число-сигнал соединен с N-разрядным входом вычислителя ВП приемника, тактовый вход которого соединен с соответствующим выходом синтезатора импульсов приемника, а вход частоты постановки данных - с выходом частоты выборок синтезатора импульсов приемника, L-разрядный вход вычислителя ВП приемника соединен с многоразрядным выходом источника значений ДВП приемника, М-разрядный выход вычислителя ВП приемника соединен с многоразрядным входом дискриминатора, а К-разрядный выход - с входом адреса источника значений ДВП приемника, тактовый вход которого связан с соответствующим выходом синтезатора импульсов приемника, а вход сигнала постановки данных - с выходом частоты выборок синтезатора импульсов приемника, многоразрядный выход дискриминатора соединен с входом трансформатора данных приемника, а одноразрядный выход - с одноразрядным входом синтезатора частот приемника, первый тактовый вход дискриминатора соединен с тактовым выходом синтезатора импульсов приемника, второй тактовый вход - с выходом частоты выборок синтезатора импульсов приемника, первый тактовый вход трансформатора данных приемника соединен с тактовым выходом синтезатора импульсов приемника, а второй тактовый вход трансформатора данных приемника - с выходом частоты выборок синтезатора импульсов приемника, причем выход трансформатора данных является выходом приемника.12. Источник значений действий амплитудно-модулированных волновых пакетов, содержащий постоянную память (ПП), накопительный умножитель, счетчик адресов ПП, умножитель, распределитель импульсов, исполнительную память (ИП) и счетчик адресов ИП, при этом Nγ-разрядный вход умножителя, Nη-разрядный, Nτ-разрядный входы счетчика адресов ПП являются Nγ-разрядным, Nη-разрядным, Nτ-разрядным входами источника значений ДВП, первый одноразрядный вход источника значений ДВП соединен с первыми входами распределителя импульсов, накопительного умножителя счетчика адресов ИП и умножителя, второй одноразрядный вход источника значений ДВП соединен со вторым одноразрядным входом распределителя импульсов, первым одноразрядным входом счетчика адресов ИП и с вторым одноразрядным входом умножителя, третий одноразрядный вход источника значений ДВП соединен с третьим одноразрядным входом счетчика адресов ИП, второй одноразрядный выход распределителя импульсов соединен со вторыми одноразрядными входами накопительного умножителя и счетчика адресов ПП, третий одноразрядный выход распределителя импульсов соединен с третьим одноразрядным входом накопительного умножителя, четвертый одноразрядный выход распределителя импульсов соединен со вторым одноразрядным входом умножителя, Мα-разрядный выход счетчика адресов ПП соединен с Мα-разрядным адресным входом ПП, первый одноразрядный выход счетчика адресов ПП соединен с четвертым одноразрядным входом распределителя импульсов, второй одноразрядный выход счетчика адресов ПП соединен с пятым одноразрядным входом распределителя импульсов, одноразрядный выход накопительного умножителя соединен с третьим одноразрядным входом распределителя импульсов, первый одноразрядный выход умножителя соединен с первым входом ИП и вторым входом счетчика адресов ИП, второй одноразрядный выход умножителя соединен с шестым одноразрядным входом распределителя импульсов, четвертым одноразрядным входом счетчика адресов ПП, Мβ-разрядный выход ПП соединен с Mβ-разрядным входом накопительного умножителя, Mβ-разрядный выход накопительного умножителя соединен с Mβ-разрядным входом умножителя, Мδ-разрядный выход умножителя соединен с Мδ-разрядным входом данных ИП, Мε-разрядный выход счетчика адресов ИП соединен с Мε-разрядным адресным входом ИП, Мδ-разрядный выход ИП соединен с Мδ-разрядным выходом источника значений ДВП.13. Источник значений действий частотно/фазово-модулированных волновых пакетов (ДВП), содержащий постоянную память (ПП), накопительный умножитель, счетчик адресов ПП, распределитель импульсов, исполнительную память (ИП) и счетчик адресов ИП, при этом Nαβ-разрядный вход счетчика адресов ПП и Nη-разрядный, Nτ-разрядный входы счетчика адресов ИП являются Nαβ-разрядным, Nη-разрядным и Nτ-разрядным входами источника значений ДВП, первый одноразрядный вход источника значений ДВП соединен с первыми входами распределителя импульсов и счетчика адресов ИП, второй одноразрядный вход источника значений ДВП соединен со вторыми одноразрядными входами распределителя импульсов и счетчика адресов ИП, третий одноразрядный вход источника значений ДВП соединен с третьим одноразрядным входом счетчика адресов ИП, первый одноразрядный выход распределителя импульсов соединен с первым одноразрядным входом накопительного умножителя, второй одноразрядный выход распределителя импульсов соединен со вторыми одноразрядными входами накопительного умножителя и счетчика адресов ПП, третий одноразрядный выход распределителя импульсов соединен с третьим одноразрядным входом накопительного умножителя, четвертый одноразрядный выход распределителя импульсов соединен с одноразрядным входом ИП и первым одноразрядным входом счетчика адресов ПП, Мα-разрядный выход счетчика адресов ПП соединен с Мα-разрядным адресным входом ПП, первый одноразрядный выход счетчика адресов ПП соединен