КОГЕРЕНТНЫЙ ОПТИЧЕСКИЙ ПРИЕМНИК С УПРАВЛЕНИЕМ ПОСРЕДСТВОМ ОБРАТНОЙ СВЯЗИ И С ЭЛЕКТРОННОЙ КОМПЕНСАЦИЕЙ/КОРРЕКЦИЕЙ Российский патент 2010 года по МПК H04B10/00 

Государственные интересы

Правительство США выкупило лицензию на это изобретение и право, в ряде обстоятельств, требовать у патентообладателя лицензировать других на разумных условиях, предусмотренных положениями Гранта № MDA904-03C-0462, выданного NSA (агентством национальной безопасности).

Родственные заявки

Настоящая заявка связана с совместно рассматриваемой предварительной заявкой США № 60/781,233, поданной 10 марта 2006 г., на "Систему оптического когерентного приемника", и с непредварительной заявкой США № (№ в реестре поверенного 849.1.032) на " Когерентный оптический приемник с управлением посредством обратной связи и с электронной компенсаций/коррекцией", поданной 27 февраля 2007 г. Настоящая заявка притязает на их приоритет и включает ссылку на изложенные в них принципы в той степени, которая позволяет избежать конфликтов. Каждая из родственных заявок имеет тех же авторов и держателей изобретения, что и настоящая заявка.

Область техники

Настоящее изобретение, в общем случае, относится к оптическим системам связи и, в частности, к оптическим когерентным приемникам для детектирования оптических сигналов.

Предпосылки изобретения

Когерентное оптическое детектирование интенсивно исследовалось применительно к волоконной оптике в 80-е и 90-е годы. Однако, с появлением оптических усилителей работы по этим универсальным и высокочувствительным приемникам были свернуты. Надо заметить, что были достигнуты значительные усовершенствования в отношении оптических компонентов. Они включают в себя выходную мощность лазерного сигнала, стабильность ширины линии и шум, а также полосу, возможности передачи энергии и ослабление синфазного сигнала (сбалансированных) фотодетекторов. Достижения в электронных микроволновых компонентах позволяют использовать преимущества оптического когерентного детектирования над прямым детектированием. Авторы настоящего изобретения понимают, что это делает когерентное оптическое детектирование весьма привлекательным для линий связи будущего.

Для оптических линий связи в свободном пространстве когерентное детектирование всегда представляет интерес, поскольку оно должно опираться на использование мощного лазера и чувствительного приемника. Одним из применений является оптическая спутниковая линия связи, которая может быть равна или превосходить по пропускной способности целый комплекс микроволновых ретрансляторов. Кроме того, оптическая система имеет значительно более узкий пучок, чем все РЧ системы, что делает ее, по существу, более защищенной. Благодаря возможности замены целых комплексов РЧ ретрансляторов одной оптической системой связи можно снизить уровень сложности космических аппаратов (КА) и, соответственно, их вес и энергопотребление.

Оптическое когерентное детектирование обеспечивает ряд преимуществ над традиционными модуляцией по интенсивности/ прямым детектированием. Например, использование оптического когерентного приемника позволяет детектировать сигналы очень низкой интенсивности, более низкой, чем могут воспринимать традиционные оптические приемники. Это особенно важно для детектирования сигналов на оптических длинах волны, где оптическое усиление с низким уровнем шума невозможно. Кроме того, когерентное детектирование позволяет сохранять информацию фазы оптического сигнала. Это полезно для детектирования оптических сигналов, где информация содержится в фазе электромагнитной волны. Для этого требуется стабильная синхронизация по фазе и/или частоте между принятым оптическим сигналом и оптическим гетеродином, используемым в когерентном приемнике.

В структуре когерентного приемника принятый оптический сигнал смешивается со светом оптического гетеродина (LO). Таким образом, сигнал преобразуется с понижением частоты от частоты оптической несущей (~200 ТГц на 1,55 мкм) до частоты микроволновой несущей (обычно несколько гигагерц). Результирующий сигнал биений после фотодетектирования демонстрирует центральную частоту, которая соответствует промежуточной частоте f_IF (ПЧ), которая равна разности между частотой сигнала и частотой LO.

Если частота сигнала и частота LO равны, метод детектирования называется "гомодинным". Если различные центральные частоты сигнала и LO различны, система называется "гетеродинной", причем f_IF=f_c-f_LO, где f_c и f_LO - это центральные частоты принятого сигнала и LO, соответственно. Для гетеродинных систем ПЧ должна быть, по меньшей мере, в два раза больше скорости передачи данных оптического сигнала для приема двустороннего спектра данных. Гомодинный прием требует, чтобы сигнал LO, обычно вырабатываемый лазером, был синхронизирован по фазе с входным оптическим сигналом, тогда как гетеродинное детектирование требует синхронизации по частоте с принятым сигналом.

Во многих сценариях передачи гомодинные системы могут обеспечивать более высокую чувствительность, чем гетеродинные системы. Гомодинное детектирование требует, чтобы полоса РЧ была приблизительно равна скорости передачи данных, тогда как гетеродинное детектирование требует, чтобы полоса РЧ была приблизительно в два или три раза больше скорости передачи данных. Исключительно исходя из соображений полосы гомодинное детектирование предъявляет меньше требований, чем гетеродинное. Однако гомодинное детектирование предъявляет больше требований к своей реализации, чем гетеродинное, в основном, вследствие строгого требования гомодинного детектирования к фазовой синхронизации.

Основные составные части когерентного приемника включают в себя оптический гетеродин, оптический ответвитель, сбалансированный фотодетектор, блок синхронизации по фазе/частоте, блок управления поляризацией и блок обработки электрического сигнала. К этим блокам предъявляются следующие определенные требования, необходимые для достижения высокой чувствительности приемника.

