СПОСОБ МОДУЛЯЦИИ АМПЛИТУДЫ И ФАЗЫ РАДИОЧАСТОТНЫХ СИГНАЛОВ И УСТРОЙСТВО ЕГО РЕАЛИЗАЦИИ Российский патент 2009 года по МПК H03C5/00 

Изобретение относится к радиосвязи и может быть использовано для формирования требуемых АЧХ и ФЧХ фазоманипулированных, амплитудно-манипулированных, а также амплитудно-фазо-манипулированных сигналов в заданной полосе частот и преобразовании частоты (переноса спектра входного сигнала по оси частот).

Известен способ манипуляции (модуляции) параметров отраженного сигнала, состоящий в том, что входное сопротивление устройства манипуляции изменяют таким образом, что коэффициент отражения этого устройства изменяет фазу на π, π/2, π/4, причем для разделения входного и отраженного сигналов используют циркулятор [Радиопередающие устройства. /Под редакцией О.А.Челнокова. - М.: Радио и связь, 1982, стр.152-156]. Известно устройство реализации этого способа [там же], состоящее из циркулятора, первый вход которого подключен к источнику сигнала, третий вход подключен к нагрузке, а второй подключен к отрезку разомкнутой линии передачи длиной λ/4, в начале которой включен p-i-n диод.

Если диод закрыт, то от сечения, в котором он включен, происходит отражение, отраженная волна попадает в нагрузку с сопротивлением 50 Ом. Если диод открыт, то отражение происходит от конца линии. Фаза отраженного сигнала в одном состоянии диода отличается от фазы отраженного сигнала в другом состоянии диода на π. При необходимости изменения разности фаз длина отрезка линии передачи изменяется соответствующим образом.

Недостатком этого способа и устройства его реализации является то, что в двух состояниях диода изменяется только фаза отраженного сигнала, причем заданные значения разности фаз отраженного сигнала в двух состояниях диода обеспечивается только на одной фиксированной частоте. Другим недостатком является постоянство амплитуды отраженного сигнала в двух состояниях диода, то есть отсутствие манипуляции амплитуды, что сужает функциональные возможности. Например, это не позволяет обеспечить два канала радиосвязи на одной несущей частоте (один канал можно образовать с помощью манипуляции амплитуды, а другой с помощью манипуляции фазы) или не позволяет обеспечить кодировку передаваемой информации. Третьим недостатком следует считать большие массы и габариты, связанные с необходимостью использования отрезков линии передачи. Четвертым недостатком является то, что устройство манипуляции, состоящее из управляемой и неуправляемой частей, включается между источником сигнала и нагрузкой, которые имеют определенные значения сопротивлений. Источник сигнала имеет чисто действительное сопротивление (второй вход). Нагрузка для отраженного сигнала (третий вход) имеет также действительное сопротивление. Манипулятор подключен к разомкнутой (бесконечное сопротивление) или к замкнутой (нулевое сопротивление) линии передачи. Следующим важным недостатком является то, что данный способ и данное устройство не обеспечивают манипуляцию амплитуды и фазы проходного сигнала. Основным недостатком является отсутствие возможности усиления сигнала с заданными коэффициентами усиления в двух состояниях.

Известен способ манипуляции фазы отраженного сигнала, основанный на использовании двухимпедансных устройств СВЧ [В.Г.Соколинский, В.Г.Шейнкман. Частотные и фазовые модуляторы и манипуляторы. - М.: Радио и связь, 1983, стр.146-158]. Известно устройство реализации этого способа [там же], состоящее из определенного количества реактивных элементов типа L, С, параметры которых выбраны из условия обеспечения требуемой произвольной разности фаз коэффициента отражения.

По сравнению с предыдущим способом и устройством данный способ и устройство его реализации не требуют использования полупроводниковых диодов только в открытом и только закрытом состояниях. При любых состояниях диодов, определяемых двумя уровнями низкочастотного управляющего воздействия, при определенных значениях параметров типа L, С может быть обеспечено заданное значение разности фаз отраженного сигнала на фиксированной частоте. Если амплитуда управляющего низкочастотного сигнала между указанными двумя уровнями изменяется непрерывно, то обеспечивается модуляция.