с четвертым одноразрядным входом распределителя импульсов, второй одноразрядный выход счетчика адресов ПП соединен с пятым одноразрядным входом распределителя импульсов и одноразрядным выходом источника значений ДВП, одноразрядный выход накопительного умножителя соединен с третьим одноразрядным входом распределителя импульсов, Мβ-разрядный выход ПП соединен с Мβ-разрядным входом накопительного умножителя, Мβ-разрядный выход накопительного умножителя соединен с Мδ-разрядным входом данных ИП, Мε-разрядный выход счетчика адресов ИП соединен с Мε-разрядным адресным входом ИП, Мδ-разрядный выход ИП соединен с Мδ-разрядным выходом источника значений ДВП.14. Источник значений действий модулированных фазой/частотой местоположения волновых пакетов (ДВП), содержащий постоянную память (ПП), накопительный умножитель, счетчик адресов ПП, распределитель импульсов, исполнительную память (ИП) и счетчик адресов ИП, при этом N_χδ-разрядный, Nτ-разрядный и Nτ-разрядный входы источника значений ДВП являются N_χδ-разрядным входами счетчика адресов ПП и Nη-разрядным Nτ-разрядным входами и счетчика адресов ИП, первый одноразрядный вход источника значений ДВП соединен с первыми входами распределителя импульсов и счетчика адресов ИП, второй одноразрядный вход источника значений ДВП соединен со вторыми одноразрядными входами распределителя импульсов и счетчика адресов ПП и третьим одноразрядным входом счетчика адресов ИП, третий одноразрядный вход источника значений ДВП соединен со вторым одноразрядным входом счетчика адресов ИП, второй одноразрядный выход распределителя импульсов соединен со вторыми одноразрядными входами накопительного умножителя и счетчика адресов ПП, третий одноразрядный выход распределителя импульсов соединен с третьим одноразрядным входом накопительного умножителя, четвертый одноразрядный выход распределителя импульсов соединен с одноразрядным входом ИП и первым одноразрядным входом счетчика адресов ИП, Мβ-разрядный выход счетчика адресов ПП соединен с Мβ-разрядным адресным входом ПП, первый одноразрядный выход счетчика адресов ПП соединен с четвертым одноразрядным входом распределителя импульсов, второй одноразрядный выход счетчика адресов ПП соединен с пятым одноразрядным входом распределителя импульсов и одноразрядным выходом источника значений ДВП, одноразрядный выход накопительного умножителя соединен с третьим одноразрядным входом распределителя импульсов, Мβ-разрядный выход ПП соединен с Мδ-разрядным входом данных ИП, Мε-разрядный выход счетчика адресов ИП соединен с Мε-разрядным адресным входом ИП, Мδ-разрядный выход ИП соединен с Мδ-разрядным выходом источника значений ДВП.15. Вычислитель значений ПДВП, имеющий одноразрядный вход тактовой частоты, одноразрядный вход частоты дискретизации, одноразрядный вход записи структуры, Nα-разрядный вход данных структуры, N-разрядный вход данных, L-разрядный вход значений ДВП, одноразрядный выход интервалов постановки/выборки данных, К-разрядный выход адресов ИП, М-разрядный выход значений ПДВП, включающий в себя преобразователь числа в смещение, оперативную память входных чисел, счетчик адресов, преобразователь числа в интервал, оперативную память интервалов следования чисел, вычислитель интервалов следования текущего ДВП от начала старейшего ДВП, счетчик интервалов дискретизации, сумматор адресов ДВП, аккумулятор результата, распределитель импульсов, где Nα-разрядный вход вычислителя значений ПДВП соединен с Nα-разрядными входами распределителя импульсов и счетчика адресов, N-разрядный вход вычислителя значений ПДВП соединен с N-разрядными входами преобразователя числа в смещение и преобразователя числа в интервал, одноразрядный вход тактовой частоты вычислителя значений ПДВП соединен с одноразрядными входами тактовой частоты распределителя импульсов и преобразователя числа в смещение, одноразрядный вход частоты дискретизации вычислителя значений ПДВП соединен с одноразрядным входом частоты постановки/выборки распределителя импульсов, одноразрядный вход записи структуры вычислителя значений ПДВП соединен с одноразрядным входом предварительной записи распределителя импульсов и счетчика адресов, одноразрядный выход распределителя импульсов, формирующий пачки тактирующих импульсов, соединен с тактовыми одноразрядными входами счетчика адресов, вычислителя интервалов следования текущих ДВП от начала старейшего ДВП и аккумулятора результата, одноразрядный выход распределителя импульсов, формирующий импульсы готовности значений, соединен с одноразрядным входом пересчета счетчика интервалов дискретизации, одноразрядным входом импульса записи результата аккумулятора результата и одноразрядным входом сброса R вычислителя интервалов следования текущих ДВП от начала старейшего ДВП, Мα-разрядный выход преобразователя числа в смещение соединен с Мα-разрядным входом данных оперативной памяти входных чисел, М_χ-разрядный выход преобразователя числа в интервал соединен с М_χ-разрядным входом данных оперативной памяти интервалов следования чисел и поразрядно соединен с М_χ-разрядным входом модуля пересчета счетчика интервалов дискретизации, Мβ-разрядный выход счетчика адресов соединен с Мβ-разрядными входами адреса оперативной памяти