1. Оптический гетеродин должен обладать высокой мощностью, низкой относительной интенсивностью шума (RIN), малой шириной лазерной линии и хорошей оптической развязкой.

2. Совпадение поляризации между сигналом и лазерным LO.

3. Оптический смеситель должен иметь отношение соединения 50/50 на выходных портах.

4. Выравнивание длины оптического пути в сбалансированный фотодетектор.

5. Сбалансированный фотодетектор должен иметь высокую чувствительность, высокую передачу оптической мощности и хороший коэффициент ослабления синфазного сигнала (CMRR).

6. Синхронизация по фазе/частоте для снижения фазового и частотного шума на ПЧ.

Описание уровня техники

В традиционном когерентном оптическом приемнике, показанном на фиг. 1, вышеперечисленные требования будут сохраняться для всевозможных модификаций конструкции. Однако, в общем случае, эти системы имеют следующие недостатки при функционировании:

1. Управление поляризацией либо является ручным по своей природе, либо осуществляется посредством сложной настройки разнесения поляризации, предусматривающей дублирование многих оптоэлектронных (ОЭ) устройств и РЧ компонентов.

2. Выравнивание длины оптического пути, если вообще осуществляется, производится в процессе изготовления приемника и не подлежит управлению посредством обратной связи.

3. Отношение соединения оптического смесительного устройства не регулируется посредством обратной связи.

4. Согласование по чувствительности между фотодиодами может осуществляться без внешней синхронизации, т.е. без регулировки посредством обратной связи.

5. Реализация синхронизации по фазе/частоте не предусматривает точной регулировке и оптимизации.

Эти недостатки традиционного когерентного приемника могут значительно ухудшить как его собственные характеристики, так и простоту эксплуатации.

Сущность изобретения

Задачей изобретения является обеспечение высоконадежного, многофункционального оптического когерентного приемника невысокой стоимости.

Другой задачей изобретения является обеспечение легковесного оптического когерентного приемника, содержащего в одном модуле все необходимые устройства генерации/управления оптического сигнала, а также ОЭ и РЧ схему.

Еще одной задачей изобретения является обеспечение волоконной оптической подсистемы генерации/управления и конструкций на основе интегральной схемы оптического управления для минимизации веса и объема, в то же время повышая надежность соответствующего оптического когерентного приемника.

Еще одной задачей изобретения является обеспечение конструкций на основе интегральной схемы для минимизации веса и объема оптоэлектронных и РЧ подсистем, в то же время повышая надежность соответствующего оптического когерентного приемника.

Эти и другие задачи изобретения решаются посредством нескольких вариантов осуществления изобретения за счет включения оптической подсистемы генерации/управления и обеспечения оптических, оптоэлектронных и РЧ плат управления на основе интегральной схемы с указанными функциями. Таким образом, когерентные приемники с различными функциональными возможностями можно создавать, комбинируя надлежащие оптическую подсистему и плату управления.

Вышеупомянутые недостатки традиционных когерентных приемников уникально разрешаются этим изобретением посредством вариантов осуществления изобретения, включающих в себя средство для:

1) использования лавинных фотодиодов (ЛФД) с управлением посредством обратной связи для достижения хорошего согласования в ходе работы,

2) точной регулировки синхронизации по фазе/частоте,

3) внутренне реализованных цепей обратной связи для оптического волоконного расширителя, управления поляризацией и оптического отношения соединения,

4) использования схемы автоматического сканирования для поиска, нахождения, отслеживания и захвата входного оптического сигнала.

Кроме того, в различных вариантах осуществления, настоящее изобретение предусматривает оптический когерентный приемник, который включает в себя средство достижения высокой чувствительности без использования волоконного усилителя, легированного эрбием (EDFA). В результате, оптический когерентный приемник, отвечающий изобретению, можно реализовать как для линий связи в свободном пространстве, так и для волоконно-оптических линий связи. Приемник, отвечающий изобретению, дополнительно включает в себя средство для детектирования различных форматов модуляции, например, ASK, (D)PSK и FSK. Приемник дополнительно включает в себя средство для работы на многих разных длинах волны, например 980 нм, 1064 нм, 1310 нм, и в оптическом S-диапазоне. Приемник дополнительно включает в себя средство для работы на скорости 2,5 Гбит/с и 10 Гбит/с.

Краткое описание чертежей

Различные варианты осуществления настоящего изобретения описаны со ссылкой на чертежи, в которых подобные элементы обозначены подобными ссылочными позициями, в которых:

фиг. 1 - блок-схема традиционной конструкции когерентного приемника;

фиг. 2 - блок-схема когерентного оптического приемника согласно одному варианту осуществления настоящего изобретения;

фиг. 3 - глазная диаграмма NRZ-OOK 10 Гбит/с, построенная для когерентного оптического приемника, согласно одному варианту осуществления изобретения;

фиг. 4 - РЧ характеристика и кривые CMRR для сбалансированного фотодетектора DSC740 производства Discovery Semiconductors, который используется согласно варианту осуществления изобретения;

фиг. 5 - РЧ спектр для ширины линии ПЧ 130 Гц, полученный с использованием когерентного оптического приемника, отвечающего изобретению;

фиг. 6 - блок-схема предпочтительного варианта осуществления изобретения для гетеродинного когерентного приемника наблюдения, включающего в себя Б-ЛФД (сбалансированный лавинный фотодиод);

фиг. 7 - блок-схема другого варианта осуществления для гетеродинного когерентного приемника наблюдения, включающего в себя Б-ФД (сбалансированный фотодиод);

фиг. 8 - блок-схема предпочтительного варианта осуществления изобретения для гомодинного когерентного приемника наблюдения, включающего в себя Б-ЛФД;

фиг. 9 - блок-схема другого варианта осуществления изобретения для гомодинного когерентного приемника наблюдения, включающего в себя Б-ФД;

фиг. 10 - схема другого варианта осуществления изобретения для 90° оптического гибрида с переменным отношением соединения, используемого в вариантах осуществления гомодинного приемника, показанных на фиг. 8 и 9;

фиг. 11 - подробная блок-схема детектора ПЧ и модулей автоматического сканирования совместно с оптическим квантовым генератором.

