СПОСОБ И УСТРОЙСТВО ДЛЯ РЕАЛИЗАЦИИ ПОКАЗАТЕЛЯ КАЧЕСТВА ЦИФРОВОГО СИГНАЛА Российский патент 2012 года по МПК H04L1/20 

ОБЛАСТЬ ТЕХНИКИ, К КОТОРОЙ ОТНОСИТСЯ ИЗОБРЕТЕНИЕ

Это изобретение относится к приемникам цифрового широковещания, а более точно к способам и устройству для реализации показателя качества сигнала цифрового радиоприемника для цифрового сигнала OFDM (мультиплексирования с ортогональным частотным разделением каналов).

УРОВЕНЬ ТЕХНИКИ

Технология цифрового широковещания доставляет цифровые звуковые и информационные услуги на мобильные, портативные и стационарные приемники. Один из типов цифрового широковещания, указываемый ссылкой как внутриполосное подканальное (IBOC) цифровое аудиошироковещание (DAB), использует наземные передатчики в существующих радиодиапазонах средних частот (СЧ, MF) и очень высоких частот (ОВЧ, VHF). Технология HD Radio™, разработанная корпорацией iBiquity Digital, является одним из примеров IBOC реализации для цифрового радиошироковещания и приема.

Сигналы IBOC DAB могут передаваться в гибридном формате, включающем в себя несущую с аналоговой модуляцией в комбинации с множеством несущих с цифровой модуляцией, или в полностью цифровом формате, в котором несущая с аналоговой модуляцией не используется. С использованием гибридного режима широковещательные станции могут продолжать передавать аналоговые АМ (амплитудно-модулированные, AM) и ЧМ (частотно-модулированные, FM) одновременно с более высококачественными и более устойчивыми к ошибкам цифровыми сигналами, дающими им самим и их слушателям возможность осуществлять перестройку с аналогового на цифровое радио наряду с сохранением своих текущих распределений частот.

Одним из признаков цифровых систем передачи является неотъемлемая возможность одновременно передавать как представленное в цифровой форме аудио, так и данные. Таким образом, технология также предусматривает беспроводные информационные услуги со станций АМ и ЧМ-широковещания. Широковещательные сигналы могут включать в себя метаданные, такие как имя артиста, название песни или позывные станции. Специальные сообщения о событиях, дорожном движении и погоде также могут быть включены в состав. Например, информация о дорожном движении, прогнозы погоды, новости и спортивные показатели - все могут прокручиваться через устройство отображения радиоприемника, в то время как пользователь слушает радиостанцию.

Технология IBOC DAB может обеспечивать аудио цифрового качества лучше существующих форматов аналогового вещания. Так как сигнал IBOC DAB передается в пределах спектральной маски существующего распределения АМ или FM-каналов, он не требует новых выделений спектра. IBOC DAB способствуют экономии спектра наряду с предоставлением широковещательным станциям возможности поставлять аудио цифрового качества современной базе слушателей.

Мультивещание, способность доставлять несколько программ или потоков данных по одному каналу в АМ или ЧМ-спектре дает станциям возможность широковещательно передавать многочисленные потоки данных по отдельным дополнительным или подканалам основной частоты. Например, многочисленные потоки данных могут включать в себя альтернативные музыкальные форматы, местного дорожного движения, погоды, новостные и спортивные. Дополнительные каналы могут подвергаться доступу таким же образом, как частота обычной станции, с использованием функций поиска и настройки. Например, если сигнал с аналоговой модуляцией центрирован на 94,1 МГц, одна и та же широковещательная передача в IBOC DAB может включать в себя дополнительные каналы 94.1-1, 94.1-2 и 94.1-3. Высоко специализированные программы на дополнительных каналах могут доставляться узким целевым аудиториям, создавая больше благоприятных возможностей, чтобы рекламодатели объединяли свои торговые марки с контентом программ. В качестве используемого в материалах настоящей заявки мультивещание включает в себя передачу одной или более программ на одиночном канале цифрового радиошироковещания или в одиночном сигнале цифрового радиошироковещания. Контент мультивещания может включать в себя услугу основной программы (MPS), услуги дополнительной программы (SPS), служебные данные программ (PSD) и/или другие широковещательные данные.

Национальный комитет по системам радиовещания, устанавливающая стандарты организация, финансируемая Национальной ассоциацией широковещательных компаний и Ассоциацией бытовой электроники, переняла стандарт IBOC, обозначенный NRSC-5A, в сентябре 2005 года. NRSC-5A, раскрытие которого включено в материалы настоящей заявки посредством ссылки, формулирует требования к широковещанию цифрового аудио и служебных данных по радиошироковещательным АМ и ЧМ-каналам. Стандарт и его ссылочные документы содержат в себе подробные разъяснения подсистемы радиопередачи с канальным кодированием и модуляцией и подсистемы переноса и уплотнения сигналов звукового сопровождения. Копии стандарта могут быть получены у NRSC на http://www.nrscstandards.org/standards.asp. Технология HD Radio™ от iBiquity является реализацией стандарта IBOC NRSC-5A. Дополнительная информация касательно технологии HD Radio^TM может быть найдена на www.hdradio.com и www.ibiquity.com.

Другие типы систем цифрового радиошироковещания включают в себя спутниковые системы, такие как XM Radio, Sirius и WorldSpace, и наземные системы, такие как Всемирное цифровое радио (DRM), Eureka 147 (имеющая торговую марку DAB), версия 2 DAB и FMeXtra. В качестве используемой в материалах настоящей заявки фраза «цифровое радиошироковещание» охватывает цифровое аудиошироковещание, в том числе внутриполосное подканальное радиошироковещание, а также другое цифровое наземное радиошироковещание и спутниковое радиошироковещание.

Было бы желательно иметь показатель для качества принятого цифрового сигнала, так как целый ряд приложений требует точного указания качества сигнала, в том числе, например, функция поискового сканирования, разрешение конфликтов, разнесенных на 300 кГц источников помех, выбор боковой полосы первого смежного источника помех и коммутация с разнесением. Также было бы желательным, чтобы этот показатель получался быстро и был эффективным и надежным для гибридных и полностью цифровых ЧМ-сигналов. Также было бы желательно минимизировать любые изменения в отношении существующих аппаратных средств и программного обеспечения приемника HD Radio™ при реализации расчета показателя.

СУЩНОСТЬ ИЗОБРЕТЕНИЯ

В первом аспекте изобретение представляет способ для детектирования цифрового радиосигнала. Цифровой радиосигнал включает в себя последовательность символов, каждый из которых составлен из множества отсчетов. Способ включает в себя этапы приема цифрового радиосигнала, выявление формы сигнала корреляции, имеющей пик, который соответствует границе символа, нормализацию формы сигнала корреляции и расчет пикового значения нормализованной формы сигнала корреляции, при этом пиковое значение представляет качество принятого цифрового радиосигнала.

Цифровой радиосигнал может содержать верхнюю и нижнюю боковые полосы, и способ может независимо применяться к каждой из боковых полос для создания пиковых значений нормализованных форм сигнала корреляции для каждой из боковых полос. Показатель качества цифрового сигнала может подвергаться подтверждению действительности посредством расчета дельты индексов пиков. Способ может включать в себя расчет индекса пика, соответствующего пиковому значению для нормализованных форм сигнала корреляции для верхней и нижней боковых полос. В таком случае может определяться дельта индексов пиков, представляющая разность между индексами пиков для верхней и нижней боковых полос, а дельта индексов пиков и пиковые значения для верхней и нижней боковых полос могут сравниваться с пороговыми значениями. Показатель качества цифрового сигнала также может подвергаться подтверждению действительности посредством расчета разности уходов частоты между верхней и нижней боковыми полосами и определения, удовлетворяет ли разность определенному пороговому значению, тем самым указывая, является ли детектированный сигнал требуемым интересующим сигналом или смежным мешающим сигналом.

В еще одном аспекте изобретение представляет приемник для детектирования цифрового радиосигнала. Цифровой радиосигнал включает в себя последовательность символов, каждый из которых составлен из множества отсчетов. Приемник включает в себя вход для приема цифрового радиосигнала и процессор для расчета пикового значения, которое соответствует границе символа нормализованной формы сигнала корреляции, при этом пиковое значение представляет качество принятого цифрового радиосигнала.

КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ЧЕРТЕЖЕЙ

Фиг. 1 - структурная схема передатчика для использования в системе основнополосного подканального цифрового радиошироковещания.

Фиг. 2 - схематическое представление гибридной формы IBOC ЧМ-сигнала.

Фиг. 3 - схематическое представление расширенной гибридной формы IBOC ЧМ-сигнала.

Фиг. 4 - схематическое представление полностью цифровой формы IBOC ЧМ-сигнала.

Фиг. 5 - схематическое представление гибридной формы IBOC АМ-сигнала.

Фиг. 6 - схематическое представление полностью цифровой формы АМ-сигнала IBOC DAB.

Фиг. 7 - функциональная структурная схема АМ-приемника IBOC DAB.

Фиг. 8 - функциональная структурная схема ЧМ-приемника IBOC DAB.

Фиг. 9a и 9b - схемы логического стека протоколов IBOC DAB с ракурса широковещания.

Фиг. 10 - схема логического стека протоколов IBOC DAB с ракурса приемника.

Фиг. 11a - графическое представление сигнала OFDM в частотной области.

Фиг. 11b - графическое представление сигнала OFDM во временной области.

Фиг. 11c - графическое представление пиков сигнала сопряженного произведения, представляющих границы символа.

Фиг. 11d - графическая иллюстрация сопряженных произведений, умноженных на соответственные убывания амплитуд.

Фиг. 12 - структурная схема одного из вариантов модуля захвата.

Фиг. 13a, 13b и 13c - графические представления синхронизации символа для модуля выявления пиков.

Фиг. 14 - блок-схема последовательности операций способа первой части обработки захвата сигнала.

Фиг. 15 - функциональная структурная схема, которая иллюстрирует алгоритм захвата.

Фиг. 16 - функциональная структурная схема комбинации боковых полос.

Фиг. 17 - схема, которая иллюстрирует нормализацию формы сигнала возле границы символа.

Фиг. 18 - график нормализованного корреляционного пика.

Фиг. 19 - блок-схема последовательности операций способа второй части обработки захвата сигнала.

Фиг. с 20 по 24 - графики вероятности остановки на конкретной частоте для различных условий в приложении поискового сканирования показателя качества цифрового сигнала согласно настоящему изобретению.

ПОДРОБНОЕ ОПИСАНИЕ ИЗОБРЕТЕНИЯ

Фиг. 1-13 и сопроводительное описание в материалах настоящей заявки дают общее описание системы IBOC, в том числе конструкции и работы вещательного оборудования, конструкции и работы приемника, и структуру форм сигналов IBOC DAB. Фиг. 14-24 и сопроводительное описание в материалах настоящей заявки дают подробное описание конструкции и работы модуля захвата для реализации показателя качества цифрового сигнала согласно аспекту настоящего изобретения.

СИСТЕМА И ФОРМЫ СИГНАЛОВ IBOC

Со ссылкой на чертежи, фиг. 1 - функциональная структурная схема важных компонентов студийной установки 10, установки 12 ЧМ-передатчика, линии 14 студийного передатчика (STL), которые могут использоваться для широковещательной передачи ЧМ-сигнала IBOC DAB. Студийная установка включает в себя, среди прочего, оборудование 34 автоматизации студии, центр 16 работы ансамбля (EOC), который включает в себя импортер 18, экспортер 20 и вспомогательный служебный блок 22 задающего генератора (EASU) и передатчик 48 STL. Установка передатчика включает в себя приемник 54 STL, цифровой задающий генератор 56, который включает в себя подсистему 58 машины задающего генератора (задающей машины) и аналоговый задающий генератор 60. Несмотря на то что на фиг. 1 экспортер является находящимся в студийной установке радиостанции, а задающий генератор расположен в установке передачи, эти элементы могут быть совместно расположены в установке передачи.

