Область техники, к которой относится изобретение
Настоящее изобретение относится к устройству модуляции, системе мобильной связи, способу модуляции и способу связи и более конкретно к устройству модуляции, системе мобильной связи, способу модуляции и способу связи, которые могут соответствовать закону FCC (Федеральная комиссия по связи), вводимому в действие в 2005 г., без использования линейного усилителя мощности.
Уровень техники
Традиционно система наземной мобильной радиосвязи (LMR, НМРС) в Соединенных Штатах имеет очень низкую спектральную эффективность, так как частоты распределены в соответственные каналы с очень большим промежутком между каналами, таким как 25 кГц или 30 кГц. Чтобы улучшить эту спектральную эффективность, Федеральная комиссия по связи (FCC) Соединенных Штатов предусмотрела в законе FCC, что с 1997 г. промежуток между каналами будет изменен до 12,5 кГц, который был равен половине традиционной спектральной эффективности. В результате системой НМРС управляли при промежутке между каналами 25 кГц или 12,5 кГц. Это изменение промежутка между каналами объяснено в Законе FCC (часть 90 Свода законов федеральных правил, книга 47: частные наземные мобильные радиослужбы).
Для того чтобы дополнительно улучшить спектральную эффективность, в 2005 г. будет введен в действие закон FCC для изменения промежутка между каналами до 6,25 кГц, который равен половине современной спектральной эффективности. Следовательно, в соответствии с введением закона FCC в 2005 г., необходимо разработать систему НМРС, которой можно управлять даже при промежутке между каналами 6,25 кГц.
Закон FCC, вводимый в действие в 2005 г., предусматривает в качестве условий для системы НМРС, что система НМРС имеет спектральную эффективность, позволяющую управлять одним звуковым каналом в диапазоне 6,25 кГц, и имеет скорость передачи, равную или большую 4800 бит/с в диапазоне 6,25 кГц. Можно позволить, чтобы система управляла одним звуковым каналом в диапазоне 6,25 кГц с помощью выбора системы FDMA, МДЧР (множественный доступ с частотным разделением) в диапазоне 6,25 кГц или системы TDMA, МДВР (множественный доступ с временным разделением) 4-х интервалов времени в диапазоне 25 кГц. В последние годы, поскольку обычной практикой является передавать символьные данные и тому подобные дополнительно к звуковым данным, желательно, чтобы система НМРС, разрабатываемая для введения в действие закона FCC в 2005 г., могла передавать не только звуковые данные, но также символьные данные и тому подобные.
Во-первых, будет объяснен закон FCC, который устанавливает стандарт настоящей системы НМРС, применимой к промежутку между каналами 12,5 кГц. Закон FCC (часть 90.210, книга 47: маски излучения) предписывает маски излучения, соответствующие соответственным диапазонам. Маска D, имеющая характеристики, изображенные в таблице 1 ниже и на фиг.1, оговорена для диапазона 12,5 кГц.
Частота
В таблице fd -диапазон частот смещения от центральной частоты и представлен единицей кГц. Р - мощность передачи и представлена единицей W.
Большинство настоящих систем НМРС, применимых к промежутку между каналами 12,5 кГц, передают колебательные звуковые сигналы после осуществления частотной модуляции (модуляции FM, ЧМ) (модуляции колебательной ЧМ) колебательного звукового сигнала. Звуковой диапазон и максимальный сдвиг частоты систем НМРС являются такими, как изображено в таблице 2 ниже.
Система модуляции (система модуляции АРСО Р25 Phase 1, далее упоминаемая “система модуляции Р25-Р1”), которая была рассмотрена в качестве проекта 25 в АРСО (Ассоциация служащих связи государственной безопасности), а затем предписанная в качестве стандарта (TIA102) TIA (Ассоциация телекоммуникационной промышленности), также используется в качестве системы модуляции системы НМРС, применимой к промежутку между каналами 12,5 кГц. Эта система модуляции является системой, предназначенной для передачи цифрового сигнала основной полосы частот в соответствии с модуляцией четвертичной FSK, ЧМанип (частотная манипуляция). Скорость передачи, скорость символов, фильтр основной полосы частот и номинальный сдвиг частоты системы модуляции изображены в таблице 3 ниже.
Прием: фильтр интегрирования и разгрузки
При измерении спектра излучения в момент времени, когда используется система модуляции колебательной ЧМ, закон FCC предусматривает в качестве условия измерения, что частота модуляции должна быть установлена в 2,5 кГц и что спектр излучения должен быть измерен как модулированный на уровне, увеличенном на 16 децибел от уровня сигнала модуляции, на котором получено 50% максимального сдвига частоты. Форма сигнала спектра излучения, установленного, чтобы удовлетворять этому условию, и маска излучения (маска D) изображены на фиг.2. Как изображено на фиг.2, предусмотрено, чтобы маска излучения была, по существу, на том же самом уровне, что и линия составляющей высокого порядка 2,5 кГц.
Форма сигнала спектра излучения, измеренного с использованием псевдослучайных данных в качестве сигнала модуляции в системе модуляции Р25-Р1, и маска модуляции (маска D) изображены на фиг.3. Так как псевдослучайные данные использованы в качестве сигнала модуляции, как изображено на фиг.3, измеренный спектр излучения имеет форму равномерно распределенного спектра и соответствует маске D.
Форма сигнала спектра излучения, измеренного с использованием данных с символами +3 и -3, то есть данных со сдвигами +1,8 кГц и -1,8 кГц, а не псевдослучайных данных, и маска излучения (маска D) изображены на фиг.4. Так как скорость символов равна 4800 символов/с и прямоугольный сигнал преобразован по форме в синусоидальный сигнал с помощью фильтра основной полосы частот, измеренный спектр излучения эквивалентен спектру, подвергнутому модуляции ЧМ со сдвигом частоты от центрального значения на синусоидальный сигнал 2,4 кГц. Как изображено на фиг.4, измеренный спектр излучения имеет максимум на частоте в целое число раз большей 2,4 кГц, и составляющие третьего и четвертого порядка спектра излучения немного отклоняются от маски D.
Закон FCC предусматривает маску Е, имеющую характеристику, изображенную в таблице 4 ниже и на фиг.5, для диапазона 6,25 кГц.
Частота
Для того чтобы адаптировать спектр излучения к маске Е, система модуляции колебательной модуляции ЧМ применена в качестве системы модуляции в одном случае, а система модуляции Р25-Р1 применена в качестве системы модуляции в другом случае. Эти случаи будут рассмотрены.
В прошлом, когда промежуток между каналами был изменен с 25 кГц в 12,5 кГц, спектр излучения мог бы быть адаптирован к маске излучения (маска D), предусмотренной законом FCC, с помощью изменения сдвига частоты в системе модуляции колебательной ЧМ из сдвига 5 кГц в сдвиг 2,5 кГц. Форма сигнала измеренного спектра излучения при изменении сдвига частоты из сдвига 2,5 кГц в сдвиг 1,25 кГц в соответствии с этим примером (при частоте модуляции 2,5 кГц) и маска излучения (маска Е) изображены на фиг.6. Как изображено на фиг.6, очевидно, что измеренный спектр излучения не соответствует маске излучения.
Форма сигнала в случае, в котором скорость передачи и сдвиг частоты были установлены в два раза меньше, чем скорость передачи и сдвиг частоты при промежутке между каналами 12,5 кГц, и псевдослучайные данные были использованы в качестве сигнала модуляции в системе модуляции Р25-Р1, и маска излучения (маска Е сдвига 5 кГц в сдвиг 2,5 кГц) изображены на фиг.7. Форма сигнала спектра излучения в случае, в котором данные с символом, попеременно принимающим +3, были использованы в качестве сигнала модуляции в системе модуляции Р25-Р1, и маска излучения (маска Е) изображены на фиг.8.
Так как спектр излучения, изображенный на фиг.7, является равномерно распределенным, спектр излучения, по-видимому, соответствует маске излучения. Однако фактически, как изображено на фиг.8, спектр излучения не соответствует маске излучения.
Просто с помощью уменьшения в два раза параметров, таких как скорость передачи и сдвиг частоты системы модуляции, примененной в настоящее время в системе НМРС, применимой к промежутку между каналами 12,5 кГц таким образом, можно адаптировать спектр излучения к маске излучения (маска Е).
Будет объяснен случай, в котором другая система модуляции использована для системы НМРС, чтобы адаптировать спектр излучения к маске излучения (маска Е). Например, будет рассмотрен случай, в котором система модуляции стандарта этапа 2 Р25 АРСО (далее “система модуляции Р25-Р2”) применена к системе НМРС. Эта система модуляции Р25-Р2 является системой, в которой система модуляции на стороне передачи изменена на систему модуляции π/4QPSK, π/4КФМ (квадратурная фазовая манипуляция со сдвигом на π/4), при этом одновременно сохраняют формат данных системы модуляции Р25-Р2 таким, как он есть. Скорость передачи, скорость символов, фильтр основной полосы частот и сдвиг фазы этой системы модуляции изображены в таблице 5 ниже.
Прием: фильтр интегрирования и разгрузки
Форма сигнала измеренного спектра излучения, когда псевдослучайные данные были модулированы с помощью системы модуляции Р25-Р2, и маска излучения (маска Е) изображены на фиг.9. Так как система модуляции Р25-Р2 основана на системе модуляции π/4КФМ, как изображено на фиг.9, измеренный спектр излучения имеет характеристику, круто затухающую вне диапазона, и соответствует маске излучения (маска Е), несмотря на тот факт, что скорость передачи равна 9600 бит/с.