Подробное описание изобретения

Ранее было приведено краткое описание недостатков работы системы когерентного приемника, показанного на фиг. 1. На фиг. 1 известная система когерентного приемника показана в виде блок-схемы. Традиционный когерентный приемник 100 включает в себя оптический гетеродин (LO) 1 для вывода оптического сигнала на систему 2 процессора оптического гетеродина, выход которой подключен к оптическому ответвителю 3. Оптический ответвитель 3 служит для приема модулированного оптического входного сигнала 10 и его подачи или передачи на оптическую схему 4 или цепь обработки после ответвителя, которая, в свою очередь, выдает обработанный сигнал на сбалансированный фотодиод и РЧ (высокочастотный) усилитель 5. РЧ выходной сигнал из усилителя 5 на основе сбалансированного фотодиода поступает на РЧ схему обработки 6, которая, в свою очередь, подает выходной сигнал на РЧ схему обработки 7 модулирующего сигнала, выходной сигнал которой поступает на РЧ выходной терминал или разъем 12, а также на схему 8 синхронизации по частоте, выходной сигнал которой поступает на оптический LO 1.

Оптический LO 1 выдает непрерывную оптическую волну высокой мощности, которая определенным образом связана с частотой принятого сигнала. Процессор 2 оптического LO служит для изоляции и усиления, фильтрации и стабилизации по поляризации выходного сигнала оптического LO 1. Оптический ответвитель 3 объединяет выходной сигнал процессора 2 оптического LO и модулированный оптический входной сигнал 10. Оптический процессор 4 после ответвителя служит для оптимизации отношения соединения оптического ответвителя 3 и сбалансированного фотодиодного преобразователя 5. Сбалансированный фотодиодный преобразователь 5 преобразует смешанный оптический сигнал к РЧ области. РЧ процессор 6 совместно с РЧ процессором 9 модулирующего сигнала служат для обеспечения демодулированного РЧ выходного сигнала 12 и, потенциально, для подачи сигнала обратной связи на блок 8 синхронизации по частоте, причем последний призван регулировать частоту оптического LO 1 в соответствии с частотой модулированного входного сигнала 10.

На фиг. 2 показана блок-схема когерентного приемника 200 согласно первому варианту осуществления изобретения. Заметим, что в этом первом варианте осуществления изобретения по сравнению с традиционным когерентным приемником, показанным на фиг. 1, первый использует процессор 9 RF/EDC (высокочастотный/электронная компенсация/коррекция дисперсии) модулирующего сигнала вместо РЧ процессора модулирующего сигнала 7; схему 11 синхронизации по частоте/фазе вместо схемы 8 синхронизации по частоте и, дополнительно, схему 13 автоматического сканирования. Также, сигналы управления обратной связи РЧ поступают с выхода РЧ процессора 6 на пиковый детектор 17, схему 11 синхронизации по частоте и фазе, схему 13 автоматического сканирования и сбалансированный ОЭ преобразователь 14.

На приемнике 200 процессор 2 оптического LO служит для изоляции, усиления, фильтрации и стабилизации по поляризации сигнала оптического LO 1, аналогично приемнику 100. Оптический процессор 4 после ответвителя служит для оптимизации отношения соединения оптического ответвителя 3, и также служит для выравнивания длины пути между оптическим ответвителем 3 и сбалансированным ОЭ преобразователем 14. Сбалансированный ОЭ преобразователь 14 состоит либо из пары сбалансированных лавинных фотодиодов (ЛФД), либо из пары традиционных сбалансированных фотодиодов (ФД), каждая из которых служит для преобразования оптического выходного сигнала процессора 4 в РЧ сигнал. Модуль 9 процессора RF/EDC модулирующего сигнала позволяет осуществлять электронную компенсацию нарушений передачи, фильтрацию в диапазоне модулирующего сигнала, обработку дифференциальной модуляции и усиление модулирующего сигнала. Модуль 11 синхронизации по частоте и фазе призван регулировать частоту и фазу оптического LO 1 в соответствии с модулированным оптическим входным сигналом 10. Модуль 13 автоматического сканирования призван находить длину волны модулированного оптического входного сигнала 10 путем изменения длины волны оптического LO 1. Пиковый детектор 17 служит для обеспечения сигнала управления для оптимизации работы оптического процессора 4 после ответвителя.

Оптический ответвитель 3 можно реализовать в виде оптического ответвителя 2x2 с переменным отношением соединения и с регулировкой по обратной связи или в виде гибридного оптического ответвителя 2x4. Оптический сигнал обратной связи поступает с оптического процессора 4 на оптический ответвитель 3 и обеспечивает сигнал управления, гарантирующий оптимальную работу оптического ответвителя 3.

Выходной ток сбалансированного когерентного приемника выражается в виде:

где R - чувствительность в ампер/ватт сбалансированного ОЭ устройства, а другие параметры и переменные указаны ниже.

Согласно фиг. 2 и уравнения (1), для оптимальной работы приемника должны выполняться следующие условия.

1. Полное обнуление на постоянном токе относительной интенсивности шума (RIN) от лазерного LO 1.

2. Совпадение состояний поляризации сигнала, мощность которого обозначена P_SIG, и LO 1, мощность которого обозначена P_LO.

3. Отношение соединения оптического ответвителя 3 в точности 50/50.

4. Нулевая разность длин пути между оптическим ответвителем 3 и сбалансированным ЛФД и РЧ усилителем 14.

5. Совпадение чувствительностей по переменному току и постоянному току для сбалансированного ЛФД 14.