В студийной установке оборудование автоматизации студии выдает аудио 42 услуги основной программы (MPS) в EASU, данные 40 MPS в экспортер, аудио 38 услуги дополнительной программы (SPS) в импортер и данные 36 SPS в импортер. Аудио MPS служит в качестве источника основных аудиопрограмм. В гибридных режимах оно сохраняет существующие форматы аналоговых радиопрограмм как в аналоговых, так и цифровых передачах. Данные MPS, также известные как служебные данные программ (PSD), включают в себя информацию, такую как название музыки, артист, наименование альбома и т. д. Услуга дополнительной программы может включать в себя дополнительный аудиоконтент, а также ассоциативно связанные с программой данные.

Импортер содержит в себе аппаратные средства и программное обеспечение для поставки современных прикладных услуг (AAS). «Услуга» является контентом, который доставляется пользователям посредством широковещания IBOC DAB, и AAS может включать в себя любой тип данных, которые не классифицированы в качестве MPS, SPS или услуги информации о станции (SIS). SIS выдает информацию о станции, такую как позывной, абсолютное время, положение, соотнесенное с GPS, и т. д. Примеры данных AAS включают в себя информацию реального времени о дорожном движении и погоде, обновления навигационных карт или другие изображения, электронные программы передач, мультимедийные программы, другие звуковые услуги и другой контент. Контент для AAS может поставляться поставщиком 44 услуг, который выдает данные 46 услуги в импортер через программный интерфейс приложения (API). Поставщики услуг могут быть вещательными станциями, расположенными в студийных установках, или поставщиками услуг и контента третьей стороны с внешним источником. Импортер может устанавливать сеансовые соединения между многочисленными поставщиками услуг. Импортер кодирует и мультиплексирует данные 46 услуг, аудио 38 SPS и данные 36 SPS, чтобы создавать данные 24 линии экспортера, которые выдаются в экспортер через канал передачи данных.

Экспортер 20 содержит в себе аппаратные средства и программное обеспечение, необходимые, чтобы поставлять услуги основной программы и SIS для радиошироковещания. Экспортер принимает цифровое аудио 26 MPS через аудиоинтерфейс и сжимает аудио. Экспортер также мультиплексирует данные 40 MPS, данные 24 линии экспортера и сжатое цифровое аудио MPS для создания данных 52 линии задающего генератора. В дополнение, экспортер принимает аналоговое аудио 28 MPS через свой аудиоинтерфейс и применяет к нему предварительно запрограммированную задержку, чтобы создавать задержанные сигналы 30 аналогового аудио MPS. Это аналоговое аудио может широковещательно передаваться в качестве резервного канала для гибридных широковещательных передач IBOC DAB. Задержка компенсирует системную задержку цифрового аудио MPS, предоставляя приемникам возможность переходить между цифровой и аналоговой программой без сдвига во времени. В системе АМ-передачи задержанный сигнал 30 аудио MPS преобразуется экспортером в монофонический сигнал и отправляется непосредственно в STL в качестве части данных 52 линии задающего генератора.

EASU 22 принимает аудио 42 MPS из оборудования автоматизации студии, перестраивает его скорость передачи на надлежащий системный тактовый генератор и выводит две копии сигнала, одну цифровую (26) и одну аналоговую (28). EASU включает в себя GPS-приемник, который присоединен к антенне 25. GPS-приемник предоставляет EASU возможность получать сигнал главного генератора тактовых импульсов, который синхронизируется тактовым сигналом задающего генератора посредством использования блоков GPS. EASU предоставляет главный системный тактовый генератор, используемый экспортером. EASU также используется, чтобы отводить (или перенаправлять) аналоговое аудио MPS от прохождения через экспортер в случае, если экспортер имеет катастрофический отказ и больше не является рабочим. Отведенное аудио 32 может подаваться непосредственно в передатчик STL, устраняя случай мертвого эфира.

Передатчик 48 STL принимает задержанное аналоговое аудио 50 MPS и данные 52 линии задающего генератора. Он выдает данные линии задающего генератора и задержанное аналоговое аудио MPS через линию 14 STL, которая может быть однонаправленной или двунаправленной. Линия STL, например, может быть цифровой микроволновой или линией связи Ethernet и может использовать стандартный протокол дейтаграмм пользователя или стандартный TCP/IP (протокол управления передачей/межсетевой протокол).

Установка передатчика включает в себя приемник 54 STL, задающий генератор 56 и аналоговый задающий генератор 60. Приемник 54 STL принимает данные линии задающего генератора, включающие в себя аудиосигналы и сигналы данных, а также сообщения команд и управления через линию 14 STL. Данные линии задающего генератора пересылаются в задающий генератор 56, который вырабатывает форму сигнала IBOC DAB. Задающий генератор включает в себя основной процессор, цифровой преобразователь с повышением частоты, радиочастотный преобразователь с повышением частоты и подсистему 58 задающей машины. Задающая машина принимает данные линии задающего генератора и модулирует цифровую часть формы сигнала IBOC DAB. Цифровой преобразователь с повышением частоты задающего генератора 56 осуществляет преобразование из цифровой в аналоговую форму основнополосной части выходного сигнала задающей машины. Цифроаналоговое преобразование основано на тактовом сигнале GPS, общем для такового у основанного на GPS тактового сигнала задающего генератора, полученного из EASU. Таким образом, задающий генератор 56 включает в себя блок и антенну 57 GPS. Альтернативный способ для синхронизации тактовых генераторов экспортера и задающего генератора может быть найден в заявке на выдачу патента США под порядковым № 11/081,267 (публикация № 2006/0209941 A1), раскрытие которой настоящим включено в состав посредством ссылки. Радиочастотный преобразователь с повышением частоты задающего генератора преобразует с повышением частоты аналоговый сигнал в надлежащую внутриполосную частоту канала связи. Преобразованный с повышением частоты сигнал затем пересылается на усилитель 62 большой мощности и антенну 64 для широковещательной передачи. В системе АМ-передачи подсистема задающей машины когерентно добавляет резервное аналоговое аудио MPS к цифровой форме сигнала в гибридном режиме; таким образом, система АМ-передачи не включает в себя аналоговый задающий генератор 60. В дополнение, задающий генератор 56 вырабатывает информацию о фазе и амплитуде, и аналоговый сигнал выводится непосредственно в усилитель большой мощности.

Сигналы IBOC DAB могут передаваться как в АМ, так и ЧМ-радиодиапазонах с использованием многообразия форм сигналов. Формы сигналов включают в себя гибридную форму ЧМ-сигнала IBOC DAB, полностью цифровую форму ЧМ-сигнала IBOC DAB, гибридную форму АМ-сигнала IBOC DAB и полностью цифровую форму АМ-сигнала IBOC DAB.

Фиг. 2 - схематическое представление гибридной формы 70 ЧМ-сигнала IBOC. Форма сигнала включает в себя сигнал 72 с аналоговой модуляцией, расположенный в центре радиовещательного канала 74, первое множество равноразнесенных мультиплексированных с ортогональным частотным разделением каналов поднесущих 76 в верхней боковой полосе 78 и второе множество равноразнесенных мультиплексированных с ортогональным частотным разделением каналов поднесущих 80 в нижней боковой полосе 82. Поднесущие с цифровой модуляцией поделены на разделы, и различные поднесущие обозначены в качестве опорных поднесущих. Частотный раздел является группой из 19 поднесущих OFDM, содержащей в себе 18 поднесущих данных и одну опорную поднесущую.

Гибридная форма сигнала включает в себя ЧМ-сигнал с аналоговой модуляцией плюс первичные основные поднесущие с цифровой модуляцией. Поднесущие расположены в равноразнесенных частотных местоположениях. Местоположения поднесущих пронумерованы от -546 до +546. В форме сигнала по фиг. 2 поднесущие находятся в местоположениях с +356 по +546 и с -356 по -546. Каждая первичная основная боковая полоса составлена из десяти частотных разделов. Поднесущие 546 и -546, также включенные в первичные основные боковые полосы, являются дополнительными опорными поднесущими. Амплитуда каждой поднесущей может масштабироваться масштабным коэффициентом амплитуды.

Фиг. 3 - схематическое представление расширенной гибридной формы 90 IBOC ЧМ-сигнала. Расширенная гибридная форма сигнала создается добавлением первичных расширенных боковых полос 92, 94 к первичным основным боковым полосам, присутствующим в гибридной форме сигнала. Один, два или четыре раздела частот могут добавляться к внутренней границе каждой первичной основной боковой полосы. Расширенная гибридная форма сигнала включает в себя аналоговый ЧМ-сигнал плюс первичные основные поднесущие с цифровой модуляцией (поднесущие с +356 по +546 и с -356 по -546) и некоторые или все первичные расширенные поднесущие (поднесущие с +280 по +355 и с -280 по -355).

Верхние первичные расширенные боковые полосы включают в себя поднесущие с 337 по 355 (один раздел частот), с 318 по 355 (два раздела частот) или с 280 по 355 (четыре раздела частот). Нижние первичные расширенные боковые полосы включают в себя поднесущие с -337 по -355 (один раздел частот), с -318 по -355 (два раздела частот) или с -280 по -355 (четыре раздела частот). Амплитуда каждой поднесущей может масштабироваться масштабным коэффициентом амплитуды.

Фиг. 4 - схематическое представление полностью цифровой формы 100 IBOC ЧМ-сигнала. Полностью цифровая форма сигнала построена маскированием аналогового сигнала, полным расширением полосы пропускания первичных цифровых боковых полос 102, 104 и добавлением вторичных боковых полос 106, 108 малой мощности в спектре, освобожденном аналоговым сигналом. Полностью цифровая форма сигнала в проиллюстрированном варианте осуществления включает в себя поднесущие с цифровой модуляцией в местоположениях с -546 по +546 поднесущих, без аналогового ЧМ-сигнала.

В дополнение к десяти основным разделам частот, все четыре расширенных раздела частот присутствуют в каждой первичной боковой полосе полностью цифровой формы сигнала. Каждая вторичная боковая полоса также имеет десять вторичных основных (SM) и четыре вторичных расширенных (SX) разделов частот. В отличие от первичных боковых полос, однако, вторичные основные разделы частот отображены ближе к центру канала с расширенными разделами частот дальше от центра.

Каждая вторичная боковая полоса также поддерживает небольшую вторичную защищенную (SP) область 110, 112, включающую в себя 12 поднесущих OFDM и опорные поднесущие 279 и -279. Боковые полосы указаны ссылкой как «защищенные», так как они расположены в зоне спектра, наименее вероятно подверженной влиянию аналоговой или цифровой помехи. Дополнительная опорная поднесущая размещена в центре канала (0). Упорядочение разделов частот у области SP не применяется, поскольку область SP не содержит в себе разделов частот.

Каждая вторичная основная боковая полоса охватывает поднесущие с 1 по 190 или с -1 по -190. Верхняя вторичная расширенная боковая полоса включает в себя поднесущие со 191 по 266, а верхняя вторичная защищенная боковая полоса включает в себя поднесущие с 267 по 278, плюс дополнительная опорная поднесущая 279. Нижняя вторичная расширенная боковая полоса включает в себя поднесущие со -191 по -266, а нижняя вторичная защищенная боковая полоса включает в себя поднесущие с -267 по -278, плюс дополнительная опорная поднесущая -279. Общим диапазоном частот взятого в целом полностью цифрового спектра является 396803 Гц. Амплитуда каждой поднесущей может масштабироваться масштабным коэффициентом амплитуды. Масштабные коэффициенты амплитуды вторичной боковой полосы могут быть выбираемыми пользователем. Любая одна из четырех может выбираться для применения к вторичным боковым полосам.

В каждой из форм сигнала цифровой сигнал модулируется с использованием мультиплексирования с ортогональным частотным разделением каналов (OFDM). OFDM является параллельной схемой модуляции, в которой поток данных модулирует большое количество ортогональных поднесущих, которые передаются одновременно. OFDM является гибким по своему существу, без труда предоставляя возможность отображения логических каналов в разные группы поднесущих.