Однако так как система модуляции π/4КФМ является линейной системой модуляции, возникают проблемы, описанные ниже.
Можно использовать нелинейный усилитель мощности, использованный в настоящей системе НМРС. Для того чтобы использовать линейный усилитель мощности в системе НМРС, так как требуется дополнительная схема, такая как схема линеаризации, увеличивается пространство и стоимость для системы НМРС. Так как линейный усилитель мощности имеет низкую эффективность и больший потребляемый ток по сравнению с нелинейным усилителем мощности, генерация тепла в радиоустройстве, составляющем систему НМРС, вызывает проблему. Кроме того, в портативной системе НМРС, так как портативная система приводится в действие с помощью батареи, время работы уменьшается.
В настоящий момент не разработан линейный усилитель мощности, имеющий выходную мощность, которая является такой же, что и выходная мощность традиционного нелинейного усилителя мощности, и имеющий эффективность, эквивалентную эффективности традиционного нелинейного усилителя мощности. Кроме того, очень трудно сделать пространство установки и стоимость нелинейного усилителя мощности эквивалентными пространству установки и стоимости линейного усилителя мощности. Следовательно, не реалистично применить линейную систему модуляции, представленную с помощью системы модуляции Р25-Р2, в системе НМРС, применимой к промежутку между каналами 6,25 кГц.
Изобретение предназначено, чтобы решить эти проблемы, и задачей изобретения является предоставить устройство модуляции, систему мобильной связи, способ модуляции и способ связи, которые могут соответствовать закону FCC, вводимому в действие в 2005 г., без использования линейного усилителя мощности.
Сущность изобретения
Для того чтобы решить задачу изобретения, изобретение предоставляет устройство модуляции в системе мобильной связи, которая выполняет передачу данных со скоростью для передачи 2400 многозначных символов в секунду. Это устройство модуляции включает в себя фильтр основной полосы частот, который блокирует ненужную частотную составляющую введенного многозначного символа и выводит колебательный сигнал; и средство сдвига и модуляции частоты, предназначенное для сдвига, чтобы модулировать частоту выходного сигнала в соответствии с величиной амплитуды колебательного сигнала, введенного из фильтра основной полосы частот. Средство сдвига и модуляции частоты настроено таким образом, что, когда вводят символ, имеющий максимальную абсолютную величину, выходной сигнал имеет абсолютную величину сдвига частоты в диапазоне от 0,822 до 0,952 кГц.
Для того чтобы решить задачу, устройство модуляции в соответствии с первым аспектом изобретения является устройством модуляции в системе мобильной связи, которая выполняет передачу данных со скоростью передачи 2400х(n+1) (n - натуральное число) бит/с. Устройство модуляции включает в себя средство преобразования символов, предназначенное для последовательного преобразования двоичного сигнала, сгенерированного с помощью кодирования предварительно определенных данных, в 2(n+1)-ичный символ, который включает в себя (2(n+1)+1-2k) (1≤k≤2(n+1)) значений, (n+1) бит за один раз, и вывода символа; фильтр основной полосы частот, который блокирует ненужную частотную составляющую символа, введенного из средства преобразования символов, и выводит колебательный сигнал; и средство сдвига и модуляции (ЧМ) частоты, предназначенное для сдвига, чтобы модулировать частоту выходного сигнала в соответствии с величиной амплитуды колебательного сигнала, введенного из фильтра основной полосы частот. Когда выводят символ +(2(n+1)-1) из средства преобразования символов, сдвиг частоты выходного сигнала из средства сдвига и модуляции частоты устанавливают таким образом, чтобы он принимал значение в диапазоне от +0,822 до ±0,952 кГц.
В устройстве модуляции фильтр основной полосы частот может быть фильтром Найквиста.
Для того чтобы решить задачу, система мобильной связи в соответствии со вторым аспектом изобретения является системой мобильной связи, включающей в себя передатчик, который выполняет передачу данных со скоростью передачи 2400х(n+1) (n - натуральное число) бит/с; и приемник, который принимает данные, переданные из передатчика. Передатчик включает в себя средство кодирования, предназначенное для кодирования предварительно определенных данных, чтобы генерировать двоичный сигнал; средство преобразования символов, предназначенное для последовательного преобразования двоичного сигнала, сгенерированного с помощью средства кодирования, в 2(n+1)-ичный символ, который включает в себя (2(n+1)+1-2k) (1≤k≤2(n+1)) значений, (n+1) бит за один раз, и вывода символа; первый фильтр основной полосы частот, который блокирует ненужную частотную составляющую символа, введенного из средства преобразования символов, и выводит колебательный сигнал; и средство сдвига и модуляции (ЧМ) частоты, предназначенное для передачи в приемник сигнала, который получен с помощью сдвига, чтобы модулировать частоту в соответствии с величиной амплитуды колебательного сигнала, введенного из первого фильтра основной полосы частот. Приемник включает в себя средство демодуляции, предназначенное для демодуляции сигнала, переданного из передатчика и принятого, и вывода 2(n+1)-ичного сигнала; второй фильтр основной полосы частот, который блокирует ненужную частотную составляющую 2(n+1)-ичного сигнала, выведенного из средства демодуляции, и выводит 2(n+1)-ичный сигнал; средство преобразования двоичного сигнала, предназначенное для последовательного преобразования 2(n+1)-ичного сигнала, введенного из второго фильтра основной полосы частот, в двоичный сигнал из (n+1) бит, и вывода двоичного сигнала; средство декодирования, предназначенное для декодирования двоичного сигнала, введенного из средства преобразования двоичного сигнала, и вывода предварительно определенных данных. Когда выводят символ +(2(n+1)-1) из средства преобразования символов, сдвиг частоты сигнала, выведенного из средства сдвига и модуляции частоты, устанавливают таким образом, чтобы он принимал значение в диапазоне от +0,822 до +0,952 кГц.
В системе мобильной связи первый и второй фильтры основной полосы частот могут быть фильтрами Найквиста.
В системе мобильной связи первый фильтр основной полосы частот может включать в себя фильтр с характеристикой корня из возведенного в степень косинуса и фильтр с характеристикой sinc. Второй фильтр основной полосы частот включает в себя фильтр с характеристикой корня из возведенного в степень косинуса и фильтр с характеристикой 1/sinc, который имеет характеристику, обратную характеристике фильтра с характеристикой sinc. Номинальный сдвиг частоты символа ±(2(n+1)-1) может быть установлен в π/2√2 раз большее значение, чем сдвиг частоты сигнала, выведенного из средства сдвига и модуляции частоты.
Кроме того, в системе мобильной связи первый и второй фильтры основной полосы частот могут включать в себя фильтры с характеристикой корня из возведенного в степень косинуса. Номинальный сдвиг частоты символа ±(2(n+1)-1) может быть установлен в 1/√2 раз большую величину, чем сдвиг частоты сигнала, выведенного из средства сдвига и модуляции частоты.
В системе мобильной связи первый фильтр основной полосы частот может включать в себя фильтр с характеристикой возведенного в степень косинуса и фильтр с характеристикой 1/sinc. Второй фильтр основной полосы частот может включать в себя фильтр с характеристикой sinc, который имеет характеристику, обратную характеристике фильтра с характеристикой 1/sinc. Номинальный сдвиг частоты символа ±(2(n+1)-1) может быть установлен в 2/π раз большее значение, чем сдвиг частоты сигнала, выведенного из средства сдвига и модуляции частоты.
Для того чтобы решить задачу, способ модуляции в соответствии с третьим аспектом изобретения является способом модуляции в системе мобильной связи, которая выполняет передачу данных со скоростью передачи 2400х(n+1) (n - натуральной число) бит/с. Способ модуляции включает в себя следующие этапы: этап преобразования символов, на котором последовательно преобразуют двоичный сигнал, сгенерированный с помощью кодирования предварительно определенных данных, в 2(n+1)-ичный символ, который включает в себя (2(n+1)+1-2k) (1≤k≤2(n+1)) значений, (n+1) бит за один раз, и выводят символ; этап, на котором блокируют ненужную частотную составляющую символа, введенного на этапе преобразования символов, и выводят колебательный сигнал; и этап сдвига и модуляции (ЧМ) частоты, на котором сдвигают, чтобы модулировать частоту выходного сигнала в соответствии с величиной амплитуды введенного колебательного сигнала. Когда символ ±(2(n+1)-1) выводят из этапа преобразования символов, сдвиг частоты выходного сигнала из этапа сдвига и модуляции частоты устанавливают таким образом, чтобы он принимал значение в диапазоне от ±0,822 кГц до ±0,952 кГц.