6. Постоянство разности фаз (Δϕ) и разности длин волны (ω_IF) между LO 1 и сигналом, обеспечиваемое цепью фазовой синхронизации (ФАПЧ), содержащей модули 11 и модуль 13 автоматического сканирования.

Когерентный приемник 200 может достигать оптимальных рабочих характеристик в этих условиях. В порядке демонстрации рабочих характеристик когерентного приемника 200 приведена так называемая глазная диаграмма после детектирования потока цифровых данных с высокой битовой скоростью. Если глазная диаграмма имеет детектирование широкого вертикального отверстия, можно предполагать, что сигнал содержит очень мало или вообще не содержит битовых ошибок. На фиг. 3 показана глазная диаграмма, детектированная когерентным приемником 200 на 10 Гбит/с при входной мощности сигнала -31 дБм. Соответствующее измерение коэффициента битовой ошибки равно 1·10^-9 (ошибка в одном из миллиарда битов).

Существует несколько различий между традиционным когерентным приемником 100, показанным на фиг. 1, и когерентным приемником, показанным на фиг. 2, причем последний предусматривает следующее.

• Использование сбалансированного фотодетектора 14 или сбалансированного лавинного фотодетектора с высокой передачей энергии и высоким CMRR (коэффициента ослабления синфазного сигнала). Сбалансированный фотодетектор 14 должен быть способен работать с оптическими несущими сигналами с высокими скоростями модуляции. В экспериментальном образце когерентного приемника 200, частотная характеристика сбалансированного фотодетектора 14 DSC740 Discovery Semiconductors (Юинг, Нью-Джерси) показана на фиг. 4.

• Синхронная демодуляция для гетеродинного приема адаптируется к формату модуляции.

• Использование компенсационной электроники для надлежащего учета оптических искажений в оптических сетях средней и дальней протяженности.

• Интерфейс фазовой синхронизации/автоматического сканирования 11, 13 регулирует температуру LO 1 для поддержания нужной частоты биений ПЧ. Эта особенность критична для анализа систем WDM (мультиплексирования с разделением по длине волны), в которых существуют потоки данных на разных длинах волны оптической передачи. Модуль 11 синхронизации по частоте помогает оптимизировать работу приемника для всех модуляций, тогда как его часть фазовой синхронизации существенна для всех фазовых манипуляций и гомодинного приема. Он работает без необходимости в анализаторе РЧ или оптического спектра. Важно, что синхронизация по частоте 11 препятствует любым дрейфам в системе, что обеспечивает долговременную стабильность приемника. Для демонстрации стабильности систем ширина линии ПЧ показана на фиг. 5. Она уменьшается от приблизительно 2 МГц, если ФАПЧ (цепь фазовой синхронизации) не используется, до приблизительно 100 Гц, если ФАПЧ 11, 13 замкнута. Приемник 200 можно использовать как автономную систему, развертываемую в условиях эксплуатации.

• Использование множественных цепей обратной связи, подключенных к следующим системным подмодулям для максимизации производительности системы:

1) управление поляризацией лазерного LO 1 и модулированного оптического входного сигнала 10,

2) оптический ответвитель 3 с переменным отношением,

3) блок 28 выравнивания длины оптического пути (описанный ниже для фиг. 6-9),

4) напряжение смещения сбалансированного ЛФД 14.

Изобретение во всех своих вариантах осуществления предусматривает легковесный когерентный приемник с малым энергопотреблением, который может поддерживать эти системные подмодули при оптимальных настройках для наилучшей работы приемника. Изобретение предусматривает широкое покрытие оптических длин волны. Подмодуль оптического LO 1 перестраивается в широких пределах, и подмодуль автоматического сканирования 13 может плавно изменять длину волны LO для когерентного детектирования оптического сигнала 10 нескольких длин волны без использования внешнего оптического или РЧ оборудования. Таким образом, приемник пригоден для развертывания в условиях эксплуатации.

Как отмечено ранее, блок-схема на фиг. 2 демонстрирует основные модули и подмодули согласно первому варианту осуществления изобретения для когерентного приемника 200. На фиг. 6 показана подробная блок-схема когерентного приемника 200, где более детально показана конструкция различных модулей, которые в более общем плане показаны на фиг. 2. Согласно фиг. 6, компоненты или модули приемника 200 приспособлены, согласно предпочтительному варианту осуществления изобретения, для обеспечения гетеродинного когерентного приемника 300 наблюдения, но не предусматривают ограничений. В приемнике 300, РЧ процессор 6 обеспечивает каскад промежуточной частоты (ПЧ). Специалисты в данной области техники могут предложить альтернативные реализации конструкции модулей, показанных на фиг. 2.