В гибридной форме сигнала цифровой сигнал передается в первичных основных (PM) боковых полосах по любую сторону аналогового ЧМ-сигнала в гибридной форме сигнала. Уровень мощности каждой боковой полосы заметно ниже полной мощности в аналоговом ЧМ-сигнале. Аналоговый сигнал может быть монофоническим или стереофоническим и может включать в себя каналы авторизации вспомогательной связи (SCA).

В расширенной гибридной форме сигнала полоса пропускания гибридных боковых полос может быть расширена по отношению к аналоговому ЧМ-сигналу для увеличения цифровой емкости. Этот дополнительный спектр, выделенный у внутренней границы каждой первичной основной боковой полосы, назван первичной расширенной (PX) боковой полосой.

В полностью цифровой форме сигнала аналоговый сигнал удаляется, а полоса пропускания первичных цифровых боковых полос расширяется полностью, как в расширенной гибридной форме сигнала. В дополнение, эта форма сигнала предоставляет цифровым вторичным боковым полосам малой мощности возможность передаваться в спектре, освобожденном аналоговым ЧМ-сигналом.

Фиг. 5 - схематическое представление гибридной формы 120 АМ-сигнала IBOC DAB. Гибридный формат включает в себя традиционный аналоговый АМ-сигнал 122 (ограниченный по полосе до приблизительно ±5 кГц) наряду с сигналом 124 DAB шириной в приблизительно 30 кГц. Спектр заключен в пределах канала 126, имеющего полосу пропускания приблизительно в 30 кГц. Канал делится на верхнюю 130 и нижнюю 132 полосы частот. Верхняя полоса тянется от центральной частоты канала на приблизительно +15 кГц от центральной частоты. Нижняя полоса тянется от центральной частоты канала на приблизительно -15 кГц от центральной частоты.

Гибридный формат АМ-сигнала IBOC DAB в одном из примеров содержит сигнал 134 несущей с аналоговой модуляцией плюс местоположения поднесущих OFDM, охватывающих верхнюю и нижнюю полосы. Кодированная цифровая информация, представляющая аудиосигналы или сигналы данных (материал программ), передается на поднесущих. Частота символов является меньшей, чем период поднесущих вследствие защитного интервала между символами.

Как показано на фиг. 5, верхняя полоса разделена на первичную секцию 136, вторичную секцию 138 и третичную секцию 144. Нижняя полоса разделена на первичную секцию 140, вторичную секцию 142 и третичную секцию 143. С целью этого пояснения третичные секции 143 и 144 могут считаться включающими в себя множество групп поднесущих, помеченных 146, 148, 150 и 152 на фиг. 5. Поднесущие в пределах третичных секций, которые расположены возле центра канала, указываются ссылкой как внутренние поднесущие, а поднесущие в пределах третичных секций, которые расположены дальше от центра канала, указываются ссылкой как внешние поднесущие. В этом примере уровень мощности внутренних поднесущих в группах 148 и 150 показан линейно падающим в зависимости от частотного интервала от центральной частоты. Оставшиеся группы поднесущих 146 и 152 в третичных секциях имеют по существу постоянные уровни мощности. Фиг. 5 также показывает две опорные поднесущие 154 и 156 для управления системой, чьи уровни зафиксированы на значении, которое отлично от других боковых полос.

Мощность поднесущих в цифровых боковых полосах находится значительно ниже полной мощности в аналоговом АМ-сигнале. Уровень каждой поднесущей OFDM в пределах заданной первичной или вторичной секции зафиксирован на постоянном значении. Первичные или вторичные секции могут масштабироваться относительно друг друга. В дополнение, информация о состоянии и управляющая информация передается на опорных поднесущих, расположенных по обе стороны основной несущей. Отдельный логический канал, такой как канал IBOC информационной услуги (IDS), может передаваться на отдельных поднесущих непосредственно выше и ниже границ частот верхней и нижней вторичных боковых полос. Уровень мощности каждой первичной поднесущей OFDM зафиксирован относительно немодулированной основной аналоговой несущей. Однако уровень мощности вторичных поднесущих, поднесущих логического канала и третичных поднесущих является настраиваемым.

С использованием формата модуляции по фиг. 5 несущая с аналоговой модуляцией и поднесущие с цифровой модуляцией передаются в пределах канальной маски, специфицированной для стандартного АМ-радиошироковещания в Соединенных Штатах. Гибридная система использует аналоговый АМ-сигнал для настройки и резервирования.

Фиг. 6 - схематическое представление назначения поднесущих для полностью цифровой формы АМ-сигнала IBOC DAB. Полностью цифровой АМ-сигнал 160 IBOC DAB включает в себя первую и вторую группы 162 и 164 равноотстоящих поднесущих, указываемые ссылкой как первичные поднесущие, которые расположены в верхней и нижней полосах 166 и 168. Третья и четвертая группы 170 и 172 поднесущих, указываемые ссылкой как вторичные и третичные поднесущие соответственно, также расположены в верхней и нижней полосах 166 и 168. Две опорные поднесущие 174 и 176 третьей группы лежат наиболее близко к центру канала. Поднесущие 178 и 180 могут использоваться для передачи информационных данных программы.

Фиг. 7 - упрощенная функциональная структурная схема АМ-приемника 200 IBOC DAB. Приемник включает в себя вход 202, присоединенный к антенне 204, тюнер или входные каскады 206 и цифровой преобразователь 208 с понижением частоты для формирования основнополосного сигнала на линии 210. Аналоговый демодулятор 212 демодулирует часть с аналоговой модуляцией основнополосного сигнала для формирования сигнала аналогового аудио на линии 214. Цифровой демодулятор 216 демодулирует часть с цифровой модуляцией основнополосного сигнала. Затем цифровой сигнал обращенно перемежается обращенным перемежителем 218 и декодируется декодером 220 Витерби. Демультиплексор 222 услуг отделяет сигналы основной и дополнительной программ от сигналов данных. Процессор 224 обрабатывает сигналы программ для создания сигнала цифрового аудио на линии 226. Сигналы аналогового и основного цифрового аудио смешиваются, как показано в блоке 228, или пропускается сигнал дополнительного цифрового аудио для создания выходного сигнала аудио на линии 230. Процессор 232 данных обрабатывает сигналы данных и вырабатывает выходные сигналы данных на линиях 234, 236 и 238. Сигналы данных, например, могут включать в себя услугу информации о станции (SIS), данные услуги основной программы (MPSD), данные услуги дополнительной программы (SPSD) и одну или более вспомогательных прикладных услуг (AAS).

Фиг. 8 - упрощенная функциональная структурная схема ЧМ-приемника 250 IBOC DAB. Приемник включает в себя вход 252, присоединенный к антенне 254, и тюнер или входные каскады 256. Принятый сигнал выдается в аналого-цифровой преобразователь и цифровой преобразователь 258 с понижением частоты для создания основнополосного сигнала на выходе 260, содержащего последовательность комплексных отсчетов сигнала. Отсчеты сигнала являются комплексными по той причине, что каждый отсчет содержит «вещественную» составляющую и «мнимую» составляющую, которая подвергнута выборке со сдвигом на 90 градусов относительно вещественной составляющей. Аналоговый демодулятор 262 демодулирует часть с аналоговой модуляцией основнополосного сигнала для формирования сигнала аналогового аудио на линии 264. Часть с цифровой модуляцией подвергнутого выборке основнополосного сигнала затем фильтруется фильтром 266 изоляции боковой полосы, который имеет полосовую частотную характеристику, содержащую совокупный набор поднесущих f₁-f_n, присутствующих в принятом сигнале OFDM. Фильтр 268 подавляет влияния первого смежного источника помех. Комплексный сигнал 298 направляется на вход модуля 296 захвата, который получает или восстанавливает ошибку или погрешность синхронизации символа OFDM либо отклонение или сдвиг частоты несущей из принятого сигнала OFDM, которые представлены в принятом комплексном сигнале 298. Модуль 296 захвата выявляет ошибку Δt синхронизации символа и отклонение частоты несущей Δf, а также информацию о состоянии и управляющую информацию. Сигнал затем демодулируется (блок 272) для демодуляции части с цифровой модуляции основнополосного сигнала. Затем цифровой сигнал обращенно перемежается обращенным перемежителем 274 и декодируется декодером 276 Витерби. Демультиплексор 278 услуг отделяет сигналы основной и дополнительной программ от сигналов данных. Процессор 280 обрабатывает сигналы основной и дополнительных программ для создания сигнала цифрового аудио на линии 282. Сигналы аналогового и основного цифрового аудио смешиваются, как показано в блоке 284, или пропускается сигнал дополнительной программы для создания выходного сигнала аудио на линии 286. Процессор 288 данных обрабатывает сигналы данных и вырабатывает выходные сигналы данных на линиях 290, 292 и 294. Сигналы данных, например, могут включать в себя услугу информации о станции (SIS), данные услуги основной программы (MPSD), данные услуги дополнительной программы (SPSD) и одну или более современных прикладных услуг (AAS).

На практике многие из функций сигнальной обработки, показанных в приемниках по фиг. 7 и 8, могут быть реализованы с использованием одной или более интегральных схем.

Фиг. 9a и 9b - схемы логического стека протоколов IBOC DAB с ракурса передатчика. С ракурса приемника логический стек будет проходиться в противоположном направлении. Большинство данных, пересылаемых между различными сущностями в пределах стека протоколов, находятся в форме модуля данных протокола (PDU). PDU является структурированным блоком данных, который создан определенным уровнем (или последовательностью операций в пределах уровня) стека протоколов. PDU данного уровня может инкапсулировать PDU со следующего более высокого уровня стека и/или включать в себя данные контента и управляющую информацию протокола, возникающие на самом уровне (или последовательности операций). PDU, сформированные каждым уровнем (или последовательностью операций) в стеке протоколов передатчика, подаются на соответствующий уровень (или последовательность операций) в стеке протоколов приемника.

Как показано на фиг. 9a и 9b, есть администратор 330 конфигураций, который является системной функцией, которая поставляет конфигурационную и управляющую информацию в различные сущности в пределах стека протоколов. Конфигурационная/управляющая информация может включать в себя определенные пользователем установочные параметры, а также информацию, сформированную изнутри системы, такую как время и положение GPS. Интерфейсы 331 услуг представляют интерфейсы для всех услуг за исключением SIS. Интерфейс услуг может быть разным для каждого из различных типов услуг. Например, для аудио MPS и аудио SPS интерфейсом услуг может быть звуковая плата. Для данных MPS и данных SPS интерфейсы могут быть в виде разных интерфейсов прикладных программ (API). Для всех информационных услуг интерфейс находится в виде единого API. Аудиокодек 332 кодирует аудио MPS и аудио SPS для формирования базового (поток 0) и необязательных расширяющих (поток 1) потоков кодированных пакетов аудио MPS и SPS, которые пересылаются в транспорт 333 аудио. Аудиокодек 332 также передает состояние неиспользуемой емкости в другие части системы, таким образом, предоставляя возможность включения в состав периодически доступных данных. Данные MPS и SPS обрабатываются транспортом 334 служебных данных программ (PSD) для создания PDU данных MPS и SPS, которые пересылаются на транспорт 333 аудио. Транспорт 333 аудио принимает кодированные аудиопакеты и PDU PSD и выдает потоки битов, содержащие в себе сжатое аудио и служебные данные программ. Транспорт 335 SIS принимает данные SIS от администратора конфигураций и формирует PDU SIS. PDU SIS может содержать в себе идентификацию станции и информацию о местоположении, тип программы, а также абсолютное время и положение, сопоставленное с GPS. Транспорт 336 данных AAS принимает данные AAS из интерфейса услуг, а также данные периодически доступной полосы пропускания из транспорта аудио и формирует PDU данных AAS, которые могут быть основаны на параметрах качества обслуживания. Функции транспорта и кодирования вместе указываются ссылкой как уровень 4 стека протоколов, а соответствующие транспортные PDU указываются ссылкой как PDU уровня 4 или PDU L4. Уровень 2, который является уровнем мультиплексирования каналов (337), принимает транспортные PDU из транспорта SIS, транспорта данных AAS, транспорта аудио и форматирует их в PDU уровня 2. PDU уровня 2 включает в себя управляющую информацию протокола и полезную нагрузку, которая может быть аудио, данными или комбинацией аудио и данных. PDU уровня 2 направляются через правильные логические каналы на уровень 1 (338), при этом логический канал является сигнальным трактом, который проводит PDU L1 через уровень 1 с заданным уровнем обслуживания. Есть многочисленные логические каналы уровня 1, основанные на режиме обслуживания, при этом режим обслуживания является специальной конфигурацией рабочих параметров, задающих пропускную способность, уровень производительности и выбранные логические каналы. Количество активных логических каналов уровня 1 и характеристики, их определяющие, меняются для каждого режима обслуживания. Информация о состоянии также пересылается между уровнем 2 и уровнем 1. Уровень 1 преобразует PDU с уровня 2 и системную управляющую информацию в форму АМ или ЧМ-сигнала IBOC DAB для передачи. Обработка уровня 1 может включать в себя скремблирование, кодирование канала, перемежение, отображение поднесущих OFDM и формирование сигнала OFDM. Выходной сигнал формирования сигнала OFDM является комплексным, основнополосным импульсом временной области, представляющим цифровую часть сигнала IBOC для конкретного символа. Дискретные символы сцепляются для формирования непрерывной формы сигнала временной области, которая модулируется для создания формы сигнала IBOC для передачи.