входных чисел и адреса оперативной памяти интервалов следования чисел, выходы разрядов Мδ оперативной памяти входных чисел соединены с входами разрядов Мδ первого слагаемого сумматора адресов ДВП, выходы разрядов Mε оперативной памяти интервалов следования чисел соединены с входами разрядов Mε слагаемого вычислителя интервалов следования текущих ДВП от начала старейшего ДВП, выходы разрядов Мφ которого соединены со входами разрядов Мφ второго слагаемого сумматора адресов ДВП, выходы разрядов Мγ номера интервала счетчика интервалов дискретизации соединены с входами разрядов Мγ третьего слагаемого сумматора адресов ДВП, одноразрядный выход счетчика интервалов дискретизации, формирующий импульсы постановки/выборки информации, соединен с одноименным одноразрядным выходом вычислителя значений ПДВП и с одноразрядными входами We импульсов приема информации преобразователя числа в смещение, преобразователя числа в интервал, оперативной памяти входных чисел, оперативной памяти интервалов следования чисел, выходы К разрядов адресов сумматора адресов ДВП соединены с К-разрядным выходом вычислителя значений ПДВП, L-разрядный вход данных аккумулятора результата соединен с L-разрядным входом данных вычислителя значений ВП; М-разрядный выход аккумулятора результата суперпозиций значений ДВП соединен с М-разрядным выходом результата суперпозиций значений ДВП вычислителя значений ВП.16. Вычислитель значений ПДВП, имеющий одноразрядный вход тактовой частоты, одноразрядный вход частоты дискретизации, одноразрядный вход записи структуры, Nα-разрядный вход данных структуры, N-разрядный вход данных, М_χ-разрядный вход константы дискретизации, L-разрядный вход значений ДВП, одноразрядный выход интервалов постановки/выборки данных, К-разрядный выход адресов ИП, М-разрядный выход значений ПДВП, включающий в себя преобразователь числа в смещение, оперативную память входных чисел, счетчик адресов, вычислитель интервалов следования текущего ДВП от начала старейшего ДВП, счетчик интервалов дискретизации, сумматор адресов ДВП, аккумулятор результата, распределитель импульсов, где Nα-разрядный вход вычислителя значений ПДВП соединен с Nα-разрядными входами распределителя импульсов и счетчика адресов, N-разрядный вход вычислителя значений ПДВП соединен с N-разрядными входами преобразователя числа в смещение, одноразрядный вход тактовой частоты вычислителя значений ПДВП соединен с одноразрядными входами тактовой частоты распределителя импульсов и преобразователя числа в смещение, одноразрядный вход частоты дискретизации вычислителя значений ПДВП соединен с одноразрядным входом частоты постановки/выборки распределителя импульсов, одноразрядный вход записи структуры вычислителя значений ПДВП соединен с одноразрядным входом предварительной записи распределителя импульсов и счетчика адресов, одноразрядный выход распределителя импульсов, формирующий пачки тактирующих импульсов, соединен с тактовыми одноразрядными входами счетчика адресов и аккумулятора результата, одноразрядный выход распределителя импульсов, формирующий импульсы готовности значений, соединен с одноразрядным входом пересчета счетчика интервалов дискретизации, одноразрядным входом импульса записи результата аккумулятора результата и одноразрядным входом сброса R вычислителя интервалов следования текущих ДВП от начала старейшего ДВП, Мα-разрядный выход преобразователя числа в смещение соединен с Мα-разрядным входом данных оперативной памяти входных чисел, М_χ-разрядный вход вычислителя значений ПДВП соединен с М_χ-разрядным входом слагаемого вычислителя интервалов следования текущих ДВП от начала старейшего ДВП и соединен с М_χ-разрядным входом модуля пересчета счетчика интервалов дискретизации, Мβ-разрядный выход счетчика адресов соединен с Мβ-разрядными входами адреса оперативной памяти входных чисел, выходы разрядов Мδ оперативной памяти входных чисел соединены с входами разрядов Мδ первого слагаемого сумматора адресов ДВП, выходы разрядов Мφ вычислителя интервалов следования текущих ДВП от начала старейшего ДВП соединены со входами разрядов Мφ второго слагаемого сумматора адресов ДВП, выходы разрядов Мγ номера интервала счетчика интервалов дискретизации соединены с входами разрядов Мγ третьего слагаемого сумматора адресов ДВП, одноразрядный выход счетчика интервалов дискретизации, формирующий импульсы постановки/выборки информации, соединен с одноименным одноразрядным выходом вычислителя значений ПДВП и с одноразрядными входами импульсов приема информации преобразователя числа в смещение, оперативной памяти входных чисел, выходы Мη разрядов адресов сумматора адресов ДВП соединены с К-разрядным выходом вычислителя значений ПДВП, L-вход данных аккумулятора результата соединен с Мη-разрядным входом данных вычислителя значений ВП; М-разрядный выход аккумулятора результата суперпозиций значений ДВП соединен с М-разрядным выходом результата суперпозиций значений ДВП вычислителя значений ВП.17. Приемное устройство, имеющее аналоговый вход приема сигнала, многоразрядный вход приема данных предварительной установки, одноразрядный вход записи данных предварительной установки и многоразрядный выход данных, содержит синтезатор импульсов