Согласно фиг. 6, модулированный оптический вход 10 выдает входной оптический сигнал на оптический вентиль 16 сигнала, который обеспечивает изоляцию сигнала на модулированный оптический входной сигнал 10. Оптический усилитель 18 сигнала с низким коэффициентом шума и высоким коэффициентом усиления, в необязательном порядке, усиливает выходной сигнал оптического вентиля 16 сигнала. Оптический полосовой фильтр 20 сигнала соответствующей полосы отфильтровывает внеполосный оптический шум из выходного сигнала оптического усилителя 18 сигнала. Стабилизатор 22 поляризации оптического сигнала стабилизирует состояние поляризации выходного сигнала оптического полосового фильтра 20 сигнала. Перестраиваемый лазерный гетеродин (LO) 1 обеспечивает оптический входной сигнал на оптический вентиль LO 50, который обеспечивает оптическую изоляцию на вход гетеродина LO 1. Оптический усилитель 38 сигнала с низким коэффициентом шума и высоким коэффициентом усиления, в необязательном порядке, усиливает выходной сигнал оптического вентиля LO 50. Полосовой фильтр 40 усиленного спонтанного излучения (ASE) узкополосного оптического LO отфильтровывает оптический шум из выходного сигнала оптического усилителя LO 38. Необязательный стабилизатор 42 поляризации LO стабилизирует состояние поляризации выходного сигнала полосового фильтра 40 оптического LO. Оптический ответвитель с переменным отношением соединения 3/24 принимает выходные сигналы стабилизатора 22 поляризации сигнала и необязательного стабилизатора 42 поляризации LO. Два выходных сигнала оптического ответвителя 3/24 равны и . Оптические отводы 26 и 44 по отдельности принимают выходные сигналы от оптического ответвителя с переменным отношением соединения 3/24. Каждый отвод выдает разделение 99/1 входного сигнала, причем 99% составляет сигнал прямой связи, и 1% составляет сигнал обратной связи. Оптический дифференциальный компаратор 52 принимает сигналы обратной связи из оптических отводов 26 и 44 и выдает электрический сигнал постоянного тока. Оптический ответвитель с переменным отношением соединения 3/24 принимает выходной сигнал из оптического дифференциального компаратора 52, что обеспечивает в точности 50/50 отношение соединения для двух выходных сигналов оптического ответвителя 3/24. Волоконный расширитель 28 принимает выходной сигнал прямой связи оптического отвода 26 и допускает выравнивание оптических путей между волоконными выводами оптических отводов 26 и 44. Пара сбалансированных лавинных фотодиодов (ЛФД) 31 и 33, заключенных в РЧ пакет 14/30, соответственно принимает оптические выходные сигналы волоконного расширителя 28 и оптического отвода 44 и выводит несколько РЧ сигналов. Широкополосный тройник 34 смещения принимает РЧ выходной сигнал от сбалансированного ЛФД 14/30 и направляет РЧ выходной сигнал на усилитель 36, и сигнал постоянного тока обратной связи по постоянному току на ЛФД 31 для балансировки чувствительности по переменному току между ЛФД 31 и 33. Цепь 32 контроля температуры (TCL) поддерживает высокоточную температурную стабильность устройств ЛФД 31 (ЛФД с положительным смещением) и ЛФД 33 (ЛФД с отрицательным смещением) в РЧ пакете 14/30. Цепь 46 регистрации фототока (PML) возбуждает напряжение ЛФД с отрицательным смещением 33 для оптимальной работы. Широкополосный РЧ усилитель 36 с согласованием по импедансу принимает выходной сигнал прямой связи широкополосного тройника 34 смещения и усиливает принятый РЧ сигнал для последующей РЧ обработки. Схема 17 обнаружения пиков принимает часть РЧ выходного сигнала РЧ усилителя 36. Выходной сигнал схемы обнаружения пиков поступает на волоконный расширитель 28 для поддержания равных длин пути между волоконными выводами оптических отводов 26 и 44. Полосовой фильтр 58 принимает часть выходного сигнала от РЧ усилителя 36 и выводит тон биений ПЧ. Модуль 68 детектирования ПЧ принимает выходной сигнал от полосового фильтра 58, и первый призван выводить РЧ сигнал на указанной опорной частоте.

Модуль 13 автоматического сканирования принимает РЧ выходной сигнал от модуля 68 детектирования ПЧ и обеспечивает регулировку длины волны лазерного LO 1.

Заметим, что выражение "в необязательном порядке", используемое в описании различных вариантов осуществления изобретения, относится к оптическому компоненту согласно предпочтительному варианту осуществления, тогда как в ряде приложений использование компонента может не требоваться.

Выходной сигнал полосового фильтра 58 разделяется и поступает на цепь синхронной обработки данных "I", состоящий из смесителя 62 с двойной балансировкой, который принимает часть РЧ выходного сигнала РЧ усилителя 36 и принимает часть выходного сигнала полосового фильтра 58. Низкочастотный фильтр 74 фильтрует шум вне полосы сигнала из выходного сигнала смесителя 62. Смеситель 66 с двойной балансировкой принимает часть РЧ выходного сигнала РЧ усилителя 36. 90° модуль 64 задержки принимает выходной сигнал полосового фильтра 58 и выдает задержанный выходной сигнал на смеситель 66 с двойной балансировкой. Низкочастотный фильтр 76 фильтрует шум вне полосы сигнала из выходного сигнала смесителя 66. Два блока принятия решения F 90 и F 96, соответственно, преобразуют части РЧ выходного сигнала низкочастотных фильтров 74 и 76, соответственно, в цифровые сигналы. Два модуля G 86 и G 98 выборки и удержания ВЧ привносят время задержки, равное длительности одного тактового сигнала. Модуль 86 выборки и удержания РЧ G принимает вторую часть РЧ выходного сигнала низкочастотного фильтра 74. Модуль 98 выборки и удержания РЧ G принимает вторую часть РЧ выходного сигнала низкочастотного фильтра 76. Умножитель 100 принимает выходные сигналы G 98 и F 90. Умножитель 88 принимает выходные сигналы G 86 и F 96. Модуль вычитания 94 принимает РЧ выходные сигналы умножителей 100 и 88. Контурный фильтр 78 принимает сигнал ошибки от модуля 94 вычитания. Выходной сигнал контурного фильтра 78 поступает на регулируемый лазерный LO 1 для поддержания постоянной частоты и/или разности фаз между модулированным оптическим входным сигналом 10 и регулируемым лазерным LO 1. Электронный модуль компенсации, объединенный с необязательной схемой 104 дифференциального декодирования, принимает часть РЧ выходного сигнала низкочастотного фильтра 74. Электронный модуль компенсации, объединенный с необязательной схемой дифференциального декодирования 106, принимает часть РЧ выходного сигнала низкочастотного фильтра 76. РЧ выходной порт 82 I-канала принимает выходной сигнал схемы 104 дифференциального декодирования. РЧ выходной порт 84 Q-канала принимает выходной сигнал схемы 106 декодирования.