Для того чтобы решить задачу, способ связи в соответствии с четвертым аспектом изобретения является способом связи в системе мобильной связи, включающей в себя: передатчик, который выполняет передачу данных со скоростью передачи 2400х(n+1) (n - натуральное число) бит/с; и приемник, который принимает данные, переданные из передатчика. Способ связи включает в себя следующие этапы: этап кодирования, на котором кодируют предварительно определенные данные, чтобы сгенерировать двоичный сигнал; этап преобразования символов, на котором последовательно преобразуют двоичный сигнал, сгенерированный с помощью этапа кодирования, в
2(n+l)-ичный символ, который включает в себя (2(n+1)+1-2k) (1≤k≤2(n+1)) значений, (n+1) бит за один раз, и выводят символ; этап, на котором блокируют ненужную частотную составляющую символа, введенного из этапа преобразования символов, и выводят колебательный сигнал; этап сдвига и модуляции (ЧМ) частоты, на котором передают в приемник сигнал, который получен с помощью сдвига, чтобы модулировать частоту в соответствии с величиной амплитуды колебательного сигнала, введенного из первого фильтра основной полосы частот; этап демодуляции, на котором выполняют демодуляцию сигнала, переданного из передатчика и принятого, и выводят 2(n+l)-ичный сигнал; этап, на котором блокируют ненужную частотную составляющую 2(n+l)-ичного сигнала, выведенного из этапа демодуляции, и выводят
2(n+l)-ичный сигнал; этап преобразования двоичного сигнала, на котором последовательно преобразуют введенный 2(n+l)-ичный сигнал в двоичный сигнал из (n+1) бит и выводят двоичный сигнал; и этап декодирования, на котором декодируют двоичный сигнал, введенный из этапа преобразования двоичного сигнала, и выводят предварительно определенные данные. Когда символ ±(2(n+l)-1) выводят из этапа преобразования символов, сдвиг частоты сигнала, выведенного из этапа сдвига и модуляции частоты, устанавливают таким образом, чтобы он принимал значение в диапазоне от ±0,822 до ±0,952 кГц.
Краткое описание чертежей
Фиг.1 - график, изображающий характеристику маски D;
Фиг.2 - график, изображающий форму сигнала спектра излучения в случае, в котором используют систему модуляции колебательной ЧМ, и маску D;
Фиг.3 - график, изображающий форму сигнала спектра излучения в случае, в котором преобразуют псевдослучайные данные в системе модуляции Р25-Р1, и маску D;
Фиг.4 - график, изображающий форму сигнала спектра излучения в случае, в котором попеременно генерируют символы +3 в системе модуляции Р25-Р1, и маску D;
Фиг.5 - график, изображающий характеристику маски Е;
Фиг.6 - график, изображающий форму сигнала спектра излучения в случае, в котором используется система модуляции колебательной ЧМ, и маску Е;
Фиг.7 - график, изображающий форму сигнала спектра излучения в случае, в котором уменьшают в два раза скорость передачи и сдвиг частоты и модулируют псевдослучайные данные в системе модуляции Р25-Р1, и маску Е;
Фиг.8 - график, изображающий форму сигнала спектра излучения в случае, в котором уменьшают в два раза скорость передачи и сдвиг частоты и попеременно генерируют символы +3 в системе модуляции Р25-Р1, и маску Е;
Фиг.9 - график, изображающий форму сигнала спектра излучения в случае, в котором модулируют псевдослучайные данные в системе модуляции Р25-Р2, и маску Е;
Фиг.10 - график, изображающий характеристику частоты появления ошибок в случае, в котором используют соответственные подходящие фильтры;
Фиг.11 - график, изображающий характеристику частоты появления ошибок в случае, в котором используют соответственные подходящие фильтры;
Фиг.12 - блок-схема, изображающая состав наземной системы мобильной связи в соответствии с первым вариантом осуществления изобретения;
Фиг.13 - блок-схема последовательности этапов способа, предназначенная для объяснения операций наземной системы мобильной связи в соответствии с первым вариантом осуществления;
Фиг.14 - график, изображающий форму сигнала спектра излучения в случае, в котором попеременно генерируют символы +3 в наземной системе мобильной связи в соответствии с первым вариантом осуществления изобретения, и маску Е.
Фиг.15 - график, изображающий форму сигнала спектра излучения в случае, в котором модулируют псевдослучайные данные в наземной системе мобильной связи в соответствии с первым вариантом осуществления, и маску Е;
Фиг.16 - блок-схема, изображающая состав наземной системы мобильной связи в соответствии со вторым вариантом осуществления изобретения;
Фиг.17 - график, изображающий форму сигнала спектра излучения в случае, в котором попеременно генерируют символы +3 в наземной системе мобильной связи в соответствии со вторым вариантом осуществления, и маску Е;
Фиг.18 - график, изображающий форму сигнала спектра излучения в случае, в котором модулируют псевдослучайные данные в наземной системе мобильной связи в соответствии со вторым вариантом осуществления, и маску Е; и
Фиг.19 - блок-схема, изображающая состав наземной системы мобильной связи в соответствии с модификацией изобретения.
Наилучший способ для выполнения изобретения
Варианты осуществления изобретения будут подробно объяснены ниже со ссылкой на чертежи.
Как описано выше, можно адаптировать спектр излучения к маске излучения (маска Е) просто с помощью уменьшения в два раза параметров, таких как скорость передачи и сдвиг частоты системы модуляции, примененной в настоящее время к системе НМРС, применимой для промежутка между каналами 12,5 кГц. Реалистически трудно использовать линейную систему модуляции, представленную системой модуляции Р25-Р2, из-за стоимости и тому подобного.
Следовательно, в вариантах осуществления, описанных ниже, будут рассмотрены параметры, такие как скорость передачи и сдвиг частоты, которые могут реализовать систему НМРС, соответствующую закону FCC, вводимому в действие в 2005 г., с помощью принятия нелинейной системы модуляции, представленной системой модуляции четвертичной ЧМ.
Известно, что спектр сигнала модуляции ЧМ в момент времени, когда сигнал модуляции является синусоидальным сигналом, представляют с помощью функции Бесселя, указанной с помощью выражения (1) ниже.
(1)
где ωс - частота несущего сигнала, ωm - модулированная частота, mf - коэффициент модуляции (сдвиг частоты/частота модуляции), а Jn(mf) - функция Бесселя первого вида для составляющей n-го порядка.
Вычисляют корреляцию между спектром излучения, изображенным на фиг.2, и функцией Бесселя, указанной с помощью выражения (1). Так как частота модуляции равна 2,5 кГц и сдвиг частоты равен 2,5 кГц, коэффициент модуляции mf равен 1. Когда вычисляют от первичной до четвертичной составляющие в соответствии с функцией Бесселя, получают следующие уровни.
(Первичный)=J1(1)=-7,13 децибел
(Вторичный)=J2(1)=-18,79 децибел
(Третьего порядка)=J3(1)=-34,17 децибел
(Четвертого порядка)=J4(1)=-52,12 децибел
Когда сравнивают эти величины и величины максимального спектра, сгенерированного на частотах в целое число раз больших 2,5 кГц, на фиг.2, их погрешность находится в диапазоне +1 децибел. Следовательно, спектр излучения сигнала модуляции ЧМ с использованием синусоидального сигнала для сигнала модуляции может быть вычислен с помощью выражения (1).
Сдвиг частоты, соответствующий этой маске вычисляют обратным способом из величины маски Е, предусмотренной в законе FCC. Предусмотренный уровень маски Е во вторичной составляющей вычисляют как -65 децибел из фиг.5. Коэффициент модуляции mf для установки спектра излучения, равного или меньшего этого уровня, вычисляют как 0,067 с помощью обратного вычисления. Сдвиг частоты в этом случае является очень малой величиной, равной 0,067х2,5=0,167 кГц.
Общее отношение S/N, С/Ш (сигнал/шум) системы НМРС, которая применима к промежутку между каналами 12,5 кГц и использует сдвиг частоты 2,5 кГц, приблизительно равно 45 децибел. Когда сдвиг частоты уменьшают в два раза, С/Ш уменьшается на 6 децибел. Следовательно, С/Ш в момент времени, когда сдвиг частоты равен 0,167 кГц, вычисляют как 45+20xlog10(0,167/2,5)=21,5 децибел. Это, очевидно, указывает эффективность, которая не может выдержать практического использования.
Следовательно, несмотря на то, что можно принять сдвиг частоты с помощью уменьшения сдвига частоты с использованием колебательной модуляции ЧМ, так как эффективность не может быть допустимой с точки зрения практического использования, этот способ исключают из задачи рассмотрения.
Будет объяснено условие, при котором система НМРС, принимающая систему модуляции четвертичной ЧМ, соответствует закону FCC, вводимому в действие в 2005 г.
На фиг.3 и фиг.4 изображен спектр излучения в случае, в котором принята система модуляции Р25-Р1. В случае цифровой модуляции спектр сигнала модуляции является различным в зависимости от характеристики использованной последовательности данных. Как очевидно из фиг.3 и фиг.4, если использованы случайные данные, дисперсия и средняя величина энергии спектра на единицу частоты уменьшается. Следовательно, спектр является суженным без швов. При повторении конкретных данных спектр излучения является эквивалентным спектру, подвергнутому модуляции с помощью синусоидального сигнала. Так как энергия концентрируется в составляющих, в целое число раз больших, чем синусоидальный сигнал, получают широкий спектр. Следовательно, наихудшим условием при модуляции четвертичной ЧМ является условие в момент времени, когда используют символы +3 и -3 с более увеличенным сдвигом частоты и символы попеременно повторяют, чтобы подвергнуть спектр излучения модуляции с помощью синусоидального сигнала, равного частоте, в два раза меньшей, чем скорость символов.