Недостатком является то, что, как и первый способ и устройство, манипулятор может быть включен только между определенными сопротивлениями. Следующим важным недостатком является то, что данный способ и данное устройство не обеспечивают манипуляцию амплитуды и фазы и не усиливают амплитуду проходного сигнала с заданными коэффициентами усиления в двух состояниях.

Наиболее близким по технической сущности и достигаемому результату (прототипом) является способ [Головков А.А. Устройство для модуляции отраженного сигнала. Авт. св-во №1800579 от 09.10.1992 года], состоящий в том, что неуправляемую часть (согласующе-фильтрующее устройство) формируют из определенным образом соединенных между собой двухполюсников, сопротивление каждого двухполюсника выбирают из условия обеспечения одинакового заданного двухуровневого закона изменения амплитуды и фазы отраженного сигнала при изменении управляемого элемента из одного состояния в другое под действием управляющего низкочастотного напряжения или тока.

Известно устройство (прототип) реализации способа [там же], содержащее циркулятор, первое и третье плечи которого являются СВЧ входом и выходом, а во второе плечо включены реактивный четырехполюсник и полупроводниковый диод, подключенный к источнику низкочастотного управляющего воздействия, при этом четерехполюсник выполнен в виде Т-образного соединения двухполюсников со значениями реактивных сопротивлений, которые выбраны из условия обеспечения требуемых законов двухуровневого изменения амплитуды и фазы отраженного сигнала на двух заданных частотах. Также как и в предыдущем способе и устройстве реализации, возможна модуляция фазы и амплитуды, если управляющий сигнал изменяется непрерывно.

Недостатком является то, что, как и в первых двух способах и устройствах, манипулятор может быть включен только между определенными сопротивлениями. Следующим важным недостатком является то, что данный способ и данное устройство не обеспечивают манипуляцию амплитуды и фазы проходного сигнала в двух состояниях. Третьим важным недостатком является то, что значения модулей и фаз в каждом из состояний не контролируются. Известно лишь отношение модулей и разность фаз.

Техническим результатом изобретения является обеспечение манипуляции амплитуды и фазы проходного сигнала в двух состояниях управляемого элемента при контролируемых модуле и фазе коэффициента передачи в каждом из состояний, с использованием реактивных элементов в согласующих четырехполюсниках и включении манипулятора между источником сигнала и нагрузкой с комплексными сопротивлениями.

1. Указанный результат достигается тем, что в способе модуляции амплитуды и фазы радиочастотных сигналов, состоящем в том, что на вход модулятора подают радиочастотный гармонический сигнал, модулятор выполняют из реактивного четырехполюсника, двухполюсного управляемого элемента, соединенного с источником низкочастотного управляющего сигнала, четырехполюсник выполняют из числа двухполюсников, не меньшего двух, значения параметров которых выбраны из условия обеспечения требуемых амплитудно-частотных и фазочастотных характеристик в двух состояниях управляемого элемента, определяемых двумя уровнями низкочастотного управляющего сигнала, дополнительно к выходу четырехполюсника подключают нагрузку с комплексным сопротивлением для проходных модулированных радиочастотных сигналов, двухполюсный управляемый элемент включают между выходом четырехполюсника и нагрузкой в поперечную (параллельно) цепь, сопротивление источника сигнала выбирают комплексным, количество двухполюсников выбирают не меньше трех, значения параметров реактивных элементов, формирующих двухполюсники четырехполюсника, выбирают из условия обеспечения заданных значений фаз φ_1,2 коэффициентов передачи в первом и втором состояниях и заданного значения модуля m₂ коэффициента передачи во втором состоянии, а также из условия определения значения модуля m₁ коэффициента передачи в первом состоянии, при котором обеспечивается физическая реализуемость четырехполюсника, при этом указанные условия реализуются следующими математическими выражениями:

где A=G₂(E₂-E₁)+H₂(D₂-D₁); B=G₁(E₁-E₂)+H₁(D₁-D₂);