Согласно фиг. 6, как описано выше, модулированный входной оптический сигнал 10 на типовой гетеродинный когерентный приемник 300 наблюдения сначала поступает на оптический вентиль 16, затем, в необязательном порядке, поступает на малошумящий оптический усилитель 18, выход которого подключен к входу оптического полосового фильтра 20, с полосой, соответствующей данным. Затем фильтрованный оптический сигнал поступает на стабилизатор 22 поляризации. Этот стабилизатор 22 поляризации работает с одномодовым волоконным входом и может быть приспособлен к работе с низкоуровневыми оптическими сигналами. Предпочтительно, чтобы выход стабилизатора 22 поляризации был волокном, поддерживающим поляризацию (PM), чтобы гарантировать, что состояние поляризации поддерживается в надлежащем состоянии поляризации (SOP).

В этом примере лазерный LO 1, который является устройством со стекловолоконными выводами PM с фиксированным состоянием поляризации, подключен к PM (поддерживающим поляризацию) двухкаскадному оптическому вентилю 50. Лазер выбирается так, чтобы он имел наименьшую RIN (относительную интенсивность шума) и ширину линии, но, все же, подчинялся схеме возбуждения обратной связи. Выходной сигнал этого вентиля 50 переносится по PM волокну, и, в необязательном порядке, поступает на малошумящий оптический усилитель 38 и на оптический фильтр 40 усиленного спонтанного излучения (ASE). Затем выходной сигнал фильтра ASE 40 подается на стабилизатор 42 поляризации с выбранным SOP выходного сигнала. Для гетеродинных приложений оптический сигнал и лазерный LO 1 будут иметь выровненные SOP.

Волоконные выходы или оптические сигналы из необязательных стабилизаторов 22, 42 поляризации LO поступают на оптический ответвитель с переменным отношением соединения (VROC) 3/24. Отношение соединения оптического ответвителя 3/24 регулируется посредством обратной связи через РЧ выходной сигнал из оптического дифференциального компаратора 52 для поддержания наивысшей производительности системы. Как отмечено выше, два оптических выходных сигнала VROC 3/24 поступают на 99:1 ответвители оптических отводов (OT) 26 и 44, соответственно. Девяносто девять процентов входной мощности на каждом отводе 26, 44 поступает на сбалансированный ЛФД лавинный фотодиод 14/30, который состоит из ЛФД 31 с положительным смещением и ЛФД 33 с отрицательным смещением, в этом примере. Один процент входной мощности на ответвителях оптических отводов 26, 44 поступает на оптический дифференциальный компаратор 52, который внутренне состоит из сбалансированного фотодиода, за которым следует аналоговый компаратор, который работает на заранее определенной частоте коммутации. Показано, что РЧ выходной сигнал оптического дифференциального компаратора 52 поступает на VROC 3/24 с регулировкой по напряжению. Когда VROC 3/24 имеет настройку 50/50, он возбуждается нулевым напряжением. Этот цикл обеспечивает стабильность соединения с регулировкой по напряжению в реальном времени для VROC 3/24 с пренебрежимо малыми вносимыми потерями <0,05 дБ.

Существует два выходных волокна или оптических выходных сигнала от оптических отводов 26 и 44. Оптический выходной сигнал от оптического отвода 26 подключен к волоконному расширителю 28 (FS) с пьезоэлектрическим управлением с низкими потерями (<0,5 дБ). Расширитель 28 имеет аналоговый входной порт обратной связи, на который поступает РЧ сигнал от пикового детектора 17, расположенного в непосредственной близости к расширителю 28. Эта цепь обратной связи предназначена для поддержания наивысшей производительности системы и представляет цепь активной регулировки оптической задержки. Оптические выходные сигналы от волоконного расширителя 28 и оптического отвода 44 переносятся по оптическим волокнам, которые непосредственно подключены к сбалансированным лавинным фотодиодам (ЛФД) 31 и 33 Б-ЛФД 14/30. Равные длины оптического пути между оптическим ответвителем 3/24 и сбалансированным ЛФД 14/30 поддерживаются для оптимальной работы приемника.

В паре лавинных фотодиодов 31 и 33 лавинные фотодиоды фактически не зависят друг от друга и получают смещение по отдельности, причем каждый из них имеет достаточную полосу для обработки РЧ частот от [ПЧ-0,7* (битовая скорость)] до [ПЧ+0,7*(битовая скорость)]. ЛФД 14/30 выполнен с возможностью работать в широком диапазоне оптической входной мощности и может работать в линейных условиях для больших средних оптических входных сигналов. Обычно устройства на основе ЛФД, например Б-ЛФД 14/30, выращиваются для достижения низкого коэффициента избыточного шума <2 дБ. Б-ЛФД 14/30, состоящий из пары лавинных фотодиодов 31, 33 строится в микроволновом пакете для создания совпадающих РЧ характеристик по необходимому диапазону ширины полосы РЧ сигнала. При высокой входной оптической мощности Б-ЛФД 14/30 может достигать коэффициента умножения M=1,5. Точное значение M зависит от обратного смещения, подаваемого на пару лавинных фотодиодов 31, 33 Б-ЛФД 14/30 и их температуры. В таких устройствах Б-ЛФД 14/30 обычно собирается на термоэлектрическом охладителе (TEC) совместно с термистором внутри РЧ пакета. Эти элементы совместно с дополнительной схемой предназначены для поддержания высокоточной температурной стабильности Б-ЛФД 14/30 в своем пакете, тем самым обеспечивая цепь контроля температуры (TCL).