Как описано выше, закон FCC, вводимый в действие в 2005 г., предусматривает в качестве условия, что спектр излучения должен быть приспособлен к маске Е и что при выполнении передачи данных система НМРС имеет скорость передачи, равную или большую 4800 бит/с в диапазоне 6,25 кГц. Следовательно, сдвиг частоты для адаптации спектра излучения к маске Е в момент времени, когда систему модуляции четвертичной ЧМ используют при скорости передачи 4800 бит/с, вычисляют обратным способом. В этом случае, так как скорость символов равна 2400 символ/сек, она равна половине скорости передачи 4800 бит/с. Следовательно, с помощью повторения символов +3 и -3 спектр излучения эквивалентен синусоидальному сигналу 1,2 кГц.
Когда сравнивают стандартную величину маски Е и величину спектра, в целое число раз большего, чем 1,2 кГц, четвертый порядок является более точным с точки зрения условия. Если это условие удовлетворяется, можно адаптировать спектр излучения к маске Е. В этом случае коэффициент модуляции mf равен 0,685, а сдвиг частоты принимает значение, указанное с помощью выражения (2) ниже.
0,685х1,2=0,822 кГц (2)
Как описано выше, спектр излучения, изображенный на фиг.4, не соответствует маске D. Спектр излучения, изображенный на фиг.4, измерен при наихудшем условии в системе модуляции Р25-Р1. В соответствии с этим примером спектр излучения не должен соответствовать маске излучения при наихудшем условии. В фактическом состоянии использования, в котором звуковой сигнал преобразуют в цифровой вид и передают, так как последовательность данных проявляет случайную характеристику, спектр в фактическом состоянии использования имеет характеристику, по существу, ту же самую, что и характеристика в момент времени, когда модулируют псевдослучайные данные. Следовательно, при наихудшем условии несоответствие может быть допустимо до некоторой степени. Спектр излучения только должен полностью соответствовать маске излучения, когда используют псевдослучайные данные.
Уровни соответственного максимального спектра при наихудшем условии в момент времени, когда принята система модуляции Р25-Р1, вычисляют из функции Бесселя. Вычисляют степень отклонения спектра от маски D.
Фильтр основной полосы частот, представленный с помощью таблицы 3, включает в себя фильтр с характеристикой возведенного в степень косинуса и формирующий фильтр. Характеристика этого формирующего фильтра равна характеристике, обратной к характеристике sinc(sin(x)/x), в которой амплитуда равна 1 на частоте 0 и равна 0 на частоте символов. Номинальные сдвиги частоты в символах +3 и -3 равны +1,8 кГц и -1,8 кГц соответственно. В фильтре с характеристикой возведенного в степень косинуса, так как не появляется межсимвольная помеха, амплитуда символа на выходе фильтра не изменяется. Следовательно, сдвиги частоты в момент времени, когда символы +3 и -3 посылают попеременно, равны номинальным сдвигам частоты, только когда используют фильтр с характеристикой возведенного в степень косинуса. Так как частотная характеристика формирующего фильтра равна характеристике, обратной к характеристике sinc, частотная характеристика указана с помощью выражения (3) ниже.
Характеристика формирующего фильтра = 
(3)
Когда символы +3 и -3 повторяют, частота f равна 2,4 кГц. Когда в выражении (3) подставлена частота f, характеристика формирующего фильтра равна π/2. Так как фактический сдвиг частоты изменяется на степень, эквивалентную характеристике формирующего фильтра (=π/2), от номинальных сдвигов частоты, фактический сдвиг частоты фильтра, включающего в себя фильтр с характеристикой возведенного в степень косинуса и формирующий фильтр, равен 1,8 кГц·π/2=2,827 кГц. Значения функции Бесселя в момент времени, когда частота модуляции установлена в 2,4 кГц и сдвиг частоты установлен в 2,827 кГц, и величины маски D, вычисленные из таблицы 1, изображены в таблице 6 ниже.
Как изображено в таблице 6, в составляющих третьего порядка и более высоких порядков значения функции Бесселя ниже стандарта приблизительно от 1 до 2 децибел. Когда сравнивают значения функции Бесселя, изображенные в таблице 6, и величины соответственного максимального спектра, изображенные на фиг.4, несмотря на то, что имеется небольшая погрешность, значения функции Бесселя и величины максимального спектра, по существу, являются коррелированными. Следовательно, так как сдвиг частоты 0,822 кГц, указанный с помощью выражения (2), является сдвигом частоты, полностью соответствующим маске Е при наихудшем условии, если допустимо небольшое уменьшение ниже стандарта при наихудшем условии, как в системе модуляции Р25-Р1, может быть использован сдвиг частоты, равный или больший 0,822 кГц. Учитывая тот факт, что частота появления ошибок в системе модуляции ЧМ, такой как система модуляции Р25-Р1, зависит от сдвига частоты, желательно установить как можно больший сдвиг частоты. Следовательно, сравнивают величину спектра, имеющего частоту, в целое число раз большую, чем 1,2 кГц, вычисленную из функции Бесселя, и стандартную величину маски Е, когда спектр излучения не соответствует маске Е при наихудших условиях, но используют псевдослучайные данные, коэффициент модуляции mf, соответствующий маске Е, равен 0,793, а сдвиг частоты принимает значение, указанное с помощью выражения (4) ниже.
0,793х1,2=0,952 кГц (4)
Значения функции Бесселя в момент времени, когда частота модуляции установлена в 1,2 кГц и сдвиг частоты установлен в 0,952 кГц, и величины маски Е, вычисленные из таблицы 4, изображены в таблице 7 ниже.
Коэффициент модуляции mf=0,793 является коэффициентом модуляции, при котором стандартная величина маски Е и значение функции Бесселя являются одинаковыми в составляющей третьего порядка. В составляющей четвертого порядка значение функции Бесселя меньше стандартной величины маски Е на 5 децибел. Как изображено в таблице 4, в диапазоне частот fd>4,6 кГц стандартная величина маски Е изменяется в соответствии с величиной мощности передачи Р. Когда мощность передачи Р больше или равна 10 ватт, стандартная величина равна -65 децибел. Когда мощность передачи Р равна 5 ватт, стандартная величина равна -62 децибел. Обычно в портативном радиоустройстве мощность передачи равна 5 ватт и при этом условии значение функции Бесселя меньше стандартной величины маски Е на 3 децибела. Когда уменьшение ниже стандартной величины этой степени не значительно отличается от уменьшения ниже стандарта относительно маски D в случае, в котором принята система модуляции Р25-Р1, изображено в таблице 6. Следовательно, можно сказать, что уменьшение ниже стандарта находится в пределах допуска, как в случае маски D.
В приведенном выше объяснении вычисляют максимальный сдвиг частоты для адаптации спектра излучения к маске Е в момент времени, когда используют четвертичную ЧМ при скорости передачи 4800 бит/с. Когда модулируют цифровые данные, известным фактом является, что форму сигнала формируют с использованием фильтра основной полосы частот. На частоту появления ошибок воздействуют с помощью использованного фильтра основной полосы частот. Как указано с помощью выражения (3), фактический сдвиг частоты, выведенный из модулятора, изменяется в зависимости от фильтра основной полосы частот. Следовательно, номинальные сдвиги частоты на уровнях символа +3 и -3, полученные с помощью вычисления обратным способом максимального сдвига частоты 0,952 кГц, указанные с помощью выражения (4), являются разными.
Общей практикой является использовать маршрут передачи Найквиста в качестве маршрута передачи для того, чтобы подавить частоту появления ошибок. Следовательно, в этом варианте осуществления в фильтре основной полосы частот используется фильтр Найквиста. Модулятор ЧМ и демодулятор ЧМ имеют прозрачность, пока не происходит искажение. Следовательно, для того чтобы сформировать маршрут передачи Найквиста, фильтр Найквиста должен быть размещен только в предварительном каскаде модулятора ЧМ или в последнем каскаде демодулятора ЧМ таким образом, чтобы фильтр основной полосы частот имел характеристику Найквиста. Так как формирующий фильтр и фильтр интегрирования и выгрузки, описанный в таблице 3, имеют обратные частотные характеристики, можно понять, что если модулятор и демодулятор объединены, остается только фильтр с характеристикой возведенного в степень косинуса и что сформирован маршрут передачи Найквиста.
Как описано выше, это является необходимым условием, чтобы использовался фильтр Найквиста, для того чтобы уменьшить частоту появления ошибок. Кроме того, номинальный сдвиг частоты, при котором получен фактический сдвиг частоты 0,952 кГц, является разным в зависимости от использованного фильтра Найквиста. Следовательно, необходимо выбрать фильтр Найквиста, с помощью которого получают наибольший номинальный сдвиг частоты. Обычно фильтр, имеющий характеристику возведенного в степень косинуса, используют в качестве фильтра Найквиста. Комбинации фильтров в этом случае изображены в таблице 8 ниже.
Так как фильтр с характеристикой 1/sinc имеет характеристику, обратную к характеристике фильтра с характеристикой sinc, фильтр с характеристикой 1/sinc имеет расходящуюся частотную характеристику. Следовательно, невозможно использовать один фильтр с характеристикой 1/sinc, и комбинация, использующая один фильтр с характеристикой 1/sinc, исключается. Когда на стороне приема не обеспечен никакой фильтр, так как ограничение полосы частот не применено к шуму и отношение С/Ш ухудшается, частота появления ошибок чрезвычайно увеличивается. Когда на стороне передачи не обеспечен никакой фильтр, прямоугольный сигнал непосредственно подвергают модуляции ЧМ. Спектр расширяется бесконечно и не соответствует маске Е. Следовательно, среди комбинаций комбинацию I и комбинацию III исключают из задач. Так как только комбинация IV имеет фильтр с характеристикой sinc на стороне передачи, ограничение полосы частот является неопределенным и расширение спектра является относительно большим. Следовательно, комбинацию IV также исключают из задач. Следовательно, четыре типа комбинаций: II, V, VI и VII остаются в качестве подходящих претендентов.