приемника, блок сопряжения приемника, преобразователь сигнал-число приемника, фильтр ВП в составе источника значений ДВП и вычислителя значений ПДВП, дискриминатор, трансформатор данных приемника, при этом блок сопряжения приемника имеет аналоговый вход и аналоговый выход, соединенные соответственно с аналоговыми входами приемника и преобразователя сигнал-число, одноразрядный вход преобразователя число-сигнал соединен с выходом частоты выборок синтезатора импульсов приемника, многоразрядный выход преобразователя число-сигнал соединен с многоразрядным входом данных вычислителя значений ПДВП приемника, тактовый вход вычислителя значений ПДВП приемника соединен с соответствующим выходом синтезатора импульсов приемника, а вход частоты постановки данных - выходом частоты выборок синтезатора импульсов приемника, многоразрядный вход значений ДВП вычислителя значений ПДВП приемника соединен с многоразрядным выходом источника значений ДВП приемника, многоразрядный выход значений ПДВП вычислителя значений ПДВП приемника соединен с многоразрядным входом дискриминатора приемника, многоразрядный выход адресов значений ДВП вычислителя значений ПДВП приемника соединен с входом адреса источника значений ДВП приемника, тактовый вход источника значений ДВП приемника соединен с соответствующим выходом синтезатора импульсов приемника, а вход сигнала постановки/выборки данных - выходом частоты выборок синтезатора импульсов приемника, многоразрядный вход данных предварительной установки источника значений ДВП приемника соединен с соответствующим многоразрядным входом приемника, вход записи данных предварительной установки источника значений ДВП приемника соединен с соответствующим одноразрядным входом приемника, многоразрядный выход дискриминатора соединен с входом трансформатора данных приемника, соединенного своим многоразрядным выходом с выходом данных приемника, входы импульсов частоты выборки дискриминатора и трансформатора данных приемника, соединены с выходом частоты выборок синтезатора импульсов приемника, входы импульсов тактовой частоты дискриминатора и трансформатора данных приемника, соединены с выходом тактовой частоты синтезатора импульсов приемника.18. Дискриминатор, содержащий компаратор, счетчик, регистр, при этом многоразрядный вход дискриминатора, принимающий значения видеосигнала, соединен с многоразрядным входом компаратора и с многоразрядным входом регистра, многоразрядный вход компаратора, принимающий значения уровня отсчета, соединен с соответствующим многоразрядным входом дискриминатора, выход компаратора, передающего найденные им метки времени, соединен с входом сброса счетчика, одноразрядный вход дискриминатора, принимающий импульсы тактовой частоты от синтезатора импульсов приемника, соединен с тактовым входом счетчика, первый одноразрядный выход счетчика, передающий формируемые им импульсы опроса, соединен с входом импульсов записи регистра, двухпозиционный выход счетчика, передающий формируемые им импульсы подстройки частоты генератора, соединен с двухпозиционным выходом дискриминатора, М-разрядный выход аналого-цифрового преобразователя, передающий формируемые им М-разрядные двоичные числа, соединен с М-разрядным выходом дискриминатора.19. Дискриминатор, содержащий регистр, регистр задержки, схему сравнения, умножитель, делитель, компаратор, счетчик и регистр периода опроса, при этом многоразрядный вход дискриминатора, принимающий значения ПДВП, соединен с первым входом компаратора и с многоразрядным входами данных регистра и регистра задержки, одноразрядный вход дискриминатора, принимающий импульсы частоты дискретизации от синтезатора импульсов приемника, соединен с тактовым входом регистра задержки, одноразрядный вход дискриминатора, принимающий импульсы тактовой частоты от синтезатора импульсов приемника, соединен с тактовыми входами умножителя, делителя и счетчика, выход регистра, фиксирующего данные опознанные как данные потока информации, поразрядно соединен с выходом дискриминатора, Мα-разрядный и Мβ-разрядный выходы регистра задержки, фиксирующие два последовательных во времени съема значений ПДВП, поразрядно соединены с соответствующими входами схемы сравнения, Мβ-разрядный выход регистра задержки дополнительно соединен с соответствующим входом умножителя 9.7, выход схемы сравнения, передающий найденную метку времени, соединен с входом запуска преобразования умножителя, выход умножителя, передающего увеличенное в n раз максимальное значение сигнала, соединен с входом данных делителя, выход умножителя, передающего сигнал конца преобразования, соединен с входом запуска преобразования делителя, выход делителя, передающего измененное в n/m раз максимальное значение сигнала, соединен со вторым входом компаратора 9.9, выход делителя, передающего сигнал конца преобразования, соединен с тактовым входом компаратора 9.9, выход которого, передающий найденные им метки времени равенства значений, соединен с входом сброса счетчика и входом записи регистра периода опроса, выход счетчика, передающего пересчитанные им значения интервалов времени опроса, соединен с входом данных регистра периода опроса, выход регистра периода опроса, формирующий метки времени