Фиг. 10 показывает логический стек протоколов с ракурса приемника. Форма сигнала IBOC принимается физическим уровнем, уровнем 1 (560), который демодулирует сигнал и обрабатывает его для разделения сигнала на логические каналы. Количество видов логических каналов будет зависеть от режима обслуживания и может включать в себя логические каналы P1-P3, PIDS, S1-S5 и SIDS. Уровень 1 формирует PDU L1, соответствующие логическим каналам, и отправляет PDU на уровень 2 (565), который демультиплексирует PDU L1 для создания PDU SIS, PDU AAS, PDU PSD для услуги основной программы и любых услуг дополнительных программ и PDU (базового) аудиопотока 0 и PDU (необязательного расширенного) аудиопотока 1. PDU SIS затем обрабатываются транспортом 570 SIS, чтобы синтезировать данные SIS, PDU AAS обрабатываются транспортом 575 AAS, чтобы создавать данные AAS, а PDU PSD обрабатываются транспортом 580 PSD, чтобы создавать данные MPS (MPSD) и любых данных SPS (SPSD). Данные SIS, данные AAS, MPSD и SPSD затем отправляются на пользовательский интерфейс 590. Данные SIS, если запрошены пользователем, затем могут отображаться. Подобным образом могут отображаться MPSD, SPSD или любые основанные на тексте или графические данные AAS. PDU потока 0 и потока 1 обрабатываются уровнем 4, составленным из транспорта 590 аудио и аудиодекодера 595. Может быть вплоть до N транспортов аудио, соответствующего количеству программ, принятых в форме сигнала IBOC. Каждый транспорт аудио вырабатывает кодированные пакеты MPS или пакеты SPS, соответствующие каждой из принимаемых программ. Уровень 4 принимает управляющую информацию из пользовательского интерфейса, в том числе команды, такие как сохранить или воспроизвести программы или найти или сканировать радиостанции, широковещательно передающие полностью цифровой или гибридный сигнал IBOC. Уровень 4 также выдает информацию о состоянии на пользовательский интерфейс.

Как описано ранее, цифровая часть сигнала IBOC модулируется с использованием мультиплексирования с ортогональным частотным разделением каналов (OFDM). Со ссылкой на фиг. 11a, сигнал OFDM, используемый в настоящем изобретении, характеризуется в качестве многочастотного сигнала несущей, содержащего множество равноудалено разнесенных поднесущих f₁-f_n. Смежные поднесущие, такие как f₁ и f₂, отделены друг от друга предопределенным приращением частоты, из условия, чтобы смежные поднесущие были ортогональными друг другу. Под ортогональностью понимается, что, когда надлежащим образом взвешены коэффициентами Найквиста, поднесущие не проявляют перекрестных помех. В одной из гибридных систем, включающей в себя настоящее изобретение и использующей как цифровые, так и аналоговые каналы передачи, есть 191 несущая в каждой боковой полосе с шириной полосы пропускания в 70 кГц для каждой боковой полосы. В одной из полностью цифровых реализаций настоящего изобретения есть 267 несущих в каждой боковой полосе с шириной полосы пропускания в 97 кГц для каждой боковой полосы.

Фиг. 11b показывает символ 5 OFDM во временной области. Символ имеет эффективный период символа или временную длительность T и полный период T_α символа. Требование ортогональности поднесущих OFDM создает функциональную взаимозависимость между эффективным периодом T символа и частотным интервалом между смежными поднесущими OFDM. Более точно, частотное разнесение между смежными поднесущими ограничено, чтобы быть равным обратной величине эффективного периода T символа каждого символа 5 OFDM. То есть частотное разнесение равно 1/T. Тянущимся по всему эффективному периоду T символа каждого символа 5 OFDM является предопределенное количество N равноудаленно разнесенных временных отсчетов символа (не показаны на фигуре). Кроме того, тянущимся по всему полному периоду T_α каждого символа 5 OFDM является предопределенное количество N_α=N(1+α) равноудалено разнесенных временных отсчетов символа, α - коэффициент убывания амплитуды для символа, и здесь может рассматриваться в качестве дробного множителя. Во время модуляции модулятор OFDM формирует последовательность символов 5 OFDM, каждый из которых содержит предопределенное количество временных отсчетов N_α символа, соответствующее полному периоду T_α символа, при этом первые αN отсчетов и по меньшей мере αN отсчетов каждого символа являются убывающими и имеют одинаковые фазы. В одном из вариантов осуществления предопределенным количеством N_α временных отсчетов, тянущихся по каждому полному периоду T_α символа, является 1080, предопределенным количеством N временных отсчетов, тянущихся по каждому эффективному периоду T символа, является 1024, а количеством отсчетов в каждом из первых αN отсчетов и последних αN отсчетов является 56. Эти значения являются только примерными и могут меняться в соответствии с требованиями к системе. К тому же, во время модуляции применяется циклический префикс, из условия, чтобы ведущая и замыкающая части каждого переданного символа были высоко коррелированными.

Предопределенный амплитудно-временной профиль или огибающая 11, 15, 13 накладывается на уровни сигналов этих отсчетов. Этот амплитудный профиль включает в себя симметрично поднимающиеся и падающие убывания 11, 15 амплитуды в ведущей части и замыкающей части каждого символа 5 соответственно и плоский амплитудный профиль 13, тянущийся между ними. Эти закругленные или скошенные кромки, обеспеченные во временной области, по существу, служат для уменьшения энергии нежелательных боковых лепестков в частотной области, чтобы, таким образом, давать спектрально более эффективный сигнал OFDM. Хотя полный период T_α символа у символа 5 тянется за пределами эффективного периода T символа, ортогональность между смежными поднесущими в частотной области (фиг. 11a) не компрометируется, поскольку убывания 11, 15 амплитуд символа 5 соблюдают функцию Найквиста или убывания приподнятого косинуса. Более точно, ортогональность поддерживается в настоящем изобретении благодаря комбинации взвешивания поднятым над основанием косинусом (или убыванием амплитуды) передаваемых символов и согласованной с приподнятым над основанием косинусом фильтрации принятых символов.

Ведущая и замыкающая части символа 5 OFDM совместно используют дополнительный важный признак, а именно первые αN отсчетов символа OFDM, тянущиеся по всей ведущей части символа 5 OFDM, которая имеет временную длительность αT, имеют по существу эквивалентные фазы, как последние αN отсчетов символа, тянущихся по всей замыкающей части символа 5 OFDM, которая также имеет временную длительность αT. Вновь отметим, что α является коэффициентом убывания амплитуды для символа и здесь может рассматриваться в качестве дробного множителя.

КОНСТРУКЦИЯ И РАБОТА МОДУЛЯ ЗАХВАТА

Один из вариантов осуществления базового модуля 296 захвата, описанный в патентах США под № 6539063 и 6891898, показан на фиг. 12. Принятый комплексный сигнал 298 поставляется на вход модуля 1100 выявления пиков, который обеспечивает первую стадию сигнальной обработки для получения ошибки синхронизации символа принятого сигнала OFDM. Модуль 1100 выявления пиков строит граничный сигнал 1300 на его выходе, который имеет множество пиков сигнала в нем, каждый пик сигнала представляет положение границы принятого символа для каждого принятого символа OFDM, представленного в принятом сигнале 298, поданном в модуль 1100 выявления пиков. Так как эти пики сигнала представляют положения границ принятых символов, их временные положения являются указывающими на ошибку синхронизации принятого символа. Более точно, так как приемник не имеет никакого начального или априорного знания об истинном или фактическом положении границы принятого символа, такое положение изначально предполагается или произвольно создается, чтобы дать возможность действовать обработке приемника. Модуль 296 захвата устанавливает ошибку Δt синхронизации символа, которая существует между этим априорным предположением и истинным положением границы принятого символа, таким образом, давая приемнику возможность восстанавливать и отслеживать синхронизацию символа.

При выявлении пиков сигнала, представляющих границы символов OFDM, модуль 1100 выявления пиков пользуется циклическим префиксом, приложенным передатчиком, а также предопределенные свойства убывания амплитуды и фазы, присущие ведущей и замыкающей частям каждого принятого символа OFDM. В частности, комплексно сопряженные произведения формируются между текущим отсчетом и отсчетом, предшествующим ему за N отсчетов. Такие произведения, сформированные между первыми αN отсчетами и последними αN отсчетами в каждом символе, дают пик сигнала, соответствующий каждому символу, содержащему αN сопряженных произведений, сформированных таким образом.

Математически формирование сопряженных произведений представлено, как изложено ниже. Пусть D(t) обозначает принятый сигнал OFDM, и пусть T_α=(1+α)T обозначает полную длительность или период символа OFDM, где 1/T является разнесением каналов OFDM, а α - коэффициент убывания амплитуды для символа. Пики сигнала в граничном сигнале 1300 появляются в качестве серии импульсов или пиков сигнала в сопряженных произведениях D(t)∙D^*(t-T). В результате убывания амплитуды Найквиста, наложенного на ведущую и замыкающую части каждого символа OFDM, каждый из импульсов или пиков сигнала имеет профиль амплитуды полусинусоидальной волны формы

w(t)={1/2 sin (πt/(αT)), для 0≤t≤αT, и

w(t)={0, иначе.

Кроме того, периодичностью сигнала 1300, то есть периодом серии пиков сигнала, является T_α. Со ссылкой на фиг. 11c, серия пиков сигнала, включенных в граничный сигнал 1300, имеет огибающую w(t) амплитуды, а пики разнесены на период T_α. Со ссылкой на фиг. 11d, произведение перекрывающихся наклонов 11, 15 амплитуд ведущей и замыкающей части умножает возведенные в квадрат амплитуды в сопряженных произведениях, давая в результате полусинусоидальную волну, w(t), которая имеет ширину αT длительности, соответствующую αN отсчетам.

Вновь обращаясь к фиг. 12, для каждого отсчета сигнала, введенного в модуль 1100 выявления пиков, из схемы 1250 умножителя выводится один отсчет произведения, представляющий сопряженное произведение между входным отсчетом и предшествующим отсчетом, расположенным с промежутком в T отсчетов от него. Построитель 1200 комплексно сопряженных чисел выдает на своем выходе комплексно сопряженное число каждого входного отсчета, такой выходной сигнал выдается в качестве одного из входных сигналов в умножитель 1250. Сопряженные отсчеты на этом выходе перемножаются с задержанным отсчетом, выдаваемым из схемы 1150 задержки. Этим способом комплексно сопряженные произведения формируются между принятым сигналом 298 и его задержанной копией, полученной задерживанием принятого сигнала 298 на предопределенное время T с использованием схемы 1150 задержки.