Вычисляют номинальный сдвиг частоты для установки фактического максимального сдвига частоты в 0,952 кГц, когда используют подходящие фильтры. Скорость символов равна 2400 символов/с и при повторении символов +3 и -3 спектр является синусоидальным сигналом частоты 1,2 кГц. Когда используют фильтр с характеристикой возведенного в степень косинуса, номинальный сдвиг частоты и фактический сдвиг частоты равны. Когда амплитуды в соответственных фильтрах при частоте 1,2 кГц вычисляют с амплитудой в этом случае в качестве опорной величины, амплитуды вычисляют, как указано, с помощью выражений (5), (6) и (7) ниже.
(Амплитуда возведенного в степень косинуса)= 0,5 (Опорная величина)(5)
(Амплитуда корня из возведенного в степень косинуса) = √0,5 (6)
(Амплитуда sinc)= 
(7)
Из этих выражений коэффициенты масштабирования амплитуды на основании амплитуды в фильтре с характеристикой возведенного в степень косинуса при 1,2 кГц четырех типов подходящих фильтров указаны с помощью выражений (8), (9), (10) и (11) ниже.
Подходящий претендент II: (Амплитуда возведенного в степень косинуса+1/sinc)=1/(2/π)=π/2 (8)
Подходящий претендент V: (Амплитуда корня из возведенного в степень косинуса)=√0,5/0,5=√2 (9)
Подходящий претендент VI: (Амплитуда корня из возведенного в степень косинуса+1/sinc)=√2хπ/2=π/√2 (10)
Подходящий претендент VII: (Амплитуда возведенного в степень косинуса+sinc)=√2х2/π (11)
Для того чтобы установить фактический максимальный сдвиг частоты в 0,952 кГц, номинальные сдвиги частоты вычисляют, как указано, с помощью выражений (12), (13), (14) и (15).
Подходящий претендент II: (Сдвиг возведенного в степень косинуса+1/sinc)=0,952/(π/2)=0,6061 кГц (12)
Подходящий претендент V: (Амплитуда корня из возведенного в степень косинуса)=0,952/√2=0,6732 кГц (13)
Подходящий претендент VI: (Амплитуда корня из возведенного в степень косинуса+1/sinc)=0,952/(π/√2)=0,4286 кГц (14)
Подходящий претендент VII: (Амплитуда возведенного в степень косинуса+sinc)=0,952/(√2х2/π)=1,0574 кГц (15)
В системе модуляции ЧМ, так как частота появления ошибок меньше, когда сдвиг частоты больше, фильтр, имеющий больший номинальный сдвиг частоты, проявляет лучшую характеристику в результате, имеет более низкую частоту появления ошибок. В походящем претенденте VI, несмотря на то, что ограничение полосы частот на стороне приема является сильным, так как номинальный сдвиг частоты является очень малым, общая частота появления ошибок увеличивается. В подходящем претенденте II, так как номинальный сдвиг частоты является вторым наименьшим и ограничение полосы частот на стороне приема является самым неопределенным, частота появления ошибок также увеличивается. Результат, полученный с помощью вычисления скорости появления ошибок, с помощью применения номинальных сдвигов частоты фильтров, вычисленных в выражениях с (12) по (15), изображен на фиг.10.
В соответствии с результатом, изображенным на фиг.10, доказано, что вышеприведенное предположение является правильным. Наилучшая частота появления ошибок указана, когда использован фильтр основной полосы частот подходящего претендента VII. Вторая наилучшая частота появления ошибок указана, когда использован фильтр основной полосы частот подходящего претендента V. Отношение С/Ш вычислено из результата, изображенного на фиг.10, и частота появления ошибок относительно уровня входного сигнала приемника в момент времени, когда коэффициент шума приемника допускают равным 7 децибел, вычислена и изображена на фиг.11. Когда допускают, что опорная чувствительность имеет частоту появления ошибок 3% в подходящем претенденте, -122 децибел/м является уровнем входного сигнала, при котором получена опорная чувствительность. Закон FCC предусматривает, что опорная чувствительность должна быть установлена в 12 децибел SINAD, когда используют систему модуляции колебательной ЧМ в системе НМРС, применимой к промежутку между каналами 12,5 кГц. В приемнике, имеющем коэффициент шума 7 децибел, уровень входного сигнала, при котором может быть получена чувствительность приема 12 децибел SINAD, приблизительно равен -120 децибел/м. Когда сравнивают эту чувствительность приема 12 децибел SINAD и подходящего претендента VII, как изображено на фиг.11, подходящий претендент VII имеет чувствительность лучше, чем чувствительность приема примерно на 2 децибела. В подходящем претенденте V частота появления ошибок 3% получена с помощью -120,5 децибел/м. Претендент V имеет опорную чувствительность, равную чувствительности в случае, в котором использована традиционная система модуляции колебательной ЧМ.
Из вышеприведенного описания минимальная величина сдвига частоты для полной адаптации диапазона фактических сдвигов частоты, которые могут быть взяты для маски Е, равна 0,822 кГц, указанная с помощью выражения (2), а максимальная величина диапазона фактических сдвигов частоты равна 0,952 кГц, указанная с помощью выражения (4). Можно получить систему модуляции, соответствующую закону FCC, водимому в действие в 2005 г., с помощью вычисления номинальных сдвигов частоты подходящих претендентов V и VII с использованием выражений (9) и (11). На основании этих фактов будут объяснены варианты осуществления.
Первый вариант осуществления
Во-первых, скорость передачи, скорость символов, фильтр основной полосы частот, система модуляции и номинальный сдвиг частоты в первом варианте осуществления изображены в таблице 9 ниже.
Прием: фильтр, полученный с помощью комбинирования фильтра, имеющего характеристику корня из возведенного в степень косинуса с произвольным α, и фильтра, имеющего характеристику функции 1/sinc
+1 и -1 равны сдвигам 1/3 от +3 и -3 соответственно
Фиг.12 - блок-схема, изображающая состав наземной системы 1 мобильной связи в соответствии с первым вариантом осуществления изобретения. Наземная система 1 мобильная связи схематически включает в себя устройство 10 передачи и устройство 20 приема и выполняет передачу и прием данных со скоростью передачи 4800 бит/с.
В наземной системе 1 мобильной связи в качестве номинального сдвига частоты предварительно установленная величина от ±913 до ±1057 кГц установлена относительно уровня символов ±3 и величина 1/3 от предварительно установленной величины установлена относительно уровня символов ±1. Этот номинальный сдвиг частоты является частотой, которая сдвигается, когда символ, выведенный из устройства 12 преобразования, описанного позже, вводят в модулятор ЧМ без вмешательства фильтра 13 основной полосы частот.
Устройство 10 передачи включает в себя кодер 11, устройство 12 преобразования, фильтр 13 основной полосы частот и ЧМ модулятор.
Кодер 11 применяет обработку предварительно определенного формата, такую как обработка кодирования, обработка добавления кода с исправлением ошибок и обработка добавления кода синхронизации к звуковым данным, символьным данным и тому подобным, чтобы сгенерировать двоичный сигнал и подать сгенерированный двоичный сигнал в устройство 12 преобразования.
Устройство 12 преобразования последовательно преобразует двоичный сигнал, последовательно введенный из кодера 11, в четвертичные символы (±3, ±1), два бит за один раз, и подает четвертичные символы в фильтр 13 основной полосы частот. Этот символ является прямоугольным сигналом напряжения, имеющим длительность предварительно определенного времени символа. В этом варианте осуществления, так как скорость передачи равна 4800 бит/с, скорость символов равна 2400 символов/с, а частота последовательности символов в момент времени, когда символы +3 и -3 попеременно выводят из устройства преобразования, равна 1,2 кГц.
Фильтр 13 основной полосы частот включает в себя фильтр Найквиста. Фильтр 13 основной полосы частот блокирует предварительно определенную частотную составляющую символа, введенного из устройства 12 преобразования, и выводит колебательный сигнал. В этом варианте осуществления фильтр 13 основной полосы частот включает в себя фильтр 131 с характеристикой корня из возведенного в степень косинуса и фильтр 132 с характеристикой sinc.
Когда частота введенного прямоугольного сигнала равна 1,2 кГц, фильтр 131 с характеристикой корня из возведенного в степень косинуса выводит колебательный сигнал, имеющий амплитуду, в √2 раза большую, чем амплитуда этого прямоугольного сигнала. Когда частота введенного прямоугольного сигнала равна 1,2 кГц, фильтр 132 с характеристикой sinc выводит колебательный сигнал, имеющий амплитуду, в 2/π раза большую, чем амплитуда этого прямоугольного сигнала.
Иначе говоря, фильтр 13 основной полосы частот в этом варианте осуществления превращает прямоугольный символ с частотой 1,2 кГц, введенный из устройства 12 преобразования, в колебательный сигнал, имеющий амплитуду в 2√2/π раз большую, чем амплитуда символа, и выводит колебательный сигнал.