Обратное напряжение на ЛФД 33 заранее устанавливается для оптимальной работы через цепь 46 регистрации фототока (PML). Это является активной цепью регулировки усиления Б-ЛФД 14/30. Выходной сигнал Б-ЛФД 14/30 подключен к порту постоянного тока широкополосного тройника 34 смещения (BT). Цепь обратной связи, к которой подключен BT 34, призвана регулировать смещение ЛФД 31 для достижения совпадающей чувствительности по переменному току в диапазоне частот РЧ сигнала. Это напряжение интегрируется по большому количеству циклов битовой маски и подается на 'ведомый' ЛФД 31 для постоянной регулировки баланса вблизи оптимального. С этими соответствующими парам лавинных фотодиодов 31 и 33 на основе Б-ЛФД 14/30 и соответствующей цепью обратной связи 46 достигается точная балансировка между сбалансированными каналами. Это цепь контроля баланса на основе Б-ЛФД 14/30. Если напряжение обратной связи, поступающее через тройник смещения, равно нулю, то чувствительности по постоянному току лавинных фотодиодов 31 и 33 в Б-ЛФД 14/30 совпадают, и RIN (относительная интенсивность шума) лазера 1 минимизируется для оптимальной работы приемника.

Б-ЛФД 14/30 преобразует оптические входные сигналы в РЧ выходной сигнал. РЧ выходной сигнал сбалансированного Б-ЛФД 14/30, который состоит из лавинных фотодиодов 31, 33, поступает через BT (тройник смещения) 34 в цепь 36 малошумящего усилителя с хорошей развязкой и 50-омным импедансом. Эта цепь 36 усилителя обеспечивает однородный коэффициент усиления с низкой групповой задержкой по полосе пропускания принятого РЧ и обеспечивает достаточную мощность несжатого РЧ сигнала, который затем поступает на соответствующие РЧ смесители 62 и 66.

Усиленный РЧ сигнал разделяется по четырем путям. Как описано выше, один путь обеспечивает ввод в пиковый детектор 17. Второй путь поступает на полосовой фильтр 58, который подключен к схеме 68 детектора ПЧ, которая подключена к схеме 13 автоматического сканирования, которая подключена к перестраиваемому гетеродину 1. Третий и четвертый пути обеспечивают вводы в смесители 66 и 62 с двойной балансировкой, соответственно, которые используются для обработки информации на синфазном (I) и квадратурном (Q) компоненте модулированного входного сигнала. Для произвольной оптической модуляции синфазный и квадратурный компонент оптического сигнала можно модулировать независимыми потоками данных. Это, в общем случае, называется квадратурной амплитудной модуляцией (QAM). Структура обработки I и Q позволяет извлекать любую модуляцию данных на I и Q компонентах оптического сигнала. Компоненты обработки I-канала включают в себя смеситель 62, ФНЧ 74, блок принятия решения 86, смеситель 88, вычитатель 94 и блок принятия решения F 90. Компоненты обработки Q-канала включают в себя смеситель 66, ФНЧ 76, блок принятия решения F 96, блок принятия решения G 98, смеситель 100 и вычитатель 94. Выходной сигнал полосового фильтра 58 разделяется на две части, одна из которых поступает на модуль 68 детектирования ПЧ, а вторая дополнительно разделяется и поступает на смеситель 62 с двойной балансировкой I-канала и 90-градусный модуль 64 задержки. Смеситель 62 с двойной балансировкой осуществляет синхронное понижающее преобразование потока данных "I". Выходной сигнал смесителя 62 с двойной балансировкой поступает на низкочастотный фильтр (ФНЧ) 74. Выходной сигнал ФНЧ 74 разделяется на три части. Первый выходной сигнал ФНЧ 74 поступает на электронный модуль компенсации с необязательным дифференциальным декодером (ECM/DD) 104. Выходной сигнал ECM/DD 104 представляет собой РЧ выход I-канала 82, который детектирует модулированные данные на синфазной части любого формата оптической модуляции, который, в общем случае, рассматривается как квадратурная амплитудная модуляция (QAM). Секция дифференциального декодера ECM/DD 104 может предназначаться для демодуляции дифференциально кодированных форматов модуляции. Две другие части фильтрованных I данных доступны для обработки сигнала ошибки. Эти сигналы поступают на цифровые РЧ блоки принятия решения F 90 и G 86. Выходной сигнал блока F 90 поступает на умножитель 100. Выходной сигнал блока G 86 поступает на умножитель 88.

Выходной сигнал 90° модуля 64 задержки поступает на смеситель с двойной балансировкой (DBM) 66. DBM 66 осуществляет синхронное понижающее преобразование потока данных "Q". Выходной сигнал (ДВМ) 66 поступает на низкочастотный фильтр (ФНЧ) 76. Выходной сигнал ФНЧ 76 представляет собой "Q" данные и разделяется на три ветви. Одна ветвь поступает на электронный модуль компенсации с необязательным дифференциальным декодером (ECM/DD) 106. Выходной сигнал ECM/DD 106 представляет собой РЧ выход Q-канала 84, который детектирует модулированные данные на квадратурнофазной части любого формата оптической модуляции, который, в общем случае, рассматривается как квадратурная амплитудная модуляция (QAM). Секция дифференциального декодера ECM/DD 106 может предназначаться для демодуляции дифференциально кодированных форматов модуляции.

Две другие части фильтрованных Q данных доступны для обработки сигнала ошибки. Эти сигналы поступают на цифровые РЧ блоки принятия решения F 96 и G 98. Выходной сигнал блока F 96 поступает на умножитель 88. Выходной сигнал блока G 98 поступает на умножитель 100.

РЧ выходные сигналы умножителей 88 и 100 поступают на РЧ модуль 94 вычитания. Выходной сигнал модуля 94 представляет собой сигнал ошибки, который поступает на контурный фильтр 78. Выходной сигнал фильтра 78 поступает на регулируемый лазерный LO 1 и гарантирует поддержку строгой синхронизации частоты и фазы LO 1.