Со ссылкой на фиг. 13a, 13b и 13c проиллюстрированы соответствующие временные характеристики символа для модуля 1100 выявления пиков. Фиг. 13a представляет следующие друг за другом символы 1 и 2 OFDM, выдаваемые на входе в модуль 1100 выявления пиков. Фиг. 13b иллюстрирует задержанные варианты символов 1 и 2 OFDM в качестве выходного сигнала из схемы 1150 задержки. Фиг. 13c представляет пик сигнала, выявленный для каждого соответствующего набора отсчетов произведения N_α=N(1+α) (который в одном из рабочих вариантов осуществления равен 1080 отсчетам), серия пиков сигнала вырабатывается в ответ на сопряженное произведение между принятым сигналом по фиг. 13a и его задержанным вариантом по фиг. 13b.

В качестве отдельного примера, если период T_α принятого символа OFDM соответствует N_α=1080 отсчетам сигнала и αN отсчетов в каждой из ведущей и замыкающей частей символа соответствуют 56 отсчетам сигнала, то для каждого символа OFDM в 1080 отсчетов, введенного в модуль 1100 выявления пиков, появляется соответствующий набор 1080 отсчетов произведения в граничном сигнале 1300. В этом примере схема 1150 задержки сообщает задержку в 1024 (N) отсчетов, так что каждый отсчет, введенный в умножитель 1250, умножается на своего предшественника, отдаленный на 1024 отсчетов. Пик сигнала, выявленный таким образом для каждого соответствующего набора из 1080 отсчетов произведения, содержит только 56 сопряженных произведений, сформированных между первыми и последними 56 отсчетами каждого соответствующего символа.

Модуль 1100 выявления пиков может быть реализован любым количеством способов до тех пор, пока используется соответствие между ведущей и замыкающей частями каждого символа описанным ранее образом. Например, модуль 1100 выявления пиков может оперировать каждым отсчетом по мере того, как он прибывает, так что для каждого прибывающего отсчета выдается отсчет произведения на его выходе. В качестве альтернативы множество отсчетов может сохраняться, к примеру, в векторной форме, таким образом, создавая векторы текущих отсчетов и векторы задержанных отсчетов, такие векторы могут вводиться в векторный умножитель для формирования отсчетов векторного произведения на его выходе. В качестве альтернативы модуль выявления пиков может быть реализован, чтобы оперировать сигналами скорее непрерывного, чем подвергнутого выборке дискретного времени. Однако при таком подходе было бы желательно, чтобы входной принятый сигнал 298 также был скорее непрерывным, чем дискретизированным сигналом.

Умозрительно, граничный сигнал 1300 содержит легко идентифицируемые пики сигнала в нем, как проиллюстрировано на фиг. 11c и 13c. Однако в реальности каждый пик сигнала практически неотличим от нежелательных шумовых произведений отсчетов, лежащих в соседних символах. Поскольку модуль 1100 выявления пиков непрерывно формирует произведения между отсчетами, тянущимися через каждый принятый символ, и предшествующими отсчетами, задержанными от них, граничный сигнал 1300 включает в себя требуемые пики сигнала, а также шумовые сопряженные произведения. Например, первые αN (56) отсчетов в каждом символе умножаются на последние αN отсчетов в нем, чтобы давать требуемый пик сигнала длительностью в αN отсчетов. Однако оставшиеся N (1024) отсчетов перемножаются с N отсчетами из смежного символа в ответ на задержку, сообщенную им схемой 1150 задержки (смотрите фиг. 13). Эти дополнительные нежелательные произведения имеют эффект заполнения шумом между местонахождениями требуемых пиков сигнала. Таким образом, шумовые произведения, соответствующие сигналам OFDM, могут быть заметными.

В дополнение к наличию вышеупомянутых шумов произведения в граничном сигнале 1300 есть шум, выводимый из других источников, широко известных в области техники цифровой связи. Такой шум сообщается сигналу во время его распространения через атмосферу шумами окружающей среды, рассеянием, многолучевым распространением и замиранием, а также сигнальными помехами. Входные каскады приемника также добавляют шум в сигнал.

Последующие стадии сигнальной обработки отчасти посвящены борьбе с обесценивающим влиянием вышеупомянутого шума в отношении требуемых пиков сигнала в граничном сигнале 1300, или, более точно, для улучшения отношения сигнал/шум пиков сигнала, присутствующих в граничном сигнале 1300. Модуль 1350 выделения сигнала из шумов предусмотрен на выходе модуля 1100 выявления пиков и содержит схемы или модули выделения сигнала из шумов первой и второй стадии. Схема выделения сигнала из шумов первой стадии является схемой или модулем 1400 аддитивного наложения, а схемой выделения из шумов второй стадии является согласованный фильтр 1450, предусмотренный на выходе схемы выделения из шумов первой стадии.

Схема 1400 аддитивного наложения аддитивно накладывает предопределенное количество пиков сигнала и их окружающих шумовых произведений для улучшения возможности обнаружения пиков сигнала повышением отношения сигнал/шум пиков сигнала в граничном сигнале 1300. Для реализации этой последовательности операций аддитивного наложения предопределенное количество следующих друг за другом сегментов граничного сигнала 1300 сначала накладываются или перекрываются во времени. Каждый из этих наложенных сегментов содержит ценность отсчетов сопряженного произведения периода символа, которые выведены из модуля 1100 выявления пиков, и включает в себя требуемый пик сигнала, окруженный нежелательными отсчетами шумового произведения.

После того как предопределенное количество или блок сегментов сигнала были перекрыты, отсчеты произведения, занимающие предопределенные временные положения в наложенном наборе сегментов, накапливаются, чтобы формировать отсчет накопленного сигнала для такого предопределенного положения. Таким образом, строится накопленный сигнал, содержащий отсчет накопленного сигнала для каждого из предопределенных положений отсчетов, тянущихся через наложенные сегменты граничного сигнала.

Например, если должны быть наложены 32 прилегающих друг к другу сегмента граничного сигнала и если каждый сегмент включает в себя ценность 1080 отсчетов периода символа, то схема 1400 аддитивного наложения выдает 1080 накопленных отсчетов для каждого прилегающего блока из 32 сегментов (1080 отсчетов на сегмент), введенного в нее. Этим способом сопряженные произведения 32 сегментов (каждый сегмент включает в себя 1080 отсчетов, пик сигнала и шум в нем) аддитивно накладываются или «подвергаются свертке» один поверх другого посредством поточечного добавления наложенных сопряженных произведений 32 сегментов. По существу, в этой последовательности операций свертки произведения 32 сегментов поточечно добавляются к соответственным сопряженным произведениям, отдаленными на один периода символа (или 1080 отсчетов), на 32 прилегающих символах, чтобы давать сегмент накопленного сигнала, содержащий 1080 накопленных отсчетов в нем. Сигнальная обработка затем повторяется для следующего прилегающего блока из 32 сегментов граничного сигнала для выдачи еще одного сегмента накопленного сигнала и так далее.

Сегмент накопленного сигнала, созданный аддитивным наложением предопределенного количества прилегающих сегментов граничного сигнала 1300, включает в себя выделенный из шумов пик сигнала в нем, который демонстрирует повышенное отношение сигнал/шум по отношению к пикам сигнала в каждом из составляющих входных сегментов граничного сигнала. Причина для этого улучшения состоит в том, что наложение сегментов граничного сигнала фазирует свои соответственные пики сигнала так, что, когда сегменты накапливаются, каждый пик сигнала прибавляется к следующему, таким образом, добиваясь разновидности усиления когерентной обработки, основанного на повторяющемся характере пиков граничного сигнала.

В то время как фазированные, повторяющиеся пики сигнала в сегментах граничного сигнала когерентно накапливаются для формирования выделенного из шумов (накопленного) пика сигнала на выходе модуля 1400 аддитивного наложения, по контрасту, случайная природа шумовых сопряженных произведений, окружающих пик сигнала в каждом из сегментов граничного сигнала, дает некогерентное их сложение во время последовательности операций аддитивного наложения. Так как пики сигнала складываются когерентно, а окружающие шумовые произведения, имеющие нулевое среднее значение, складываются некогерентно и, таким образом, усредняются, выделенный из шумов пик сигнала, выдаваемый из модуля 1400 аддитивного наложения, в общем и целом демонстрирует улучшенное отношение сигнал/шум. Усиление от обработки и улучшение отношения сигнал/шум, достигаемые модулем аддитивного наложения, повышаются наряду с количеством сегментов граничного сигнала, накладываемых для создания сегмента накопленного сигнала. Компенсацией этого преимущества является соответствующее неблагоприятное увеличение задержки захвата, поскольку большее количество сегментов граничного сигнала накапливается для создания пика накопленного сигнала. Таким образом, конкретное предопределенное количество, например 16 или 32, в любом применении представляет равновесие между этими двумя конкурирующими интересами, при этом количество средних значений в конечном счете ограничено замиранием полосы пропускания.

В математических показателях аддитивное наложение прилегающих сегментов сопряженных произведений, присутствующих в граничном сигнале 1300, может быть выражено посредством следующего:

где k - количество наложенных сегментов, D - входной сигнал 298 в модуль 1100 выявления пиков, а К - количество сегментов, например, такое как 16. Важный аспект вышеизложенной сигнальной обработки состоит в том, что временные характеристики символа сохраняются на каждой ее стадии. Символы OFDM, введенные в модуль 110 выявления пиков, сегменты граничного сигнала, введенные в схему 1400 аддитивного наложения, и сегменты накопленного сигнала, выведенные из него, каждые имеют временной период T_α (соответствующий N=1080 отсчетам). Этим способом ошибка синхронизации символа, которая указывается позиционированием пиков сигнала в пределах сегмента сигнала, сохраняется все время.

В действии модуль 1400 аддитивного наложения, модуль 1600 суммирования и модуль 1650 задержки обратной связи вместе обеспечивают функции аддитивного наложения. То есть модуль 1600 суммирования прибавляет текущий входной отсчет к результату накопления отсчетов в прилегающих символах, каждый из отсчетов является отнесенным во времени на один период T_α символа (соответствующий 1080 отсчетам). Задержка 1650 сообщает задержку в один период символа между накоплениями. В ином изложении каждый накопленный результат, выведенный модулем 1600 суммирования, задерживается на 1 период T_α символа, а затем подается обратно в качестве входного сигнала в модуль 1600 суммирования, где он прибавляется к следующему входному отсчету. Последовательность операций повторяется для всех входных отсчетов по каждому входному символу.

В ином изложении, первый накопленный отсчет в сегменте накопленного сигнала представляет накопление всех первых отсчетов всех из 32 сегментов граничного сигнала. Второй накопленный отсчет представляет накопление всех вторых отсчетов всех из 32 сегментов граничного сигнала и так далее, по всему сегменту накопленного сигнала.

Формирователь 1700 сброса выдает сигнал сброса в модуль 1650 задержки после того, как предопределенное количество сегментов сигнала было накоплено для создания сегмента накопленного сигнала. Например, если предопределенным количеством сегментов граничного сигнала, которые должны накапливаться, является 32, формирователь 1700 сброса устанавливает уровень сигнала сброса у модуля 1650 задержки обратной связи каждые 32 сегмента сигнала. В ответ на установление уровня сигнала сброса модуль 1400 аддитивного наложения накапливает следующее предопределенное количество прилегающих сегментов граничного сигнала.

Как описано ранее, выходным сигналом модуля 1400 аддитивного наложения является накопленный сигнал, содержащий последовательность сегментов накопленного сигнала, каждый сегмент заключает в себе выделенный из шумов пик 1550 сигнала. В высоко шумной среде выделенный из шумов пик 1550 сигнала, хотя и демонстрирующий улучшенное отношение сигнал/шум, по-прежнему может быть практически неотличим от окружающего шума. Таким образом, желательно дополнительно улучшать отношение сигнал/шум выделенного из шумов пика сигнала.