Модулятор 14 ЧМ сдвигает частоту сигнала, переданного в устройство 20 приема, в соответствии с величиной амплитуды колебательного сигнала, выведенного из фильтра 13 основной полосы частот, чтобы при этом модулировать частоту (модуляция ЧМ).
Чтобы объяснить описанное выше более подробно, когда уровень символа, выведенного из устройства 12 преобразования равен +3, модулятор 14 ЧМ сдвигает частоту передаваемого сигнала на +∆f(+0,822 кГц≤∆f≤+0,952 кГц). Когда уровень символа, выведенного из устройства 12 преобразования равен -3, модулятор 14 ЧМ сдвигает частоту передаваемого сигнала на -∆f(-0,822 кГц≤∆f≤0,952 кГц). Когда уровень символа, выведенного из устройства 12 преобразования, равен +1, модулятор 14 ЧМ сдвигает частоту передаваемого сигнала на +∆f/3. Когда уровень символа, выведенного из устройства 12 преобразования, равен -1, модулятор 14 ЧМ сдвигает частоту передаваемого сигнала на -∆f.
Модулятор 14 ЧМ излучает сигнал, подвергнутый модуляции ЧМ, в эфир через не изображенную антенну и передает сигнал в устройство 20 приема.
Устройство приема 20 включает в себя демодулятор 21 ЧМ, фильтр 22 основной полосы частот, устройство 23 обратного преобразования и декодер 24.
Демодулятор 21 ЧМ выполняет демодуляцию сигнала, введенного и принятого через не изображенную антенну, и подает четвертичный сигнал, полученный с помощью демодуляции сигнала, в фильтр 22 основной полосы частот.
Фильтр 22 основной полосы частот включает в себя фильтр 131 с характеристикой корня из возведенного в степень косинуса и фильтр 231 с характеристикой 1/sinc, имеющий характеристику, обратную характеристике фильтра с характеристикой sinc. Фильтр 22 основной полосы частот блокирует предварительно определенную частотную составляющую четвертичного сигнала, введенного из демодулятора 21 ЧМ, и выводит четвертичный сигнал, имеющий амплитуду в π/2√2 раза большую, чем амплитуда входного сигнала.
Маршрут передачи Найквиста формируют в наземной системе мобильной связи с помощью фильтра 22 основной полосы частот и фильтра 13 основной полосы частот устройства 10 передачи.
Устройство 23 обратного преобразования последовательно преобразует четвертичный сигнала, введенный из фильтра 22 основной полосы частот, в двоичный сигнал из 2 бит и подает преобразованный двоичный сигнал в декодер 24.
Декодер 24 применяет обработку декодирования, обработку коррекции ошибок и тому подобные к двоичному сигналу, поданному из устройства 23 обратного преобразования, и выводит звуковые данные, символьные данные и тому подобные, переданные из устройства 10 передачи.
Операция передачи наземной системы 1 мобильной связи, имеющей состав, описанный выше, будет объяснена со ссылкой на блок-схему последовательности этапов способа, изображенную на фиг.13.
Когда звуковые данные, символьные данные и тому подобные вводят в кодер 11 устройства 10 передачи, наземная система 1 мобильной связи начинает операцию передачи, изображенную на блок-схеме последовательности этапов способа на фиг.13.
Кодер 11 применяет обработку кодирования к введенным звуковым данным, символьным данным и тому подобным, чтобы сгенерировать двоичный сигнал, и выводит сгенерированный двоичный сигнал в устройство 12 преобразования (этап S101).
Устройство 12 преобразования применяет обработку преобразования к двоичному сигналу, введенному из кодера 11, чтобы последовательно преобразовать двоичный сигнал в четвертичные символы, два бит за один раз, и выводит преобразованные символы в фильтр 13 основной полосы частот (этап S102).
Фильтр 13 основной полосы частот формирует колебательный сигнал с помощью применения обработки ограничения полосы частот к символам, введенным из устройства 12 преобразования, чтобы блокировать предварительно определенную частотную составляющую, и выводит сформированный колебательный сигнал в модулятор 14 ЧМ (этап S103).
Модулятор ЧМ 14 применяет сигнал модуляции ЧМ к сигналу передачи в соответствии с величиной амплитуды колебательного сигнала, выведенного из фильтра 13 основной полосы частот (этап S104), и излучает сигнал, подвергнутый модуляции ЧМ, в эфир через не изображенную антенну, чтобы при этом передать звуковые данные, символьные данные и тому подобные в устройство 20 приема.
Демодулятор 21 ЧМ устройства 20 приема применяет обработку демодуляции ЧМ к сигналу, введенному через не изображенную антенну и принятому, и выводит четвертичный сигнал, полученный с помощью демодуляции сигнала, в фильтр 22 основной полосы частот (этап S201).
Фильтр 22 основной полосы частот применяет обработку ограничения полосы частот к четвертичному сигналу, введенному из ЧМ демодулятора 21, и выводит четвертичный сигнал с предварительно блокированной частотной составляющей в устройство 23 обратного преобразования (этап S202).
Устройство обратного преобразования применяет обработку обратного преобразования к четвертичному сигналу, введенному из фильтра 22 основной полосы частот, преобразует четвертичный сигнал в двоичный сигнал из 2 бит и выводит преобразованный двоичный сигнал в декодер 24 (этап S203).
Декодер 24 применяет обработку декодирования и тому подобную к двоичному сигналу, поданному из устройства 23 обратного преобразования (этап S204), чтобы декодировать звуковые данные, символьные данные и тому подобные, переданные из устройства 10 передачи, и выводит звуковые данные, символьные данные и тому подобные.
Форма сигнала спектра излучения в момент времени, когда номинальный сдвиг частоты установлен в 1,057 кГц, и в момент времени наихудшего условия (когда данные, соответствующие символу +3, и данные, соответствующие символу -3, попеременно вводят в устройство 10 передачи), изображена на фиг.14. Спектр излучения в момент времени, когда псевдослучайные данные вводят в устройство 10 передачи, изображен на фиг.15.
Второй вариант осуществления
Скорость передачи, скорость символов, фильтр основной полосы частот, система модуляции и номинальный сдвиг частоты во втором варианте осуществления изображены в таблице 10 ниже.
Прием: фильтр, имеющий характеристику корня из возведенного в степень косинуса с произвольным α
+1 и -1 равны сдвигам 1/3 от +3 и -3 соответственно
Фиг.16 - блок-схема, изображающая состав наземной системы 2 мобильной связи в соответствии со вторым вариантом осуществления изобретения. Наземная система 2 мобильной связи схематически включает в себя устройство 30 передачи и устройство 40 приема. Компоненты, идентичные компонентам в первом варианте осуществления, обозначены идентичными ссылочными номерами. Объяснения этих компонентов опущены.
В наземной системе 2 мобильной связи в качестве номинального сдвига частоты предварительно установленная величина от ±581 до ±673 кГц установлена относительно уровня символов ±3 и величина 1/3 от предварительно установленной величины установлена относительно уровня символов ±1.
Устройство 30 передачи включает в себя кодер 11, устройство 12 преобразования, фильтр 33 основной полосы частот и модулятор 14 ЧМ. Фильтр 33 основной полосы частот включает в себя фильтр 131 с характеристикой корня из возведенного в степень косинуса. Фильтр 33 основной полосы частот превращает прямоугольный символ с частотой 1,2 кГц, введенный из устройства 12 преобразования, в колебательный сигнал, имеющий амплитуду в √2 раза большую, чем амплитуда символа, и выводит колебательный сигнал.
Устройство 40 приема включает в себя демодулятор 21 ЧМ, фильтр 42 основной полосы частот, устройство 23 обратного преобразования и декодер 24. Фильтр 42 основной полосы частот включает в себя фильтр 131 с характеристикой корня из возведенного в степень косинуса. Фильтр 42 основной полосы частот блокирует предварительно определенную частотную составляющую четвертичного сигнала, введенного из демодулятора 21 ЧМ, и выводит четвертичный сигнал, имеющий амплитуду в √2 раза большую, чем амплитуда введенного сигнала.
Как и в наземной системе 1 мобильной связи, маршрут передачи Найквиста формируют в наземной системе 2 мобильной связи с помощью фильтра 42 основной полосы частот и фильтра 33 основной полосы частот устройства 30 передачи.
Форма сигнала спектра излучения в момент времени, когда номинальный сдвиг частоты установлен в 0,673 кГц, и в момент времени наихудшего условия (когда данные, соответствующие символу +3, и данные, соответствующие символу -3, попеременно вводят в устройство 30 передачи), изображена на фиг.17. Спектр излучения в момент времени, когда псевдослучайные данные вводят в устройство 30 передачи, изображен на фиг.18.
Из первого и второго вариантов осуществления в наземных системах 1 и 2 мобильной связи, даже если установленные номинальные сдвиги частоты являются разными, сдвиги частоты сигналов, фактически выведенных из устройств 10 и 30 передачи, являются одинаковыми. Следовательно, спектр излучения, изображенный на фиг.14 и фиг.17, указывает, по существу, одинаковые характеристики. Так как можно утверждать, что уровень спектра, по существу, равен уровню, вычисленному из функции Бесселя, изображенной в таблице 7, можно проверить правильность установки наземных систем 1 и 2 мобильной связи. Кроме того, как изображено на фиг.15 и фиг.18, когда использованы псевдослучайные данные, так как спектр излучения имеет достаточно места относительно стандарта маски Е, наземные системы 1 и 2 мобильной связи могут соответствовать закону FCC, вводимому в действие в 2005 г.