периода опроса соединен с входом импульсов записи выходного регистра и входом сброса счетчика.20. Приемное устройство для приема и селекции сигналов с ограниченным спектром, содержащее синтезатор импульсов приемника, блок сопряжения приемника, два блока переноса спектра с соответственно подключенными к их выходам преобразователями сигнал-число, вычислитель значений видеосигнала, фильтр значений волнового пакета, состоящий из вычислителя значений ВП и источника значений ДВП, дискриминатор, трансформатор данных приемника, при этом вход блока сопряжения приемника соединен с входом приемника, аналоговый выход которого соединен с первыми аналоговыми входами двух каналов переноса спектра, вторые аналоговые входы которых соединены с первым и вторым аналоговыми выходами синтезатора импульсов приемника соответственно, аналоговые выходы двух каналов переноса спектра соединены с аналоговыми входами двух преобразователей сигнал-число соответственно, одноразрядные входы двух преобразователей сигнал-число соединены с выходом частоты выборок синтезатора импульсов приемника, выходы двух преобразователей сигнал-число каналов соединены с соответствующими им входами вычислителя значений видеосигнала, тактовый вход и вход частоты выборок которого соединены с соответствующими им выходами синтезатора импульсов приемника, выход вычислителя значений видеосигнала соединен с N-разрядным входом вычислителя ВП приемника в составе вычислителя ДВП и вычислителя ПДВП, тактовый вход и вход частоты выборок которого соединены с соответствующими им выходами синтезатора импульсов приемника, многоразрядный вход данных и одноразрядный вход записи данных предварительной установки вычислителя ВП соединены с соответствующими им входами приемника, многоразрядный выход вычислителя ВП соединен с многоразрядным входом дискриминатора, тактовый вход и вход частоты выборок которого соединены с соответствующими им выходами синтезатора импульсов приемника, многоразрядный выход дискриминатора соединен с многоразрядным входом трансформатора данных приемника, тактовый вход и вход частоты выборок которого соединены с соответствующими им выходами синтезатора импульсов приемника, многоразрядный выход трансформатора данных приемника соединен с многоразрядным выходом приемника.21. Вычислитель значений видеосигнала, содержащий три многоразрядных, два одноразрядных входа и два многоразрядных выхода и включает в себя вычислитель проекций, вычислитель квадратуры, вычислитель радикала и вычислитель знака, где многоразрядные входы вычислителя значений видеосигнала, соединены с соответствующими многоразрядными входами вычислителя проекций, одноразрядные входы вычислителя значений видеосигнала, принимающие импульсы частоты такта, соединены с соответствующими одноразрядными входами вычислителя квадратуры, вычислителя радикала и вычислителя знака, одноразрядные входы вычислителя значений видеосигнала, принимающие импульсы частоты выборки, соединены с соответствующими одноразрядными входами вычислителя проекций, вычислителя квадратуры, вычислителя радикала и вычислителя знака, два многоразрядных выхода вычислителя проекций, передающие значения вычисленных вычислителем ортогональных проекций без смещения, соединены с соответствующими многоразрядными входами вычислителя квадратуры и вычислителя знака, многоразрядные выходы вычислителя квадратуры, передающие вычисленные им значения суммы квадратов ортогональных проекций, соединены с соответствующими многоразрядными входами вычислителя радикала, многоразрядные выходы вычислителя квадратуры, передающие установленные им значения максимальной ортогональной проекции, соединены с соответствующими многоразрядными входами вычислителя радикала, многоразрядные выходы вычислителя квадратуры, передающие значения вычисленного им квадрата максимальной ортогональной проекции, соединены с соответствующими многоразрядными входами вычислителя радикала, многоразрядный выход вычислителя радикала, передающий вычисленные им значения видеосигнала без знака, соединен с соответствующим многоразрядным входом вычислителя знака, многоразрядный выход вычислителя знака, передающий вычисленные им значения видеосигнала со знаком, соединен с многоразрядным выходом вычислителя значений видеосигнала.22. Вычислитель значений видеосигнала по п.21, отличающийся тем, что вычислитель проекций имеет три N-разрядных входа, один одноразрядный вход, два N-разрядных выхода, три одноразрядных выхода и включает в себя два двухвходовых сумматора проекций и сумматор биполярных проекций, при этом N-разрядный вход первого сумматора проекций, принимающий опорную проекцию, соединен с аналогичным N-разрядным входом сумматора биполярных проекций и с соответствующим N-разрядным входом вычислителя проекций, N-разрядный вход второго сумматора проекций, принимающий проекцию, ортогональную опорной, соединен с одноименным N-разрядным входом вычислителя проекций, N-разрядный вход сумматора биполярных проекций, принимающий проекцию, диаметральную опорной, соединен с одноименным N-разрядным входом вычислителя проекций, N-разрядный выход сумматора биполярных проекций, формирующий проекцию нуля, соединен с одноименными N-разрядными входами