Для дополнительного улучшения отношения сигнал/шум выделенного из шумов пика 1550 сигнала накопленный сигнал, выведенный из модуля 1400 аддитивного наложения, вводится в согласованный фильтр 1450. Временная импульсная характеристика согласованного фильтра 1450 согласована с формой или огибающей амплитуды выделенного из шумов пика сигнала, подаваемого на него и в одном из вариантов осуществления настоящего изобретения соблюдает поднятый над основанием косинусный профиль. Более точно, импульсная характеристика согласованного фильтра соответствует функции w(t), как показанная на фиг. 11d, и определяется поточечным умножением первых αN отсчетов символа 5 с его последними αN отсчетами. Смотрите фиг. 11b и 11d.

Хотя несогласованный фильтр нижних частот мог бы использоваться для сглаживания шума, присутствующего в накопленном сигнале, согласованный фильтр 1450 дает оптимальное улучшение отношения сигнал/шум для требуемого сигнала, выделенного из шумов пика 1550 сигнала, в среде с гауссовым шумом. Согласованный фильтр 1450 реализован в качестве цифрового фильтра с конечной импульсной характеристикой (КИХ), который выдает на его выходе фильтрованный вариант комплексных отсчетов, введенных в него.

Кратко подводя итог стадиям сигнальной обработки, проводящимся вплоть до выхода согласованного фильтра, модуль 1100 выявления пиков выдает множество пиков сигнала, временные положения которых представляют положения границ символов, которые представляют ошибку синхронизации символа для каждого принятого символа OFDM. Модуль 1350 выделения сигнала из шумов улучшает обнаруживаемость пиков сигнала, во-первых, аддитивным наложением предопределенного количества сегментов входного сигнала для создания сегментов накопленного сигнала, имеющих выделенный из шумов пик в них, а затем, во-вторых, согласованной фильтрацией сегмента накопленного сигнала для выдачи сегмента накопленного подвергнутого согласованной фильтрации сигнала, который оптимально готов для последующей обработки детектирования пиков. Эта последовательность операций непрерывно действует, чтобы создавать множество фильтрованных выделенных из шумов пиков сигнала на выходе модуля 1350 выделения сигнала из шумов. Временные положения этих фильтрованных выделенных из шумов пиков сигнала в пределах сегментов подвергнутого согласованной фильтрации накопленного сигнала, выведенных из модуля 1350 выделения сигнала из шумов, являются указывающими на положения границ символа или ошибку синхронизации символа OFDM.

Взятые по отдельности, а особенно в комбинации, модуль аддитивного наложения и согласованный фильтр преимущественно улучшают обнаруживаемость пиков сигнала. Их привнесение вслед за стадией выявления пика дает возможность эффективного использования сигнала OFDM, содержащего большое количество частотных несущих, и работы в распространенно зашумленной сигнальной среде.

Следующая стадия сигнальной обработки, требуемая для установления ошибки синхронизации символа, состоит в том, чтобы детектировать временное положение пика сигнала, выведенного из модуля 1350 выделения сигнала из шумов. Временное положение пика сигнала в действительности является индексом отсчета или номером отсчета, выделенного из шумов пика сигнала в пределах сегмента фильтрованного накопленного сигнала, выведенного из согласованного фильтра.

Фильтрованный комплексный сигнал 1750, выведенный из согласованного фильтра 1450, выдается в качестве входного сигнала в модуль 1900 селектора пиков, который детектирует выделенный из шумов фильтрованный пик сигнала и его временное положение или индекс отсчета. В действии, формирователь 1950 возведенной в квадрат амплитуды селектора 1900 пиков возводит в квадрат амплитуду отсчетов комплексного сигнала, введенных в него, для формирования формы сигнала на его выходе. Выходной сигнал формирователя 1950 возведенной в квадрат амплитуды выдается в качестве входного сигнала в обнаружитель 2000 максимума, который анализирует амплитуды отсчетов, введенные в него, и идентифицирует временное положение или индекс отчета, соответствующие пику сигнала.

Это временное положение пика сигнала, по существу, выдается в качестве ошибки синхронизации символа, которая поставляется модулем 296 захвата на вход модуля поправки синхронизации символа (не показан). Должно быть принято во внимание, что временное положение, выдаваемое в качестве ошибки Δt синхронизации, требует незначительных корректировок для компенсации различных задержек обработки, привнесенных предшествующими стадиями сигнальной обработки. Например, задержки инициализации при загрузке фильтров и т. д. могут добавлять задержки, которым необходимо градуироваться, вне заключительной оценки ошибки синхронизации. Однако такие задержки обычно малы и специфичны реализации.

После того как было определено временное положение пика сигнала (для установления ошибки синхронизации символа), следующая стадия в сигнальной обработке состоит в том, чтобы определять фазовое рассогласование несущей и соответствующее отклонение частоты несущей принятого сигнала OFDM. Подвергнутый согласованной фильтрации, выделенный из шумов пик сигнала в комплексном сигнале 1750 представляет самую чистую точку или точку максимального отношения сигнал/шум, в которой следует определять фазовое рассогласование и отклонение частоты несущей. Фаза комплексного отсчета в положении пика дает указание отклонения частоты, существующего между передатчиком и приемником, поскольку сопряженное произведение в этой точке, которое строится модулем 1100 выявления пиков, должно было дать значение нулевой фазы в отсутствие отклонения частоты несущей. Сопряженное произведение в этой точке пика сигнала, а фактически в каждой другой точке на пике сигнала, должно давать значение нулевой фазы, так как математически сопряженное произведение между отсчетами символа, имеющими одинаковую фазу (как отсчеты в ведущей и замыкающей частях каждого принятого символа), обнуляет фазу в отсутствие отклонения частоты несущей. Любая остаточная фаза, присутствующая на пике сигнала, выдаваемого из согласованного фильтра, пропорциональна отклонению частоты несущей, и отклонение частоты является простым для расчета, как только определена остаточная фаза.

Математически отклонение Δf частоты несущей дает остаточный фазовый сдвиг 2πΔfT между отсчетами в ведущей и замыкающей частях символа OFDM, которые формируют пик сопряженного произведения. Таким образом, отклонение частоты представлено следующим уравнением:

где G_Max - пик выходного сигнала согласованного фильтра, а Arg - обозначает аргумент (фазу) комплексного числа - комплексного отсчета - в пике сигнала. Функция Arg эквивалентна четырехквадрантному арктангенсу. Поскольку арктангенс не может детектировать углы вне окна 2π, оценка частоты является неоднозначной вплоть до кратного количества разнесений каналов, 1/T. Тем не менее, эта оценка отклонения частоты, вместе с оценкой ошибки синхронизации, выдаваемой местоположением пика сигнала, достаточна для предоставления возможности отправной точки демодуляции символа. По мере того как продолжается модуляция, последующая обработка границ кадра приемника, не часть настоящего изобретения, разрешает неопределенность частоты.

На фиг. 12 как подвергнутый согласованной фильтрации комплексный сигнал 1750, так и временное положение или индекс отсчета выдаются в качестве входных сигналов в выделитель 2050 фазы. Выделитель 2050 фазы выделяет остаточную фазу из комплексного отсчета, представляющего выделенный из шумов пик сигнала, выведенный из согласованного фильтра. Выделенная фаза поставляется на вход генератора 2100 частоты, который просто масштабирует выделенную фазу, введенную в него для выработки отклонения Δf частоты несущей, которое затем выдается модулем 296 захвата в модуль поправки частоты (не показан). Таким образом, временное положение фильтрованного пика сигнала, выдаваемого на выходе согласованного фильтра 1450, является указывающим на ошибку синхронизации символа, а из фазы этого пика сигнала может быть выведено отклонение частоты несущей.

ПОКАЗАТЕЛЬ КАЧЕСТВА ЦИФРОВОГО ЧМ-СИГНАЛА

Вышеизложенные способ и устройство для получения или восстановления ошибки синхронизации символа или отклонения частоты несущей из принятого сигнала OFDM дают базовую технологию для определения непригодных ошибки синхронизации символа и отклонения частоты несущей. Патенты США под № 6539063 и 6891898 описывают дополнительные технологии для получения или восстановления ошибки синхронизации символа и отклонения частоты несущей из принятого сигнала OFDM, любые из которых могут использоваться для реализации показателя качества цифрового сигнала согласно настоящему изобретению. Так как функция захвата, как описанная в этих патентах, является обработкой во временной области, которая происходит около начала цепи основнополосной обработки и до демодуляции OFDM, она может применяться для предоставления эффективного показателя качества цифрового сигнала.

Более того, предопределенные свойства амплитуды и фазы, описанные выше и присущие ведущей и замыкающей частям символа OFDM, а именно убывание амплитуд отсчетов в ведущей и замыкающей частях каждого символа OFDM и их эквивалентные фазы, преимущественно используются существующими системами IBOC, для того чтобы эффективно захватывать синхронизацию и частоту символа OFDM в приемнике. Эти свойства могут использоваться согласно настоящему изобретению для реализации показателя качества цифрового сигнала. Таким образом, в одном из аспектов это изобретение использует эти характеристики символа для предоставления показателя качества цифрового сигнала с использованием ранее существующего модуля захвата ЧМ.

Предпочтительно алгоритм захвата, используемый для показателя качества цифрового сигнала, составлен из двух операций: фильтрация перед захватом и обработка захвата. Фильтрация перед захватом используется для предотвращения ложного захвата на больших вторых смежных каналах. Каждая первичная боковая полоса фильтруется перед обработкой захвата. В одном из примеров фильтр перед захватом является 85-отводным фильтром с конечной импульсной характеристикой (КИХ), сконструированным для обеспечения подавления полосы режекции в 40 дБ наряду с ограничением влияния на требуемую первичную боковую полосу. Существующие фильтры перед захватом могут повторно использоваться полностью, без модификации, при расчете показателя качества по этому изобретению. После того как входные отсчеты были отфильтрованы, они пересылаются в функциональный компонент обработки захвата.

Функциональный компонент обработки захвата пользуется в своих интересах корреляцией в пределах символа, являющейся результатом циклического префикса, приложенного к каждому символу передатчиком для построения пиков захвата. Как описано ранее, положение пиков указывает местоположение истинной границы символа в пределах входных отсчетов наряду с тем, что фаза пиков используется для вывода отклонения частоты. Более того, частотное разнесение может достигаться независимой обработкой верхней и нижней первичных боковых полос цифрового радиосигнала.

Каждый из символов включает в себя множество отсчетов. Входными данными для обработки захвата являются блоки отсчетов верхней и нижней первичных боковых полос. В одном из примеров каждый блок составлен из 940 вещественных или мнимых отсчетов при скорости передачи в 372093,75 отсчетов в секунду.

Алгоритм захвата, который модифицирован для расчета показателя качества цифрового сигнала, показан на фиг. 14 и 19. Со ссылкой на фиг. 14, фильтрованные блоки данных из 940 отсчетов буферизируются в символы 1080 отсчетов, как показано на этапе 370. Как описано ранее, первые и последние 56 отсчетов каждого переданного символа являются крайне коррелированными вследствие циклического префикса. Обработка захвата воспроизводит наружу эту корреляцию комплексно сопряженным перемножением каждого отсчета в произвольном символе с его предшествующими 1024 отсчетами (этап 372). Для улучшения способности к обнаружению получающихся в результате пиков в 56 отсчетов соответствующие произведения 16 смежных символов «подвергаются свертке» один поверх другого для формирования блока захвата 1080-отсчетов (этап 374). Шестнадцать символов используются в этом варианте осуществления вместо 32 символов, как описано в отношении описанных ранее способов захвата, для того чтобы ускорить расчет показателя качества цифрового сигнала, но может быть желательным меньшее количество символов, такое как 8, и может использоваться любое другое подходящее количество символов.