C=G₂(F₁-F₂)+H₂(E₂-E₁); D=G₁(F₂-F₁)+H₁(E₁-E₂);

x=4F₁A²+8E₁AC-4D₁C²-m² ₂K²g⁴ ₀;

y=8E₁ADm₂+8E₁Bm₂C-4G₁m₂Kg² ₀C-8D₁CDm₂+8F₁ABm₂-4H₁m₂Kg² ₀A;

z=-4G₁m² ₂Kg² ₀D+4F₁B²m² ₂-4D₁D²m² ₂-4H₁m² ₂Kg² ₀B+8E₁Bm² ₂D;

a, b, c, d - элементы классической матрицы передачи четырехполюсника; g₀, b₀ - заданные значения действительной и мнимой составляющих проводимости источника сигнала; g_н, b_н - заданные значения действительной и мнимой составляющих проводимости нагрузки; g_1,2, b_1,2 - заданные значения действительной и мнимой составляющих сопротивления двухэлектродного управляемого элемента в двух состояниях, определяемых двумя уровнями низкочастотного управляющего сигнала; х₄ - значение реактивного сопротивления четвертого двухполюсника схемы четырехполюсника, определяемое из условия обеспечения физической реализуемости сопротивлений х₁, х₂, х₃, определяемых по вышеуказанным выражениям.

2. Указанный результат достигается тем, что в устройстве модуляции амплитуды и фазы радиочастотных сигналов, состоящем из двухполюсного управляемого элемента, реактивного четырехполюсника, выполненного из числа двухполюсников, не меньшего двух, значения параметров которых выбраны из условия обеспечения требуемых амплитудно-частотных и фазочастотных характеристик в двух состояниях управляемого элемента, подключенного к источнику низкочастотного управляющего сигнала, дополнительно четырехполюсник выполнен из двухполюсников, количество которых выбрано не меньше трех, к выходу четырехполюсника подключена нагрузка с комплексным сопротивлением для проходных модулированных по амплитуде и фазе радиочастотных сигналов, управляемый элемент включен между выходом реактивного четырехполюсника и нагрузкой в поперечную цепь, четырехполюсник выполнен из четырех двухполюсников в виде перекрытого Т-образного звена с реактивными сопротивлениями х₁, х₂, х₃, х₄, при этом значения сопротивлений двухполюсников, формирующих четырехполюсник, выбраны из условий обеспечения требуемых значений фазы (φ₁, φ₂) коэффициентов передачи в двух состояниях, определяемых двумя крайними значениями низкочастотного управляющего сигнала, заданного значения модуля m₂ коэффициента передачи во втором состоянии и из условия определения значения модуля m₁ коэффициента передачи, при котором достигается физическая реализуемость четырехполюсника, при этом сопротивления двухполюсников и перечисленные условия в математической форме определяются следующим образом:

где

где A=G₂(E₂-E₁)+H₂(D₂-D₁); B=G₁(E₁-E₂)+H₁(D₁-D₂);

C=G₂(F₁-F₂)+H₂(E₂-E₁); D=G₁(F₂-F₁)+H₁(E₁-E₂);

x=4F₁A²+8E₁AC-4D₁C²-m² ₂K²g⁴ ₀;

y=8E₁ADm₂+8E₁Bm₂C-4G₁m₂Kg² ₀C-8D₁CDm₂+8F₁ABm₂-4H₁m₂Kg² ₀A;

z=-4G₁m² ₂Kg² ₀D+4F₁B²m² ₂-4D₁D²m² ₂-4H₁m² ₂Kg² ₀B+8E₁Bm² ₂D;

а, b, с, d - элементы классической матрицы передачи четырехполюсника; g₀, b₀ - заданные значения действительной и мнимой составляющих проводимости источника сигнала; g_н, b_н - заданные значения действительной и мнимой составляющих проводимости нагрузки; g_1,2, b_1,2 - заданные значения действительной и мнимой составляющих сопротивления двухэлектродного управляемого элемента в двух состояниях, определяемых двумя уровнями низкочастотного управляющего сигнала; х₄ - значение реактивного сопротивления четвертого двухполюсника схемы четырехполюсника, определяемое из условия обеспечения физической реализуемости сопротивлений х₁, х₂, х₃, определяемых по вышеуказанным выражениям.

На фиг.1 показана схема устройства модуляции амплитуды и фазы радиочастотных сигналов (прототип).

На фиг.2 показана структурная схема предлагаемого устройства по п.2.

На фиг.3 приведена схема четырехполюсника по п.3, входящая в предлагаемое устройство.