сумматоров проекций и N-разрядным выходом уровня нуля вычислителя проекций, одноразрядные входы приема импульсов частоты выборки всех трех сумматоров объединены и соединены с одноименным входом вычислителя проекций, N-разрядный выход первого сумматора проекций соединен с N-разрядным выходом значений опорной проекций проекции без смещения, N-разрядный выход второго сумматора проекций соединен с N-разрядным выходом значений ортогональной проекций проекции без смещения, одноразрядные выходы знаков опорной и ортогональной проекций первого и второго сумматоров соединены с одноразрядными выходами вычислителя проекций опорной и ортогональной проекций соответственно.23. Вычислитель значений видеосигнала по п.21, отличающийся тем, что вычислитель квадратуры имеет два N-разрядных входа, два одноразрядных входа, два 2^*N-разрядных выхода, один N-разрядный выход состоит из умножителей прямой и ортогональной проекций, схемы сравнения, сумматора, регистра и мультиплексора, где N-разрядный вход приема опорной проекции соединен с одноименными входами приема одноименного умножителя, схемы сравнения и регистра; N-разрядный вход приема ортогональной проекции соединен с одноименными входами одноименного умножителя, схемы сравнения и регистра; одноразрядный вход приема импульсов тактовой частоты соединен с одноименными входами двух умножителей; одноразрядный вход приема импульсов частоты выборки соединен с одноименными входами двух умножителей, схемы сравнения и регистра; 2N-разрядный выход умножителя опорной проекции, транслирующий вычисленный им квадрат значения опорной проекции, соединен с одноименными входами сумматора и мультиплексора; 2N-разрядный выход умножителя ортогональной проекции, транслирующий вычисленный им квадрат значения ортогональной проекции, соединен с одноименными входами сумматора и мультиплексора; одноразрядный выход схемы сравнения, транслирующий вычисленный ею признак максимальности опорной проекции, соединен с одноименными входами приема регистра и мультиплексора; 2N-разрядный выход мультиплексора, коммутирующий квадрат значения максимальной проекции, соединен с одноименным выходом вычислителя квадратуры; 2N-разрядный выход сумматора, транслирующий вычисленную сумматором сумму квадратов значения двух взаимно ортогональных проекций, соединен с одноименным выходом вычислителя; N-разрядный выход регистра, транслирующий хранящееся в регистре значение максимальной проекции, соединен с одноименным выходом вычислителя квадратуры.24. Вычислитель значений видеосигнала по п.21, отличающийся тем, что вычислитель радикала имеет два 2^*N-разрядных, один N-разрядный, два одноразрядных входа и один N-разрядный выход, включает в себя реверсивный регистр исходного числа, вычислитель максимальной позиции, реверсивный регистр максимальной позиции, сдвиговый регистр недостающих позиций, четырехвходовой сумматор, схему сравнения, регистр суммы квадратов, регистр квадрата, формирователь импульсов фазы 0, формирователь импульсов фазы 1, сумматор выходного числа, где N-разрядный вход реверсивного регистра исходного числа поразрядно объединен с N-разрядным входом вычислителя максимальной позиции, с N-разрядным входом сумматора выходного числа и соединен с N-разрядным входом исходного числа вычислителя радикала; 2N-разрядный вход квадрата исходного числа соединен с 2N-разрядным входом регистра суммы квадратов; 2N-разрядный вход квадрата начального слагаемого соединен с 2N-разрядным входом регистра квадрата; одноразрядные входы формирователей импульсов фазы 0 и фазы 1, принимающие импульсы частоты такта, соединены с одноименным одноразрядным входом вычислителя радикала; одноразрядные входы импульсов начальной установки реверсивного регистра исходного числа, вычислителя максимальной позиции, реверсивного регистра максимальной позиции, сдвигового регистра недостающих позиций, регистра суммы квадратов, регистра квадрата, формирователя импульсов фазы 0, формирователя импульсов фазы 1, сумматора выходного числа соединены с одноименным одноразрядным входом вычислителя радикала; одноразрядный выход, передающий пачки импульсов фазы 0, сформированные формирователем импульсов фазы 0, соединен с входами сдвига влево реверсивных регистров исходного числа и максимальной позиции и входом сдвига вычислителя максимальной позиции; одноразрядный выход, передающий импульсы конца фазы 0, сформированные вычислителем максимальной позиции, соединен с входом сброса формирователя импульсов фазы 0 и входом начальной установки формирователя импульсов фазы 1; одноразрядный выход, передающий импульсы конца фазы 1, сформированные реверсивным регистром максимальной позиции, соединен с входом сброса формирователя импульсов фазы 1 и выходом "Fin" вычислителя радикала; одноразрядный выход, передающий пачки импульсов фазы 1, сформированные формирователем импульсов фазы 1, соединен с входами сдвига вправо реверсивных регистров исходного числа 1, максимальной позиции и входом сдвига сдвигового регистра недостающих позиций; 2N-разрядный выход, передающий удвоенное произведение исходного числа и приращения, формируемые реверсивным регистром исходного числа, соединен с одноименным 2N-разрядным входом четырехвходового сумматора; 