В соответствии с вышеприведенным описанием в этом варианте осуществления в системе НМРС применена система модуляции четвертичной ЧМ. Следовательно, можно непосредственно применить нелинейный усилитель мощности и схему модуляции и демодуляции ЧМ радиоустройства модуляции колебательной ЧМ, работающей в настоящее время в системе НМРС, применимой к промежутку между каналами 12,5 кГц, к системе НМРС в этом варианте осуществления. Следовательно, система НМРС в этом варианте осуществления может соответствовать закону FCC, вводимому в действие в 2005 г., без использования линейного усилителя мощности, имеющего проблему с точки зрения стоимости.
Можно манипулировать звуковыми данными, символьными данными и тому подобными одновременно с помощью использования системы модуляции, которая использует цифровые данные. Следовательно, система НМРС подходит для потребности передачи данных в настоящее время.
Так как можно уменьшить частоту появления ошибок, в то же время, адаптируя систему НМРС к закону FCC, вводимому в действие в 2005 г., можно получить чувствительность, большую или равную опорной чувствительности традиционной модуляции колебательной ЧМ. Расстояние вызова больше по сравнению с традиционным расстоянием вызова. Кроме того, так как мощность передачи уменьшается, когда расстояние вызова является одним и тем же, можно уменьшить потребляемый ток в системе НМРС.
Для того чтобы сохранить совместимость сверху вниз, необходимо, чтобы фактически использованное радиоустройство также реализовало режим работы модуляции колебательной ЧМ, использованной в системе НМРС, применимой к промежутку между каналами 12,5 кГц. Однако в системе НМРС в этом варианте осуществления, так как принята система модуляции четвертичной ЧМ, имеющая совместимость с большим числом схем, возможна конструкция с двойным режимом. Кроме того, система модуляции Р25-Р1 основана на системе модуляции четвертичной ЧМ, несмотря на то, что имеется разница в параметрах. Следовательно, также возможна конструкция с двойным режимом в комбинации с системой модуляции Р25-Р1.
Изобретение не ограничено вариантами осуществления, и возможны различные модификации и применения вариантов осуществления.
Будут объяснены модификации вариантов осуществления, применимые к изобретению.
В вариантах осуществления фильтр основной полосы частот подходящего претендента IV использован в первом варианте осуществления, а фильтр основной полосы частот подходящего претендента V использован во втором варианте осуществления. Однако изобретение не ограничено этими фильтрами основной полосы частот. Может быть использован фильтр основной полосы частот подходящего претендента II.
Скорость передачи, скорость символов, фильтр основной полосы частот, система модуляции и номинальный сдвиг частоты в случае, в котором использован фильтр основной полосы частот подходящего претендента II, изображены в таблице 11 ниже.
Прием: фильтр, имеющий характеристику функции sinc
+1 и -1 равны сдвигам 1/3 от +3 и -3 соответственно
Фиг.19 - блок-схема, изображающая состав наземной системы 3 мобильной связи в соответствии с модификацией изобретения. Наземная система 3 мобильной связи схематически включает в себя устройство 50 передачи и устройство 60 приема. Компоненты, идентичные компонентам в первом и втором вариантах осуществления, обозначены идентичными ссылочными номерами, и объяснения этих компонентов опущены.
В наземной системе 3 мобильной связи в качестве номинального сдвига частоты предварительно установленная величина от ±0,523 до ±0,606 кГц установлена относительно уровня символов ±3 и величина 1/3 от предварительно установленной величины установлена относительно уровня символов ±1.
Устройство 50 передачи включает в себя кодер 11, устройство 12 преобразования, фильтр 53 основной полосы частот и модулятор 14 ЧМ. Фильтр 53 основной полосы частот включает в себя фильтр 531 с характеристикой корня из возведенного в степень косинуса и фильтр 231 с характеристикой 1/sinc. Фильтр 53 основной полосы частот превращает прямоугольный символ с частотой 1,2 кГц, введенный из устройства 12 преобразования, в колебательный сигнал, имеющий амплитуду в π/2 раза большую, чем амплитуда символа, и выводит колебательный сигнал.
Устройство 60 приема включает в себя демодулятор 21 ЧМ, фильтр 62 основной полосы частот, устройство 23 обратного преобразования и декодер 24. Фильтр 62 основной полосы частот включает в себя фильтр 132 с характеристикой sinc, имеющий характеристику, обратную характеристике фильтра 231 с характеристикой 1/sinc. Фильтр 62 основной полосы частот блокирует предварительно определенную частотную составляющую четвертичного сигнала, введенного из ЧМ демодулятора 21, и выводит четвертичный сигнал, имеющий амплитуду в 2/π раза большую, чем амплитуда введенного сигнала.
Как и в наземных системах 1 и 2 мобильной связи маршрут передачи Найквиста формируют в наземной системе 3 мобильной связи с помощью фильтра 62 основной полосы частот и фильтра 53 основной полосы частот устройства 50 передачи, описанного выше.
Как описано выше, фильтр основной полосы частот подходящего претендента II хуже фильтров основной полосы частот подходящих претендентов VII и V с точки зрения чувствительности, но включает в себя тот же самый состав фильтра, что и фильтр основной полосы частот, использованный в системе модуляции Р25-Р1. Следовательно, можно использовать коэффициент фильтра, который является таким же, что и коэффициент фильтра основной полосы частот, использованного в системе модуляции Р25-Р1, пока коэффициент свертки имеет то же самое значение, что и коэффициент фильтра основной полосы частот, использованного в системе модуляции Р25-Р1. Следовательно, можно уменьшить размер схемы или размер памяти.
В вариантах осуществления система модуляции четвертичной ЧМ принята в качестве системы модуляции многозначной ЧМ. Однако изобретение не ограничено этим. Может быть принята система модуляции восьмеричной ЧМ, система модуляции шестнадцатеричной ЧМ и тому подобные. Например, когда используется система модуляции восьмеричной ЧМ, так как скорость символов зафиксирована на 2400 символов/сек, скорость передачи равна 7200 бит в сек. Уровень символов принимает восемь значений ±7, ±5, ±3 и ±1. Когда попеременно посылают символы +7 и -7, формируют синусоидальный сигнал 1,2 кГц. Следовательно, если фактические сдвиги частоты в символах +7 и -7 установлены, например, в величины, определенные в первом и втором вариантах осуществления, модификации и тому подобном, можно адаптировать спектр излучения к маске Е, как в случае, в котором уровень символов принимает четыре значения. С помощью принятия такого условия можно получить более высокую скорость передачи с помощью использования систему модуляции, отличную от восьмеричной ЧМ, систему модуляции шестнадцатеричной ЧМ или систему модуляции ЧМ более высокого порядка, в то же время, адаптируя спектр излучения к маске Е.
В вариантах осуществления система мобильной связи является наземной системой мобильной связи. Однако изобретение не ограничено этой системой. Система мобильной связи может быть системой мобильной связи, используемой на море.
Промышленная применимость
В соответствии с изобретением можно предоставить устройство модуляции, наземную систему мобильной связи, способ модуляции и способ связи, которые соответствуют закону FCC, вводимому в действие в 2005 г., без использования линейного усилителя мощности.
Изобретение относится к способам и устройствам модуляции, которые соответствуют закону Федеральной комиссии по связи (FCC), вводимому в действие в 2005 г., без использования линейного усилителя мощности. Кодер кодирует звуковые и тому подобные данные, чтобы сгенерировать двоичный сигнал. Устройство преобразования преобразует двоичный сигнал в четвертичный символ и выводит четвертичный символ. Фильтр основной полосы частот включает в себя фильтр с характеристикой корня из возведенного в степень косинуса и фильтр с характеристикой sinc. Фильтр основной полосы частот блокирует предварительно определенную частотную составляющую символа для превращения символа в колебательный сигнал и выводит сформированный колебательный сигнал. Устройство модуляции передает сигнал, подвергнутый модуляции ЧМ в соответствии с величиной амплитуды колебательного сигнала, в устройство приема. Когда символ, имеющий максимальную абсолютную величину (±3), выводят из устройства преобразования, сдвиг частоты сигнала, переданного из модулятора ЧМ, имеет предварительно определенную величину в диапазоне от ±0,822 до ±0,952 кГц. 6 н. и 5 з.п. ф-лы, 19 ил., 11 табл.
1. Устройство модуляции в системе мобильной связи, которая выполняет передачу данных со скоростью для передачи 2400 многозначных символов в секунду, отличающееся тем, что содержит
фильтр основной полосы частот, который блокирует ненужную частотную составляющую введенного многозначного символа и выводит колебательный сигнал, и
средство сдвига и модуляции частоты, предназначенное для сдвига, чтобы модулировать частоту выходного сигнала в соответствии с величиной амплитуды колебательного сигнала, введенного из фильтра основной полосы частот, и при этом
средство сдвига и модуляции частоты настроено таким образом, что, когда вводят символ, имеющий максимальную абсолютную величину, выходной сигнал имеет абсолютную величину сдвига частоты в диапазоне от 0,822 кГц до 0,952 кГц.