Устройство-прототип содержит циркулятор 1 с входным 2, нагрузочным 3 и выходным 4 плечами, три двухполюсника с реактивными сопротивлениями х₁ - 5, x₂ - 6, x₃ - 7, соединенных между собой по Т-схеме, а также полупроводниковый диод 8, подключенный параллельно к источнику сигнала модуляции 9. Двухполюсник 7 подключен к диоду 8, двухполюсник 5 - к нагрузочному плечу 3 циркулятора 1.

Принцип действия устройства манипуляции параметров сигнала (прототип) состоит в следующем.

Высокочастотный сигнал от источника (на фиг.1 не показан) через входное плечо 2 циркулятора 1 поступает в нагрузочное плечо 3. В результате взаимодействия пришедшего сигнала с реактивными элементами и диодом и благодаря специальному выбору значений реактивных элементов двухполюсников значения фаз и амплитуд отраженных сигналов на двух частотах оказывается такими, что в результате их интерференции на выходное плечо 4 циркулятора 1 поступают сигналы, амплитуда и фаза которых в одном состоянии диода 8, определяемом одним крайним значением сигнала модуляции источника 9, отличаются от амплитуды и фазы этих сигналов в другом состоянии диода 8 на заданные величины на соответствующих двух частотах. Максимальная девиация фазы может составлять 360°, минимальная - ноль, максимальное отношение амплитуд равно ∞. Отношения модулей и разности фаз коэффициента отражения реализуются на обеих частотах одинаковыми. Абсолютные значения модулей и фаз коэффициента отражения и коэффициента передачи неизвестны (не контролируются).

Высокочастотная часть структурной схемы обобщенного предлагаемого устройства по п.2 (фиг.2) состоит из каскадно-соединенных источника сигнала с сопротивлением Z₀=r₀+jx₀ 10, двухполюсного управляемого элемента 8 с сопротивлениями Z_1,2=r_1,2+jx_1,2 (проводимостями у_1,2=g_1,2+jb_1,2) в двух состояниях, определяемых на заданной высокой частоте двумя уровнями низкочастотного управляющего воздействия, реактивного четырехполюсника 11 и нагрузки 12 с сопротивлением Z_н=r_н+jx_н.

Предлагаемое устройство модуляции параметров радиочастотных сигнала по п.2 (фиг.2) содержит источник радиочастотных сигналов 10, управляемый двухполюсный элемент 8, подключенный к источнику низкочастотного управляющего сигнала (сигнала модуляции) 9, а также реактивный четырехполюсник 11, выполненный (фиг.3) в виде перекрытой Т-образной схемы из четырех двухполюсников с сопротивлениями

х₁(5), х₂(6), х₃(7), х₄(13).

Управляемый элемент 8 включен параллельно между источником сигнала 10 и двухполюсником 5, т.е. входом реактивного четырехполюсника 11. Средняя точка двухполюсников 7, 13 подключена к нагрузке 12.

Это устройство функционирует следующим образом. Благодаря специальному выбору количества реактивных элементов двухполюсников 5, 6, 7, 13 (фиг.3) схемы их соединений и значений их параметров при переключении управляющего (модулирующего) сигнала на управляемом двухполюсном элементе из одного уровня на другой будут реализованы заданные значения модулей и фаз коэффициентов передачи в этих двух состояниях. Модули входного сигнала и коэффициента передачи перемножаются, а их фазы складываются. Следовательно, выходной сигнал будет изменяться по закону изменения коэффициента передачи.

При непрерывном изменении амплитуды управляющего сигнала будет реализована модуляция проходного сигнала по амплитуде и фазе. Сопротивления х₁,х₂,х₃ определяются аналитически по найденным математическим выражениям однозначно. При этом значения этих сопротивлений функциональным образом зависят от произвольно выбираемого значения сопротивления х₄ или выбираемого исходя из каких-либо других физических соображений. В предлагаемом изобретении значение сопротивления х₄ выбирается из условий обеспечения физически реализуемых значений х₁, х₂, х₃, поскольку всегда желательно получить оптимальное расчетное значение сопротивления, которое бы реализовывалось значением индуктивности или емкости, близким к номинальному, выпускаемому промышленностью.

Значения сопротивлений х₁, х₂, х₃ двухполюсников 5, 6, 7, кроме того, зависят от оптимальных значений элементов матрицы передачи четырехполюсника и заданных комплексных сопротивлений (проводимостей) источника сигнала и нагрузки.