2N-разрядный выход, передающий разряд квадрата приращения, вычисляемый реверсивным регистром максимальной позиции, соединен с 2N-разрядными одноименными входами сдвигового регистра недостающих позиций и четырехвходового сумматора; N-разрядный выход, передающий разряд приращения, вычисляемый реверсивным регистром максимальной позиции, соединен с N-разрядным одноименным входом сумматора выходного числа; 2N-разрядный выход, передающий сумму удвоенных произведений недостающих позиций, вычисляемую сдвиговым регистром недостающих позиций, соединен с 2N-разрядным одноименным входом четырехвходового сумматора; 2N-разрядный выход, передающий квадрат синтезируемого числа текущей итерации, вычисляемого четырехвходовым сумматором, соединен с 2N-разрядными одноименными входами схемы сравнения и регистра квадрата; 2N-разрядный выход, передающий квадрат синтезируемого числа предыдущей итерации, сохраненного регистром квадрата, соединен с 2N-разрядным одноименным входом четырехвходового сумматора; 2N-разрядный выход, передающий сумму квадратов исходных чисел, сохраненную регистром суммы квадратов, соединен с 2N-разрядным одноименным входом схемы сравнения; одноразрядный выход, передающий импульс записи, формируемый схемой сравнения при условии превышения суммы квадратов исходных чисел над квадратом синтезируемого числа текущей итерации, соединен с одноразрядными входами сдвигового регистра недостающих позиций, регистра квадрата и сумматора выходного числа; N-разрядный выход, передающий синтезируемое число предыдущей/последней итерации, сохраненное сумматором выходного числа, соединен с N-разрядным выходом вычислителя радикала.25. Вычислитель значений видеосигнала по п.21, отличающийся тем, что вычислитель знака имеет один N-разрядный, три одноразрядных входа и один N-разрядный выход, включает в себя вычислитель квадранта, регистр, сборку четырех одновибраторов, дешифратор переходов, счетчик по mod2, дешифратор знака, сумматор знака, при этом N-разрядный вход, принимающий значения без знакового сигнала, вычислителя знака соединен с N-разрядным входом сумматора знака; одноразрядные входы, принимающие знаки двух взаимно ортогональных проекций, вычислителя знака соединены с соответствующими одноразрядными входами вычислителя квадранта; одноразрядный вход, принимающий знак одной из двух взаимно ортогональных проекций, вычислителя знака соединен с одноразрядным входом знака проекции дешифратора знака; одноразрядный вход, принимающий импульсы тактовой частоты, вычислителя знака соединен с одноименным одноразрядным входом сборки четырех одновибраторов; четыре одноразрядных выхода, передающие найденное вычислителем квадранта состояние фазовых квадрантов о расположении в одном из них обрабатываемого сигнала относительно нуля фазы опорной частоты переноса, соответственно соединены с четырьмя одноразрядными входами регистра, с четырьмя соответствующими одноразрядными входами сборки четырех одновибраторов и с четырьмя одноразрядными входами дешифратора переходов; одноразрядный выход, передающий признак найденного вычислителем квадранта состояния первого фазового квадранта, соединен с входом начальной установки состояния счетчика по mоd2; одноразрядный выход, передающий формируемые сборкой четырех одновибраторов импульсы, отражающие смену приемным сигналом фазового квадранта, соединен с входом импульсов записи регистра; четыре одноразрядных выхода регистра, передающие состояния фазовых квадрантов предыдущего такта опроса, соединены с четырьмя соответствующими им одноразрядными входами дешифратора переходов; одноразрядный выход, передающий формируемые дешифратором переходов импульсы, отражающие направление движения принимаемого сигнала в фазовом пространстве опорной частоты переноса, соединен со счетным входом счетчика по mod2; одноразрядные выход состояния счетчика по mod2, формирующий интервалы времени, на которых знак проекции принимаемого сигнала постоянен, соединен с входом знака сигнала дешифратора знака; одноразрядный выход знака дешифратора знака соединен с одноразрядным входом знака сумматора знака; N-разрядный выход сумматора знака, формирующего значения реконструированного сигнала передатчика до радиочастотного переноса спектра, соединен с N-разрядным выходом вычислителя знака.26. Приемное устройство, имеющее аналоговый вход приема сигнала, многоразрядный вход приема данных предварительной установки, одноразрядный вход записи данных предварительной установки и многоразрядный выход данных и состоящее из синтезатора импульсов приемника, блока сопряжения приемника, двух блоков канала переноса, двух блоков преобразователей сигнал-число, двух фильтров значений, каждый из которых состоит из вычислителя значений ПДВП и источника значений ДВП, дискриминатора частот, трансформатора данных приемника, где вход пространственно сконфигурированного устройства блока сопряжения приемника соединен с входом приемника, аналоговый выход которого соединен с первыми аналоговыми входами двух блоков каналов переноса спектра, вторые аналоговые входы которых соединены с первым и вторым аналоговыми выходами синтезатора импульсов приемника соответственно, аналоговые выходы двух блоков каналов переноса