Подвергнутый свертке пик 56 отсчетов, хотя и видим в пределах блока захвата, очень зашумлен. Поэтому этап 376 показывает, что он сглаживается 57-отводным КИХ-фильтром, чья импульсная характеристика согласована с формой пика:

где n - индекс выходного отсчета, x - входной сигнал согласованного фильтра, у - фильтрованный согласованным фильтром выходной сигнал, а h[k] - импульсная характеристика фильтра, определенная ниже.

Взятие возведенной в квадрат амплитуды подвергнутых согласованной фильтрации выходных сигналов (этап 378) упрощает обнаружение границы символа, преобразуя комплексные значения в вещественные значения. Это вычисление увеличивает динамический диапазон входного сигнала, делая пик границы символа даже еще менее неопределенным и предоставляя поиску пиков возможность проводиться по единственному измерению (против двух измерений для значений I и Q). Расчетом возведенной в квадрат амплитуды является:

где I - вещественная часть входного сигнала, Q - мнимая часть входного сигнала, у - выходной сигнал возведенной в квадрат амплитуды, а n - индекс отсчета. Выходные формы сигнала возведенной в квадрат амплитуды с подвергнутыми согласованной фильтрации верхней и нижней боковыми полосами для каждого блока 16 символов используются для формирования показателя качества цифрового сигнала. Как показано на этапе 380, последовательность операций захвата продолжается, как описано выше, а алгоритм показателя качества продолжается, как показано на фиг. 19 (этап 450).

Следующий этап в алгоритме показателя качества состоит в том, чтобы рассчитывать нормализованный корреляционный пик (этапы 452-458), для того чтобы достичь улучшенного распознавания пика границы символа. Нормализация корреляционного пика дает основу для оценки качества сигнала и указывает вероятность, что есть действительный цифровой сигнал. Пиковое значение нормализованного корреляционного пика может находиться в диапазоне от нуля до одного, причем значение единицы указывает максимальную вероятность, что присутствует цифровой сигнал. Пиковое значение нормализованного корреляционного пика, тем самым, дает показатель качества цифрового сигнала.

Схема согласно существующему алгоритму захвата для расчета корреляционного пика показана в прямоугольнике 382 по фиг. 15. Входной сигнал 384 является символом из 1080 отсчетов, принятым в верхней или нижней боковой полосе. Входные отсчеты сдвигаются на 1024 отсчета, 386, и комплексно сопряженное значение 388 сдвинутых символов умножается, 390, на входные отсчеты. Шестнадцать символов подвергаются свертке, как показано блоком 392 и сумматором 394. Подвергнутые свертке суммы фильтруются, 396, согласованным с приподнятым над основанием косинусом фильтром и подвергаются возведению в квадрат амплитуды, 398, для создания корреляционного пика 399. Таким образом, алгоритм захвата находит границу символа посредством умножения текущего входного отсчета на комплексно сопряженное значение входного сигнала, задержанного на 1024 отсчета. В начале символа фаза сопряженного произведения на следующих 56 отсчетах является практически нулевой для каждой поднесущей OFDM. Составляющие поднесущие OFDM когерентно объединяются на этом периоде, но не на оставшейся части отсчетов в символе. Результатом является различимый корреляционный пик 399 после того, как 16 символов подвергнуты свертке, и применена фильтрация согласованным фильтром.

Со ссылкой на фиг. 19 показаны дополнительные этапы обработки согласно настоящему изобретению. Нормализованный корреляционный пик определяется, прежде всего, посредством расчета нормализованной формы сигнала для каждой из форм сигнала верхней и нижней боковых полос (этап 452). Эта форма сигнала нормализации использует корреляцию амплитуд между первыми и последними 56 отсчетами символа OFDM, обусловленную приданием формы поднятого над основанием косинусного импульса, применяемым в передатчике. Со ссылкой на фиг. 15, блок 400 иллюстрирует вычисление нормализованной формы 416 сигнала. Возведенная в квадрат амплитуда 406 каждого входного символа задерживается, 386, на 1024 отсчета и прибавляется к текущим отсчетам 402 с возведенной в квадрат амплитудой. Шестнадцать символов подвергаются свертке, как показано блоком 408 и сумматором 410. Подвергнутые свертке суммы подвергаются согласованной с поднятым косинусом фильтрации, 412, и возводятся в квадрат, и возвратно-поступательно сдвигаются для создания формы 416 сигнала нормализации. Свертка и согласованная фильтрация формы сигнала нормализации идентичны выполняемым в существующем алгоритме захвата, за исключением того, что отводы существующего согласованного фильтра возводятся в квадрат и делятся на два, чтобы обеспечивать надлежащую нормализацию.

где k - индекс отводов в согласованных фильтрах, h[k] - существующие отводы для подвергнутого сопряженному умножению корреляционного пика, а g[k] - новые отводы для формы сигнала нормализации. После свертки первых 16 символов и согласованной фильтрации граница символа очевидна. Как показано на фиг. 17, местоположение границы символа отмечено уменьшением амплитуды получающейся в результате формы сигнала.

Вновь со ссылкой на фиг. 19, как только рассчитана форма волны нормализации, следующим этапом является нормализация корреляционного пика, этап 458. Нормализация корреляционного пика 399 с помощью формы сигнала нормализации с этапа 452 улучшает корреляционный пик, уменьшая уровень всех отсчетов за исключением совпадающих с границей символа. Вновь со ссылкой на фиг. 15, корреляционный пик 399 умножается, 418, на форму 416 сигнала нормализации для построения нормализованного корреляционного пика 420. Фиг. 18 показывает пример нормализованного корреляционного пика в относительно чистой среде, где ось абсцисс представляет номер отсчета, а ось ординат является нормализованным значением корреляции.

Как только корреляционный пик нормализован, следующий этап в алгоритме показателя качества состоит в том, чтобы найти индексы P_U и P_L пиков и значения Q_U и Q_L пиков (фиг. 19, этап 460). Индекс пика является номером отсчета, соответствующим максимальному значению нормализованной формы сигнала корреляции. P_U и P_L - индексы пиков нормализованной формы сигнала корреляции для верхней и нижней боковых полос соответственно. Пиковое значение является максимальным значением нормализованной формы сигнала корреляции и предоставляет показатель качества цифрового сигнала.

Оценка качества у каждой боковой полосы может рассчитываться независимо. Пиковые значения нормализованной формы сигнала корреляции являются представляющими относительное качество такой боковой полосы:

где x - нормализованная форма сигнала корреляции, Q_U - качество верхней боковой полосы, а Q_L - качество нижней боковой полосы. Со ссылкой на фиг. 15, идентифицируется индекс 424 пика, и значение 422 качества пика рассчитывается для боковой полосы посредством 426.

Для того чтобы подтвердить действительность показателя качества цифрового сигнала, по выбору, может быть найдена и упакована дельта индексов пиков. Дельта индексов пиков сравнивает индексы пиков верхней и нижней боковых полос для каждого шестнадцатисимвольного блока:

Так как границы символов являются значениями по модулю 1080, вычисленные дельты должны быть надлежащим образом упакованы, чтобы гарантировать, что используется минимальная разность:

Дельта индексов пиков ноль указывает, что индексы пиков из каждой боковой полосы идентичны, тем самым представляя максимальную гарантию, что нормализованные корреляционные пики из каждой боковой полосы соответствуют наличию действительного цифрового сигнала.

В качестве дополнительного способа для подтверждения действительности показателя качества цифрового сигнала, по выбору, разность ухода частот может рассчитываться для верхней и нижней боковых полос. Согласно описанному ранее алгоритму захвата фаза комплексного отсчета в положении пика сигнала 1750 дает указание отклонения частоты, существующего между передатчиком и приемником, поскольку сопряженное произведение в этой точке, которое выявляется модулем 1100 выявления пиков, должно было дать значение нулевой фазы в отсутствие отклонения частоты несущей. Сопряженное произведение в этой точке пика сигнала, а фактически в каждой другой точке на пике сигнала, должно давать значение нулевой фазы, так как, математически, сопряженное произведение между отсчетами символа, имеющими одинаковую фазу (как отсчеты в ведущей и замыкающей частях каждого принятого символа), обнуляет фазу в отсутствие отклонения частоты несущей. Любая остаточная фаза, присутствующая на пике сигнала, выдаваемого из согласованного фильтра, пропорциональна отклонению частоты несущей, и отклонение частоты является простым для расчета, как только определена остаточная фаза. Диапазон ухода частоты, измеренного в любой боковой полосе, имеет значение ±1/2 интервала элементов разрешения БПФ (FFT, быстрого преобразования Фурье), которое эквивалентно ±1/(2T), для разнесения каналов 1/T, как показано на фиг. 11a. Если оцененная уходом частоты разность между верхней и нижней боковыми полосами находится в пределах определенного порогового значения, например, такого как ±1/16 интервала элементов разрешения БПФ, то является маловероятным, что любой смежный источник помех имеет такой же уход частоты (а также индекс пика), как требуемый интересующий сигнал. По существу, разность ухода частот указывает, что детектированный сигнал фактически является требуемым интересующим сигналом.

Со ссылкой на фиг. 16, значения и индексы пиков из отдельных боковых полос (фиг. 15, элементы 422 и 424) комбинируются для создания дельты пиков и оценок качества. Значение 430 корреляции пиков из сигнальной обработки верхней боковой полосы является представляющим качество сигнала верхней боковой полосы. Значение 432 корреляции пиков из сигнальной обработки нижней боковой полосы является представляющим качество сигнала нижней боковой полосы. По выбору, разность между индексом 434 пика из сигнальной обработки верхней боковой полосы и индексом 436 пика из сигнальной обработки нижней боковой полосы определяется вычитанием одного индекса из другого, как показано точкой 438 вычитания. Определяется абсолютное значение разности (блок 440), и сигнал упаковывается в ≤540 отсчетов (блок 442) для формирования дельты 444 индексов пиков. Сигнал упаковывается в ≤540 отсчетов, так как смещение границы символа является 1/2 символа по модулю, означая, что расстояние до ближайшей границы символа всегда ≤540 отсчетов.

Как только дельта индексов пиков и оценки качества были вычислены, по выбору, они могут сравниваться с пороговыми значениями, для того чтобы реализовывать надлежащие правила принятия решений. Качество для каждой отдельной боковой полосы может по отдельности сравниваться с пороговым значением, в дополнение к необязательной оценке дельты индексов пиков и суммы оценок качества из обеих боковых полос. Это предоставляет возможность для оценки качества сигнала, даже когда одна из его боковых полос была разрушена помехой. В дополнение, может использоваться параметр состояния качества, отражающий разные уровни чувствительности. В одном из примеров параметр состояния качества является 2-битным значением, которое указывает основному контроллеру цифрового радиоприемника качество настраиваемого в настоящее время канала. В этом примере качество принятого сигнала повышается по мере того, как биты состояния изменяются из 00→11. Это предоставляет производителям приемника возможность обладать способностью настраивать чувствительность алгоритма качества посредством изменения порогового значения битов состояния качества.

Показатель качества цифрового сигнала также может использоваться для формирования видимой индикации качества принятого сигнала на устройстве отображения приемника. Сегодня последовательность штрихов, известная в качестве индикатора доступности цифрового аудио (DAAI). Биты состояния параметра состояния качества могут сопоставляться с количеством и размером штрихов в таком индикаторе.

Как будет приниматься во внимание из прочтения вышеприведенного описания, простота алгоритма этого изобретения ограничивает требуемые изменения в отношении известных ранее приемников. Степень влияний на основнополосный процессор и основной контроллер приемника является следующей.

Наряду с обработкой первого этапа захвата, основнополосный процессор теперь должен рассчитывать нормализованную форму сигнала, как проиллюстрировано на фиг. 15. Это влечет за собой вычисление возведенной в квадрат амплитуды как текущего входного символа в 1080 отсчетов, так и задержанного на 1024 отсчета варианта, сложение векторов возведенных в квадрат амплитуд, накопление суммы на протяжении 16 символов, ее согласованную фильтрацию и возведение в квадрат получающегося в результате вектора. Кроме увеличения MIPS (миллионов операций в секунду), дополнительная память должна выделяться для операций задержки, накопления и фильтрации КИХ-фильтром. Другие изменения включают в себя нормализацию корреляционного пика посредством векторного разложения, нахождение пикового значения и индекса нормализованного пика корреляции, и вычисление дельты индексов пиков. Основнополосный процессор затем может применять правило принятия решения и надлежащим образом устанавливать параметр состояния качества на основании показателя качества цифрового сигнала.