Докажем возможность реализации указанных свойств. Пусть на фиксированной частоте известны сопротивления источника сигнала Z₀=r₀+jx₀, нагрузки Z_н=r_н+jx_н и управляемого элемента Z_1,2=r_1,2+jx_1,2 (y_1,2=g_1,2+jb_1,2) в двух состояниях, определяемых уровнями управляющего воздействия.

Требуется определить минимальное количество элементов и значения параметров схемы СФУ (реактивного четырехполюсника РЧ), при которых в заданных состояниях управляемого элемента обеспечивались бы заданные значения модулей

m_1,2 и фаз φ_1,2 коэффициента передачи:

Глубина амплитудной модуляции М и девиация фазы Δφ амплитудно-фазомодулированного сигнала определяются известными выражениями: При М=0 имеем чисто фазовую модуляцию, а при Δφ=0 - амплитудную.

Таким образом, с учетом условия взаимности (x₁₂=-х₂₁) СФУ может характеризоваться матрицей сопротивления

и соответствующей классической матрицей передачи:

где |х|=-х₁₁х₂₂-х₂₁ ² - определитель матрицы (2).

Управляемый элемент в первом и втором состояниях характеризуется следующей матрицей передачи:

Умножим матрицы (3) и (4). С учетом Z₀, Z_н найдем нормированную матрицу передачи всего устройства:

Следовательно [Фельдштейн А.Л., Явич Л.Р. Синтез четырехполюсников и восьмиполюсников на СВЧ. М.: Связь, 1971, с.39], выражение для коэффициента передачи будут иметь вид:

Поскольку управляемый нелинейный элемент включен параллельно, то целесообразнее перейти к формулам и выражениям в терминах проводимостей нелинейного элемента, источника сигнала, нагрузки и элементов матрицы проводимости четырехполюсников. В этом случае получаются более простые формулы и выражения. Тогда получим выражения для коэффициентов передачи:

где у₀=g₀+jb₀; у_н=g_н+jb_н - проводимости источника сигнала и нагрузки; b₁₁, b₂₁, b₂₂ - элементы матрицы проводимостей четырехполюсника:

Подкоренное выражение в (7) можно представить в виде комплексного числа а₁+jb₁, где

x=g_og_н-b_ob_н; y=g_ob_н+b_og_н.

После денормировки коэффициента передачи (6) путем умножения на последнее выражение изменяется а=g_н; b=b_н.

Денормированный коэффициент передачи связан с физически реализуемой передаточной функцией следующим образом:

Для получения взаимосвязей, оптимальных по критерию обеспечения заданных значений модулей и фаз коэффициента передачи модулятора в двух состояниях управляемого элемента, подставим (7) в (1) и после разделения действительной и мнимой частей между собой получим систему двух уравнений:

где A=b₀(g_н+g_1,2)+g₀(b_н+b_1,2); B=-g₀(g_н+g_1,2)+b₀(b_н+b_1,2);

Решение системы (9) имеет вид двух взаимосвязей между элементами матрицы сопротивлений СФУ:

где

Взаимосвязи (10), записанные для двух состояний, должны быть попарно равны, поскольку характеризуют один и тот же четырехполюсник. Полученные из этих равенств уравнения совместно не решаются. Поэтому необходимо перейти от взаимосвязей между элементами матрицы сопротивлений к взаимосвязям между элементами классической матрицы передачи:

а, b, с, d - элементы классической матрицы передачи.

Взаимосвязи между элементами классической матрицы передачи, оптимальные по критерию обеспечения заданных значений модулей и фаз коэффициентов передачи в двух состояниях, имеют вид:

где A=G₂(E₁-E₂)+H₂(D₁-D₂); B=G₁(E₂-E₁)+H₁(D₂-D₁);

C=G₂(F₁-F₂)+H₂(E₂-E₁); D=G₁(F₂-F₁)+H₁(E₁-E₂);

Таким образом, все четыре коэффициента α, β, γ, а оказываются строго заданными. Однако эти коэффициенты связаны между собой известным условием взаимности четырехполюсника [Фельдштейн А.Л., Явич Л.Р. Синтез четырехполюсников и восьмиполюсников на СВЧ. М.: Связь, 1971, с.14], которое в наших обозначениях имеет следующую форму:

Условие (13) накладывает ограничение на одну из величин, входящих в эти коэффициенты. В данном случае в качестве такой величины удобно выбрать значение модуля коэффициента передачи модулятора в одном из состояний, например:

где

x=4F₁A²+8E₁AC-4D₁C²-m² ₂K²g⁴ ₀;

y=8E₁ADm₂+8E₁Bm₂C-4G₁m₂Kg² ₀C-8D₁CDm₂+8F₁ABm₂-4H₁m₂Kg² ₀A;

z=-4G₁m² ₂Kg² ₀D+4F₁B²m² ₂-4D₁D²m² ₂+4H₁m² ₂Kg² ₀B-8E₁Bm² ₂D.

Выражение (14) обеспечивает условие (13). Поэтому для определения оптимальных значений сопротивлений двухполюсников, формирующих четырехполюсник, достаточно использовать любые три соотношения из четырех (12).

В данной работе используются коэффициенты α, β, γ. Это означает, что количество неуправляемых элементов в четырехполюснике должно быть не менее трех. Значения параметров этих элементов, оптимальных по критерию обеспечения требуемых значений m₂, φ_1,2, должны удовлетворять системе трех уравнений, формируемых на основе (12). Для этого необходимо взять пробную схему четырехполюсника, найти матрицу передачи этой схемы и представить ее в следующем виде:

Найденные таким образом элементы α, β, γ, выраженные через параметры схемы, нужно подставить в (12) и решить сформированную систему трех уравнений относительно выбранных трех параметров (например, сопротивлений двухполюсников). Значения остальных параметров могут быть выбраны произвольно или исходя из каких-либо других физических соображений. Эти параметры могут также относиться к управляемой части, то есть участвовать в формировании Z₁, Z₂ или у₁, у₂ (входить в коэффициенты D, Е, F, G, H). Выражение (14) определяет значение модуля коэффициента передачи в первом состоянии управляемого элемента. Остальные величины m₂, φ₁, φ₂ задаются исходя из требуемых значений глубины амплитудной модуляции и девиации фазы.

В соответствии с этим алгоритмом были определены математические выражения для отыскания оптимальных значений сопротивлений двухполюсников типовой схемы четырехполюсника в виде перекрытого Т-образного звена.

Сопротивления двухполюсников схемы, изображенной на фиг.3, определяются с помощью следующих выражений:

где

x₄ - значение сопротивления четвертого двухполюсника, выбираемое исходя из условия получения значений x₁, x₂, x₃, которые реализуются номиналами индуктивностей и емкостей, выпускаемыми промышленностью.

После определения значений сопротивлений конкретная схема четырехполюсника формируется следующим образом. Если х_n>0 (n=1,2,3 - номер двухполюсника), то это индуктивность где f - заданная частота. Если х<0, то это емкость Подкоренное выражение в (16) в силу условия (13) всегда положительно.

Предлагаемые технические решения являются новыми, поскольку из общедоступных сведений неизвестно устройство одновременной модуляции амплитуды и фазы, обеспечивающее заданные модули и фазы коэффициентов передачи в двух состояниях двухполюсного управляемого элемента, состоящее из управляемого двухполюсного элемента, включенного в поперечную цепь (параллельно) между выходом реактивного четырехполюсника и нагрузкой, причем четырехполюсник выполнен в виде перекрытого Т-образного звена из четырех реактивных двухполюсников. Параметры двухполюсников определены по соответствующим математическим выражениям. При этом значение модуля коэффициента передачи в одном из состояний выбрано оптимальным по критерию обеспечения физической реализуемости. В обоих состояниях управляемого элемента значения модулей и фаз коэффициентов передачи контролируются.

Предлагаемые технические решения имеют изобретательский уровень, поскольку из опубликованных научных данных и известных технических решений явным образом не следует, что заявленная последовательность операций (выполнение четырехполюсника реактивным в виде указанным выше способом соединенных между собой четырех двухполюсников, выбор значений их параметров из условия обеспечения заданных значений модулей и фаз коэффициентов передачи в двух состояниях на заданной частоте при изменении состояния управляемого двухполюсного элемента, включенного между выходом реактивного четырехполюсника и нагрузкой в поперечную цепь) обеспечивает одновременно манипуляцию амплитуды и фазы проходного сигнала с требуемыми их значениями в двух состояниях и физическую реализуемость.