спектра соединены с аналоговыми входами двух блоков преобразователей сигнал-число соответственно, одноразрядные входы которых соединены с выходом частоты выборок синтезатора импульсов приемника, N-разрядные выходы двух блоков преобразователей сигнал-число каналов соединены с соответствующими им N-разрядным входами двух вычислителей ВП приемника в составе вычислителя ДВП и вычислителя ПДВП, одноразрядные входы приема импульсов частоты такта и выборки фильтров значений ВП, состоящих из вычислителей значений ПДВП и источников значений ДВП, соединены с одноименными выходами синтезатора импульсов приемника, многоразрядные входы приема данных предварительной установки шага дискретизации и частоты трансляции принимаемого сигнала двух фильтров значений ВП, состоящих из вычислителей значений ПДВП и источников значений ДВП, соединены с одноименным многоразрядным входом приемника; одноразрядные входы записи приема данных предварительной установки двух фильтров значений ВП, состоящих из вычислителей значений ПДВП и источников значений ДВП, соединены с одноименным одноразрядным входом приемника; значения проекций видео/радиосигнала абонента, выделенные из проекций суперпозиции радиосигналов фильтрами значений ВП, состоящими из вычислителей значений ПДВП и источников значений ДВП, поступают на М-разрядные входы значений опорной и ортогональной проекций реконструированного сигнала абонента дискриминатора частот; одноразрядные входы приема импульсов частоты такта и выборки дискриминатора частот соединены с одноименными выходами синтезатора импульсов приемника, который формирует их из импульсов опорной частоты; два одноразрядных выхода дискриминатора частот, передающие формируемые им импульсы подстройки частоты генератора приема вверх и вниз, соединены с двумя одноименными входами синтезатора импульсов приемника; извлеченные из проекций видео/радиосигнала абонента дискриминатором значения, равные Y-разрядным числам передачи абонента, поступают на Y-разрядный вход трансформатора данных приемника; одноразрядные входы приема импульсов частоты такта и выборки трансформатора, данных приемника соединены с одноименными выходами синтезатора импульсов приемника, который формирует их из импульсов опорной частоты; форматированные трансформатором данных приемника из Y-разрядных чисел Х-разрядные данные, равные Х-разрядным данным абонента передатчика, поступают абоненту приемника.27. Дискриминатор частот, имеющий два N-разрядных, два одноразрядных входа, один многоразрядный и два одноразрядных выхода, включает в себя сумматор, делитель, два регистра, двухвходовую схему сравнения, шифратор знаков, дешифратор направления, при этом одноразрядный вход сумматора, принимающий импульсы частоты выборки, соединен с одноименным одноразрядным входом дискриминатора частот; многоразрядный выход сумматора, передающий, установленные им значения, равные числам Y, передаваемым абонентом передатчика, соединен с многоразрядным выходом дискриминатора частот; одноразрядные выходы сумматора, передающие вычисленные им состояния знаков и их инверсий прямой и ортогональной проекций суперпозиции сигналов, соединены с одноименными одноразрядными входами шифратора знаков; многоразрядные выходы сумматора, передающие вычисленные им абсолютные значения прямой и ортогональной проекций реконструированного сигнала абонента, соединены с одноименными многоразрядными входами делителя; одноразрядные входы делителя, принимающие импульсы частоты такта и выборки, соединены с одноименными одноразрядными входами дискриминатора частот; многоразрядный выход делителя, передающий вычисленное им отношение между значениями прямой и ортогональной проекций реконструированного сигнала абонента, соединен с многоразрядным входом первого из двух регистров; многоразрядный выход первого регистра, передающий задержанное на один такт частоты выборки отношение значений прямой и ортогональной проекций реконструированного сигнала, соединен с первым многоразрядным входом двухвходовой схемы сравнения и с многоразрядным входом второго регистра; многоразрядный выход второго регистра, передающий задержанное на два такта частоты выборки отношение значений прямой и ортогональной проекций реконструированного сигнала, соединен со вторым многоразрядным входом двухвходовой схемы сравнения и с многоразрядным входом второго регистра; одноразрядные входы импульсов частоты выборки двух регистров соединены с одноименным одноразрядным входом дискриминатора частот; одноразрядные выходы схемы сравнения, передающие сформированные ею три состояния знака отношения прямой и ортогональной проекций реконструированного фильтрами значений сигнала абонента, соответственно соединены с тремя одноименными входами дешифратора направления; четыре одноразрядных выхода шифратора знаков, передающие сформированные им состояния квадрантов местонахождения сигнала абонента в фазовом пространстве частоты переноса, соответственно соединены с четырьмя одноименными входами дешифратора направления; два одноразрядных выхода дешифратора направления, передающие формируемые им импульсы подстройки частоты генератора приема вверх и вниз, соединены с двумя одноименными выходами дискриминатора частот.