2. Устройство модуляции в системе мобильной связи, которая выполняет передачу данных со скоростью передачи 2400·(n+1), бит/с, где n - натуральное число, отличающееся тем, что содержит
средство преобразования символов, предназначенное для последовательного преобразования двоичного сигнала, сгенерированного с помощью кодирования предварительно определенных данных, в 2(n+1)-ичный символ, который включает в себя (2(n+l)+1-2k) значений, где 1≤k≤2(n+1), (n+1) бит за один раз, и вывода символа,
фильтр основной полосы частот, который блокирует ненужную частотную составляющую символа, введенного из средства преобразования символов, и выводит колебательный сигнал, и
средство сдвига и модуляции частоты, предназначенное для сдвига, чтобы модулировать частоту выходного сигнала в соответствии с величиной амплитуды колебательного сигнала, введенного из фильтра основной полосы частот, и тем, что,
когда выводят символ ±(2(n+l)-1) из средства преобразования символов, сдвиг частоты выходного сигнала из средства сдвига и модуляции частоты устанавливают таким образом, чтобы он принимал значение в диапазоне от ±0,822 кГц до ±0,952 кГц.
3. Устройство модуляции по п.1 или 2, отличающееся тем, что фильтр основной полосы частот является фильтром Найквиста.
4. Система мобильной связи, содержащая
передатчик, который выполняет передачу данных со скоростью передачи 2400·(n+1) бит/с, где n - натуральное число, и
приемник, который принимает данные, переданные из передатчика, отличающаяся тем, что
передатчик включает в себя
средство кодирования, предназначенное для кодирования предварительно определенных данных, чтобы генерировать двоичный сигнал,
средство преобразования символов, предназначенное для последовательного преобразования двоичного сигнала, сгенерированного с помощью средства кодирования, в 2(n+1)-ичный символ, который включает в себя (2(n+l)+1-2k) значений, где 1≤k≤2(n+1), (n+1) бит за один раз, и вывода символа,
первый фильтр основной полосы частот, который блокирует ненужную частотную составляющую символа, введенного из средства преобразования символов, и выводит колебательный сигнал, и
средство сдвига и модуляции (ЧМ) частоты, предназначенное для передачи в приемник сигнала, который получен с помощью сдвига, чтобы модулировать частоту в соответствии с величиной амплитуды колебательного сигнала, введенного из первого фильтра основной полосы частот,
приемник включает в себя
средство демодуляции, предназначенное для демодуляции сигнала, переданного из передатчика и принятого, и вывода 2(n+1)-ичного сигнала,
второй фильтр основной полосы частот, который блокирует ненужную частотную составляющую 2(n+l)-ичного сигнала, выведенного из средства демодуляции, и выводит 2(n+l)-ичный сигнал,
средство преобразования двоичного сигнала, предназначенное для последовательного преобразования 2(n+l)-ичного сигнала, введенного из второго фильтра основной полосы частот, в двоичный сигнал из (n+1) бит, и вывода двоичного сигнала,
средство декодирования, предназначенное для декодирования двоичного сигнала, введенного из средства преобразования двоичного сигнала, и вывода предварительно определенных данных, и,
когда выводят символ ±(2(n+1)-1) из средства преобразования символов, сдвиг частоты сигнала, выведенного из средства сдвига и модуляции частоты, устанавливают таким образом, чтобы он принимал значение в диапазоне от ±0,822 кГц до ±0,952 кГц.
5. Система мобильной связи по п.4, отличающаяся тем, что первый и второй фильтры основной полосы частот являются фильтрами Найквиста.
6. Система мобильной связи по п.4 или 5, отличающаяся тем, что
первый фильтр основной полосы частот включает в себя фильтр с характеристикой корня из возведенного в степень косинуса и фильтр с характеристикой sinc,
второй фильтр основной полосы частот включает в себя фильтр с характеристикой корня из возведенного в степень косинуса и фильтр с характеристикой 1/sinc, который имеет характеристику, обратную характеристике фильтра с характеристикой sinc, и
номинальный сдвиг частоты символа ±(2(n+1)-1) установлен в π/2√2 раз большее значение, чем сдвиг частоты сигнала, выведенного из средства сдвига и модуляции частоты.
7. Система мобильной связи по п.4 или п.5, отличающаяся тем, что
первый и второй фильтры основной полосы частот включают в себя фильтры с характеристикой корня из возведенного в степень косинуса и
номинальный сдвиг частоты символа ±(2(n+l)-1) установлен в 1/√2 раз большую величину, чем сдвиг частоты сигнала, выведенного из средства сдвига и модуляции частоты.
8. Система мобильной связи по п.4 или п.5, отличающаяся тем, что
первый фильтр основной полосы частот включает в себя фильтр с характеристикой возведенного в степень косинуса и фильтр с характеристикой 1/sinc,
второй фильтр основной полосы включает в себя фильтр с характеристикой sinc, который имеет характеристику, обратную характеристике фильтра с характеристикой 1/sinc, и
номинальный сдвиг частоты символа ±(2(n+l)-1) установлен в 2/π раз большее значение, чем сдвиг частоты сигнала, выведенного из средства сдвига и модуляции частоты.
9. Способ модуляции в системе мобильной связи, которая выполняет передачу данных со скоростью передачи 2400 многозначных символов в секунду, отличающийся тем, что содержит следующие этапы:
этап, на котором блокируют ненужную частотную составляющую введенного многозначного символа и выводят колебательный сигнал; и
этап сдвига и модуляции частоты, на котором сдвигают, чтобы модулировать частоту выходного сигнала в соответствии с величиной амплитуды введенного колебательного сигнала, и при этом
на этапе сдвига и модуляции частоты обработку сигнала выполняют таким образом, что, когда вводят символ, имеющий максимальную абсолютную величину, выходной сигнал имеет абсолютную величину сдвига частоты в диапазоне от 0,822 кГц до 0,952 кГц.
10. Способ модуляции в системе мобильной связи, которая выполняет передачу данных со скоростью передачи 2400·(n+1) бит/с, где n - натуральное число, отличающийся тем, что содержит следующие этапы:
этап преобразования символов, на котором последовательно преобразуют двоичный сигнал, сгенерированный с помощью кодирования предварительно определенных данных, в 2(n+l)-ичный символ, который включает в себя (2(n+l)+1-2k) значений, где 1≤k≤2(n+1), (n+1) бит за один раз, и выводят символ;
этап, на котором блокируют ненужную частотную составляющую символа, введенного из средства преобразования символов, и выводят колебательный сигнал; и
этап сдвига и модуляции частоты, на котором сдвигают для модуляции частоты выходного сигнала в соответствии с величиной амплитуды введенного колебательного сигнала, и при этом,
когда символ ±(2(n+l)-1) выводят из этапа преобразования символов, сдвиг частоты выходного сигнала из этапа сдвига и модуляции частоты устанавливают таким образом, чтобы он принимал значение в диапазоне от ±0,822 кГц до ±0,952 кГц.
11. Способ связи в системе мобильной связи, включающей в себя передатчик, который выполняет передачу данных со скоростью передачи 2400·(n+1) бит/с, где n - натуральное число, и приемник, который принимает данные, переданные из передатчика, отличающийся тем, что содержит следующие этапы:
этап кодирования, на котором кодируют предварительно определенные данные, чтобы сгенерировать двоичный сигнал;
этап преобразования символов, на котором последовательно преобразуют двоичный сигнал, сгенерированный с помощью этапа кодирования, в 2(n+l)-ичный символ, который включает в себя (2(n+l)+1-2k) значений, где 1≤k≤2(n+1), (n+1) бит за один раз, и выводят символ;
этап, на котором блокируют ненужную частотную составляющую символа, введенного из этапа преобразования символов, и выводят колебательный сигнал;
этап сдвига и модуляции частоты, на котором передают в приемник сигнал, который получен с помощью сдвига, для модуляции частоты в соответствии с величиной амплитуды колебательного сигнала, введенного из первого фильтра основной полосы частот;
этап демодуляции, на котором выполняют демодуляцию сигнала, переданного из передатчика и принятого, и выводят 2(n+1)-ичный сигнал;
этап, на котором блокируют ненужную частотную составляющую 2(n+1)-ичного сигнала, выведенного из этапа демодуляции, и выводят 2(n+1)-ичный сигнал;
этап преобразования двоичного сигнала, на котором последовательно преобразуют введенный 2(n+1)-ичный сигнал в двоичный сигнал из (n+1) бит и выводят двоичный сигнал; и
этап декодирования, на котором декодируют двоичный сигнал, введенный из этапа преобразования двоичного сигнала, и выводят предварительно определенные данные; и при этом,
когда выводят символ ±(2(n+1)-1) из этапа преобразования символов, сдвиг частоты сигнала, выведенного из этапа сдвига и модуляции частоты, устанавливают таким образом, чтобы он принимал значение в диапазоне от ±0,822 кГц до ±0,952 кГц.
| US 5761243 A1, 02.06.1998 | |||
| ДВУХРЕЖИМНАЯ СИСТЕМА СВЯЗИ С ЧАСТОТНОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ И С МНОЖЕСТВЕННЫМ ДОСТУПОМ С КОДОВЫМ РАЗДЕЛЕНИЕМ КАНАЛОВ | 1995 |
|
RU2142205C1 |
| Приспособление для точного наложения листов бумаги при снятии оттисков | 1922 |
|
SU6A1 |
| Топчак-трактор для канатной вспашки | 1923 |
|
SU2002A1 |