Предлагаемые технические решения практически применимы, так как для их реализации могут быть использованы серийно выпускаемые промышленностью полупроводниковые диоды, индуктивности и емкости, сформированные в заявленную схему реактивного четырехполюсника. Значения параметров индуктивностей и емкостей, а также значение модуля коэффициента передачи в одном состоянии однозначно могут быть определены с помощью математических выражений, приведенных в формуле изобретения.

Технико-экономическая эффективность предложенного устройства заключается в одновременном обеспечении заданных значений модулей и фаз коэффициентов передачи в двух состояниях управляемого элемента, а также манипуляции (модуляции) амплитуды и фазы сигнала по заданному закону с заданной глубиной амплитудной модуляции и девиацией фазы.

Изобретение относится к радиосвязи и может быть использовано для формирования требуемых временных форм фазоманипулированных, амплитудно-манипулированных, а также амплитудно-фазоманипулированных сигналов. Достигаемый технический результат - обеспечение манипуляции амплитуды и фазы проходного сигнала в двух состояниях управляемого элемента при контролируемых модуле и фазе коэффициента передачи в каждом из состояний. Способ модуляции амплитуды и фазы радиочастотных сигналов состоит в том, что на вход модулятора подают радиочастотный гармонический сигнал, модулятор выполняют из реактивного четырехполюсника, двухполюсного управляемого элемента, соединенного с источником низкочастотного управляющего сигнала, при этом к выходу четырехполюсника подключают нагрузку с комплексным сопротивлением для проходных модулированных радиочастотных сигналов, двухполюсный управляемый элемент включают между выходом четырехполюсника и нагрузкой в поперечную цепь, сопротивление источника сигнала выбирают комплексным, количество двухполюсников выбирают не меньше трех, значения параметров реактивных элементов, формирующих двухполюсники четырехполюсника, выбирают из условия обеспечения заданных значений фаз φ_1,2 коэффициентов передачи в первом и втором состояниях управляемого элемента и заданного значения модуля m₂ коэффициента передачи во втором состоянии, а также из условия определения значения модуля m₁ коэффициента передачи в первом состоянии управляемого элемента, при котором обеспечивается физическая реализуемость четырехполюсника, при этом указанные условия реализуются заданными математическими выражениями. Устройство модуляции амплитуды и фазы радиочастотных сигналов содержит двухполюсный управляемый элемент, реактивный четырехполюсник, который выполнен из четырех двухполюсников, источник низкочастотного управляющего сигнала, нагрузку с комплексным сопротивлением для проходных модулированных по амплитуде и фазе радиочастотных сигналов, при этом управляемый элемент включен между выходом реактивного четырехполюсника и нагрузкой в поперечную цепь. 2 н.п. ф-лы, 3 ил.

1. Способ модуляции амплитуды и фазы радиочастотных сигналов, состоящий в том, что на вход модулятора подают радиочастотный гармонический сигнал, модулятор выполняют из реактивного четырехполюсника, двухполюсного управляемого элемента, соединенного с источником низкочастотного управляющего сигнала, четырехполюсник выполняют из числа двухполюсников, не меньшего двух, значения параметров которых выбраны из условия обеспечения требуемых амплитудно-частотных и фазочастотных характеристик в двух состояниях управляемого элемента, определяемых двумя уровнями низкочастотного управляющего сигнала, отличающийся тем, что к выходу четырехполюсника подключают нагрузку с комплексным сопротивлением для проходных модулированных радиочастотных сигналов, двухполюсный управляемый элемент включают между выходом четырехполюсника и нагрузкой в поперечную цепь, сопротивление источника сигнала выбирают комплексным, количество двухполюсников выбирают не меньше трех, значения параметров реактивных элементов, формирующих двухполюсники четырехполюсника, выбирают из условия обеспечения заданных значений фаз φ_1,2 коэффициентов передачи в первом и втором состояниях и заданного значения модуля m₂ коэффициента передачи во втором состоянии, а также из условия определения значения модуля m₁ коэффициента передачи в первом состоянии, при котором обеспечивается физическая реализуемость четырехполюсника, при этом указанные условия реализуются следующими математическими выражениями:


где A=G₂(E₂-E₁)+H₂(D₂-D₁); B=G₁(E₁-E₂)+H₁(D₁-D₂);
C=G₂(F₁-F₂)+H₂(E₂-E₁); D=G₁(F₂-F₁)+H₁(E₁-E₂);


x=4F₁A²+8E₁AC-4D₁C²-m² ₂K²g⁴ ₀;
y=8E₁ADm₂+8E₁Bm₂C-4G₁m₂Kg² ₀C-8D₁CDm₂+8F₁ABm₂-4H₁m₂Kg² ₀A;
z=-4G₁m² ₂Kg² ₀D+4F₁B²m² ₂-4D₁D²m² ₂-4H₁m² ₂Kg² ₀B+8E₁Bm² ₂D;


a, b, c, d - элементы классической матрицы передачи четырехполюсника; g₀, b₀ - заданные значения действительной и мнимой составляющих проводимости источника сигнала; g_н, b_н - заданные значения действительной и мнимой составляющих проводимости нагрузки; g_1,2, b_1,2 - заданные значения действительной и мнимой составляющих сопротивления двухэлектродного управляемого элемента в двух состояниях, определяемых двумя уровнями низкочастотного управляющего сигнала; х₄ - значение реактивного сопротивления четвертого двухполюсника схемы четырехполюсника, определяемое из условия обеспечения физической реализуемости сопротивлений х₁, х₂, х₃, определяемых по вышеуказанным выражениям.

2. Устройство модуляции амплитуды и фазы радиочастотных сигналов, состоящее из двухполюсного управляемого элемента, реактивного четырехполюсника, выполненного из числа двухполюсников, не меньшего двух, значения параметров которых выбраны из условия обеспечения требуемых амплитудно-частотных и фазочастотных характеристик в двух состояниях управляемого элемента, подключенного к источнику низкочастотного управляющего сигнала, отличающееся тем, что четырехполюсник выполнен из двухполюсников, количество которых выбрано не меньше трех, к выходу четырехполюсника подключена нагрузка с комплексным сопротивлением для проходных модулированных по амплитуде и фазе радиочастотных сигналов, управляемый элемент включен между выходом реактивного четырехполюсника и нагрузкой в поперечную цепь, четырехполюсник выполнен из четырех двухполюсников в виде перекрытого Т-образного звена с реактивными сопротивлениями х₁, х₂, х₃, х₄, при этом значения сопротивлений двухполюсников, формирующих четырехполюсник, выбраны из условий обеспечения требуемых значений фазы (φ₁, φ₂) коэффициентов передачи в двух состояниях, определяемых двумя крайними значениями низкочастотного управляющего сигнала, заданного значения модуля m₂ коэффициента передачи во втором состоянии и из условия определения значения модуля m₁ коэффициента передачи, при котором достигается физическая реализуемость четырехполюсника, при этом сопротивления двухполюсников и перечисленные условия в математической форме определяются следующим образом:




где





где A=G₂(E₂-E₁)+H₂(D₂-D₁); B=G₁(E₁-E₂)+H₁(D₁-D₂);
C=G₂(F₁-F₂)+H₂(E₂-E₁); D=G₁(F₂-F₁)+H₁(E₁-E₂);


x=4F₁A²+8E₁AC-4D₁C²-m² ₂K²g⁴ ₀;
y=8E₁ADm₂+8E₁Bm₂C-4G₁m₂Kg² ₀C-8D₁CDm₂+8F₁ABm₂-4H₁m₂Kg² ₀A;
z=-4G₁m² ₂Kg² ₀D+4F₁B²m² ₂-4D₁D²m² ₂-4H₁m² ₂Kg² ₀B+8E₁Bm² ₂D;


a, b, с, d - элементы классической матрицы передачи четырехполюсника; g₀, b₀ - заданные значения действительной и мнимой составляющих проводимости источника сигнала; g_н, b_н - заданные значения действительной и мнимой составляющих проводимости нагрузки; g_1,2, b_1,2 - заданные значения действительной и мнимой составляющих сопротивления двухэлектродного управляемого элемента в двух состояниях, определяемых двумя уровнями низкочастотного управляющего сигнала; х₄ - значение реактивного сопротивления четвертого двухполюсника схемы четырехполюсника, определяемое из условия обеспечения физической реализуемости сопротивлений x₁,х₂, х₃, определяемых по вышеуказанным выражениям.