Показатель качества цифрового сигнала может быть применен ко многим интересующим областям, например, таким как функция поискового сканирования ЧМ, разрешение конфликтов разнесенных на 300 кГц источников помех, выбор боковой полосы первого смежного источника помех и коммутация с разнесением. Алгоритм был реализован в эталонном приемнике и проверен в многообразии сред на диапазоне отношений мощности несущей к помехе, для того чтобы реализовать функцию цифрового поискового сканирования. Более точно, качество функционирования было проверено в пределах некоторого количества дБ порогового значения цифрового аудио с аддитивным белым гауссовым шумом (AWGN), AWGN с одной боковой полосой, с быстрым городским (UF) релеевским замиранием и UF релеевским замиранием с первым соседним сигналом в -6 дБ.

В каждой точке принудительно применялись по меньшей мере 300 повторных захватов. Дельта индексов пиков и оценки качества регистрировались для каждой попытки, и применялось следующее правило принятия решения:

Вероятность останова затем вычислялась и графически изображалась на диапазоне T_Q и T_Δ для предоставления возможности разумного выбора таких пороговых значений.

Вероятность останова в зависимости от отношения мощности несущей к шуму Cd/No в различных средах показана на фиг. 20-23 при T_Δ=8 и T_Q, находящемся в диапазоне от 0,4 до 0,6. На этих диапазонах пороговых значений вероятность останова без входного сигнала практически является нулевой. На каждой фигуре пороговое значение цифрового аудио указано вертикальной линией 500.

После просмотра графиков на фиг. 20-23 рекомендованные пороговые значения по умолчанию были установлены следующими: T_Δ=8, T_Q=0,5. На всех средах и отношениях мощности несущей к шуму эти пороговые значения давали качество функционирования, которое наилучшим образом минимизирует вероятность пропуска мощных станций наряду с одновременной минимизацией вероятности ложного останова на слабом сигнале. Вероятность останова в различных средах с использованием этих пороговых значений по умолчанию показана на фиг. 24. На каждой кривой пороговое значение цифрового аудио изображено квадратом.

Кривые на фиг. 24 указывают, что качество функционирования в AWGN является неплохим. При высоких отношениях мощности несущей к помехе вероятность детектирования высока. Подобным образом, при низких значениях Cd/No очень низка частота ложного аварийного сигнала. Желательна область резкого перехода вокруг порогового значения цифрового аудио. В среде с замираниями более длительное время задержки срабатывания может применяться для сокращения ложных аварийных сигналов за счет увеличенных продолжительностей сканирования полосы.

Изобретение предлагает способ и устройство, которые обеспечивают быстрые и точные функции поиска и сканирования для обнаружения наличия ЧМ-сигнала цифрового HD Radio™. Алгоритм мог бы быть соединен с существующими аналоговыми технологиями поиска и сканирования ЧМ для обеспечения улучшенного приближения к обычным функциям поиска и сканирования ЧМ (для аналоговых, гибридных и полностью цифровых сигналов). Способы, описанные в материалах настоящей заявки, могут быть реализованы с использованием программируемого программным обеспечением цифрового сигнального процессора или программируемого/аппаратно реализованного логического устройства либо любой другой комбинации аппаратных средств и программного обеспечения, достаточных для выполнения описанных функциональных возможностей.

Несмотря на то что настоящее изобретение было описано в показателях его предпочтительных вариантов осуществления, специалистами в данной области техники будет осознаваться, что различные модификации могут быть произведены в отношении раскрытых вариантов осуществления, не выходя из объема изобретения, который изложен в формуле изобретения.

Изобретение относится к приемникам цифрового широковещания, а более точно к способам и устройству для реализации показателя качества сигнала цифрового радиоприемника для цифрового сигнала OFDM (мультиплексирования с ортогональным частотным разделением каналов). Способ для детектирования цифрового радиосигнала включает в себя этапы приема цифрового радиосигнала, включающего в себя последовательность символов, выявление формы сигнала корреляции, имеющей пик, который соответствует границе символа, нормализацию формы сигнала корреляции и расчет пикового значения нормализованной формы сигнала корреляции, при этом пиковое значение представляет качество принятого цифрового радиосигнала. Также предложен приемник, предназначенный для осуществления способа. Технический результат - обеспечение точного указания качества принятых ЧМ-сигналов. 4 н. и 26 з.п. ф-лы, 30 ил.

1. Способ для детектирования качества цифрового радиосигнала содержит этапы, на которых:
принимают цифровой радиосигнал, включающий в себя последовательность символов;
выявляют форму сигнала корреляции, имеющую пик, который соответствует границе символа;
нормализуют форму сигнала корреляции и
рассчитывают пиковое значение нормализованной формы сигнала корреляции, при этом пиковое значение представляет качество принятого цифрового радиосигнала;
причем символы содержат мультиплексированные с ортогональным частотным разделение каналов символы, а форма сигнала корреляции основана на циклическом префиксе, приложенном к символам.

2. Способ по п.1, в котором этап выявления формы сигнала корреляции выполняется для верхней и нижней боковых полос цифрового радиосигнала, чтобы создавать форму сигнала корреляции верхней боковой полосы и форму сигнала корреляции нижней боковой полосы.

3. Способ по п.2, в котором этап нормализации формы сигнала корреляции выполняется для форм сигнала корреляции верхней и нижней боковых полос.

4. Способ по п.3, в котором этап расчета пикового значения нормализованной формы сигнала корреляции выполняется для нормализованных форм сигнала корреляции верхней и нижней боковых полос.

5. Способ по п.4, дополнительно содержащий этапы, на которых:
сравнивают пиковые значения нормализованных форм сигнала корреляции верхней и нижней боковых полос с первым предопределенным пороговым значением и
сравнивают сумму пиковых значений нормализованных форм сигнала корреляции верхней и нижней боковых полос со вторым предопределенным пороговым значением.

6. Способ по п.4, дополнительно содержащий этапы, на которых:
определяют индекс пика нормализованной формы сигнала корреляции верхней боковой полосы и индекс пика нормализованной формы сигнала корреляции нижней боковой полосы; и
рассчитывают дельту индексов пиков, представляющую разность между индексами пиков для нормализованных форм сигнала корреляции верхней и нижней боковых полос.

7. Способ по п.6, дополнительно содержащий этапы, на которых:
сравнивают сумму пиковых значений нормализованных форм сигнала корреляции верхней и нижней боковых полос с первым предопределенным пороговым значением; и
сравнивают дельту индексов пиков со вторым предопределенным пороговым значением.

8. Способ по п.1, дополнительно содержащий этап, на котором
сравнивают пиковое значение нормализованной формы сигнала корреляции с предопределенным пороговым значением.

9. Способ по п.1, в котором цифровой радиосигнал включает в себя верхнюю и нижнюю боковые полосы, а символы, принятые на верхней и нижней боковых полосах, обрабатываются отдельно.

10. Способ по п.9, дополнительно содержащий этап, на котором
фильтруют каждую боковую полосу в цифровом радиосигнале перед этапом выявления формы сигнала корреляции.

11. Способ по п.10, в котором этап фильтрования выполняется с использованием фильтра с конечной импульсной характеристикой.

12. Способ по п.1, в котором форма сигнала корреляции основана на амплитудах отсчетов ведущей и замыкающей частей мультиплексированных с ортогональным частотным разделением каналов символов.

13. Способ по п.12, в котором амплитуды ведущей и замыкающей частей мультиплексированных с ортогональным частотным разделением каналов символов являются убывающими.

14. Способ по п.2, дополнительно содержащий этап, на котором рассчитывают разность уходов частоты для форм сигнала корреляции для верхней и нижней боковых полос.

15. Способ по п.14, дополнительно содержащий этап, на котором сравнивают разность уходов частоты с предопределенным пороговым значением.

16. Способ для детектирования качества цифрового радиосигнала содержит этапы, на которых:
принимают цифровой радиосигнал, включающий в себя последовательность символов;
выявляют форму сигнала корреляции, имеющую пик, который соответствует границе символа;
нормализуют форму сигнала корреляции и
рассчитывают пиковое значение нормализованной формы сигнала корреляции, при этом пиковое значение представляет качество принятого цифрового радиосигнала;
устанавливают признак состояния для указания, превышает ли принятый цифровой радиосигнал предопределенное пороговое значение качества.

17. Приемник для детектирования цифрового радиосигнала содержит:
вход для приема цифрового радиосигнала, включающего в себя последовательность символов; и
процессор для расчета пикового значения, которое соответствует границе символа нормализованной формы сигнала корреляции, при этом пиковое значение представляет качество принятого цифрового радиосигнала;
причем символы содержат мультиплексированные с ортогональным частотным разделение каналов символы, а форма сигнала корреляции основана на циклическом префиксе, приложенном к символам.

18. Приемник по п.17, при этом цифровой радиосигнал включает в себя верхнюю и нижнюю боковые полосы, а процессор рассчитывает пиковые значения нормализованной формы сигнала корреляции верхней боковой полосы и нормализованную форму сигнала корреляции нижней боковой полосы.

19. Приемник по п.18, в котором процессор сравнивает, по меньшей мере, одно из пиковых значений нормализованных форм сигнала корреляции верхней и нижней боковых полос с предопределенным пороговым значением.

20. Приемник по п.18, в котором процессор сравнивает пиковые значения нормализованных форм сигнала корреляции верхней и нижней боковых полос с первым предопределенным пороговым значением и сравнивает сумму пиковых значений нормализованных форм сигнала корреляции верхней и нижней боковых полос со вторым предопределенным пороговым значением.

21. Приемник по п.18, в котором процессор определяет индекс пика для нормализованной формы сигнала корреляции верхней боковой полосы и индекс пика нормализованной формы сигнала корреляции нижней боковой полосы, и дельту индексов пиков, представляющую разность между индексами пиков для нормализованных форм сигнала корреляции верхней и нижней боковых полос.

22. Приемник по п.21, в котором процессор сравнивает сумму пиковых значений нормализованных форм сигнала корреляции верхней и нижней боковых полос с первым предопределенным пороговым значением, а дельту индексов пиков - со вторым предопределенным пороговым значением.

23. Приемник по п.17, при этом цифровой радиосигнал включает в себя верхнюю и нижнюю боковые полосы, а отсчеты, принятые на верхней и нижней боковых полосах, обрабатываются отдельно.

24. Приемник по п.23, дополнительно содержащий:
фильтр для фильтрации каждой боковой полосы в цифровом радиосигнале перед тем, как процессор рассчитывает пиковое значение нормализованной формы сигнала корреляции.

25. Приемник по п.24, в котором фильтр содержит фильтр с конечной импульсной характеристикой.

26. Приемник по п.17, при этом форма сигнала корреляции основана на амплитудах отсчетов ведущей и замыкающей частей мультиплексированных с ортогональным частотным разделением каналов символов.

27. Приемник по п.26, при этом амплитуды ведущей и замыкающей частей мультиплексированных с ортогональным частотным разделением каналов символов являются убывающими.

28. Приемник по п.18, в котором процессор рассчитывает разность ухода частоты для форм сигнала корреляции для верхней и нижней боковых полос.

29. Приемник по п.28, в котором процессор сравнивает разность уходов частоты с предопределенным пороговым значением.

30. Приемник для детектирования цифрового радиосигнала, приемник содержит:
вход для приема цифрового радиосигнала, включающего в себя последовательность символов; и
процессор для расчета пикового значения, которое соответствует границе символа, нормализованной формы сигнала корреляции, при этом пиковое значение представляет качество принятого цифрового радиосигнала;
причем процессор устанавливает признак состояния для указания, что принятый цифровой радиосигнал превышает предопределенное пороговое значение качества.