Схема 13 автоматического сканирования автоматически сканирует лазерный LO 1 посредством контроля температуры, благодаря чему синхронизация по частоте между лазерным LO 1 и входным сигналом 10 поддерживается на частоте биений ПЧ. Лазерный LO 1 грубо настраивается на длину волны путем изменения температуры. Изменение от более низкой температуры до более высокой температуры увеличивает длину волны лазерного LO 1. Благодаря использованию цифроаналогового преобразователя (ЦАП) эту температуру можно сканировать от более низкой температуры до более высокой температуры с использованием цифровых счетчиков (не показаны), причем тактовый генератор настроен на нужную частоту для управляемого сканирования или 'настройки' лазерного LO 1. Согласно фиг. 5, 'биения' неизвестного сигнала можно искать, начиная сканирование в нижнем температурном диапазоне и переходя к верхнему температурному диапазону. Полосовой фильтр 58, настроенный на нужную промежуточную частоту (ПЧ), будет пропускать несущую, связанную с гетеродином (или биениями), между LO 1 и неизвестным сигналом. Эта 'несущая' детектируется схемой автоматического сканирования для синхронизации лазерного LO с входным оптическим сигналом.

Экспериментальный способ "отыскания" 'биений' между двумя лазерами для создания ПЧ в когерентной/гетеродинной системе обычно предусматривает использование ряда дорогостоящих устройств. Два лазера, используемые в такой экспериментальной установке, обычно установленные на оптической скамье, требуют подключения к анализатору оптического спектра 'OSA'. Этот инструмент будет одновременно показывать две разные длины волны лазера. Затем один лазер настраивается для приближения длины волны как можно ближе к другой. Разрешение OSA обычно позволяет наблюдать выходной сигнал пары лазеров как единую 'светящуюся точку'. Однако необходимо более точное определение длины волны/частоты посредством анализатора РЧ спектра. Лазерные выходные сигналы нужно оптически смешивать в волоконно-оптическом ответвителе с последующим ОЭ (оптоэлектрическим) преобразованием, обычно с помощью широкополосного фотодиода. Если длина волны лазера настроена достаточно точно в диапазоне частот анализатора спектра, например, менее 40 ГГц, то будет наблюдаться РЧ сигнал (ПЧ). Способ точной настройки, а также поддержания стабильности длины волны лазеров полезен и необходим. Приложение, используемое в этом варианте осуществления изобретения, использует лазеры, применяющие температуру и ток для точной настройки и стабилизации 'биений' ПЧ, но не исключает другие методы.

Схема 13 автоматического сканирования, показанная на фиг. 6, как подробно показано на фиг. 11, содержит дифференциальный усилитель 204, генератор 214, ЦАП 206, тактовый генератор 208, усилитель 210, диод Шоттки 232, полосовой фильтр 224, вентиль И 222, переключатель SPST 234, оптический переключатель 230 на полевом транзисторе, контурный фильтр ФАПЧ 218, детектор 220 срыва слежения и умножитель 216. Модуль 68 детектирования ПЧ, показанный на фиг. 6, состоит из генератора 228 с регулировкой по напряжению, умножителя 226 и полосового фильтра 224, как показано на фиг. 11. Секция или модуль схемы 13 автоматического сканирования сканирует длину волны лазерного LO 1, в ходе грубой регулировки посредством контроля температуры и в ходе точной регулировки для фазовой синхронизации посредством контроля тока. Один тип доступного лазера поставляется в виде небольшого герметичного устройства. Будучи упакованным, лазер оптического LO 1 внутренне смонтирован на термоэлектрическом 'TE' охладителе (не показан) совместно с термистором "T" для простоты регистрации температуры, как показано на фиг. 11. Вход 'TE' лазерного пакета для оптического LO 1 подключен к дифференциальному усилителю 204. Контурный фильтр 205 TE включен в цепь обратной связи для усилителя 204. Регистрация температуры LO 1 обеспечивается термистором 'T', который подключен к усилителю 204 для обеспечения обратной связи для точной регулировкой температуры. Опорная температура контрольной точки для усилителя 204 определяется Ц/А преобразователем 'ЦАП' 206, подключенным и выбранным в цифровом режиме счетчиками прямого/обратного действия с использованием конструкций, известных специалистам в данной области техники. Разрешение по температуре, которое отвечает за разрешение по частоте настройки лазерного LO 1, задается числом битов ЦАП 206, опорным напряжением ЦАП 206 и резисторами REF TEMP 207 и OFFSET BIAS 209. Схема смещения используется для центрирования диапазона настройки ЦАП 206 в температурных спецификациях используемого лазерного LO 1. В порядке примера, но без ограничения, используется 12-битовый ЦАП 206 с опорным напряжением +5 вольт для типичного номинального разрешения на бит ЦАП 206 60 МГц.

Схема 13 автоматического сканирования действует путем цифрового тактирования счетчиков прямого/обратного действия ЦАП 206. Это будет увеличивать или уменьшать температуру лазерного LO 1. Это "настраивает" длину волны/частоту лазерного LO 1 для детектирования "биений" и останавливает цифровой отсчет.

Схема 13 автоматического сканирования инициируется следующим образом: ЦАП и счетчики 206 прямого/обратного действия могут "устанавливаться на нуль". Таким образом, опорная температура устанавливается равной самой низкой температуре квантового генератора (LO) 1. "Ручной запуск" позволяет отсчитывать тактовый сигнал 208 настройки на выбранной скорости "быстрой или медленной". "Биения" между лазерным LO 1 и модулированным оптическим входным сигналом 10 распознаются по выходному сигналу полосового фильтра 224. Схема, образованная диодом Шоттки 232 и фильтром, включающим в себя резистор 211 и конденсатор 213, детектирует амплитуду "биений". Выход схемы, состоящей из диода Шоттки 232 и фильтра 211, 213, подключен к усилителю 210 компаратора детектора несущей. Выход компаратора детектора несущей 210 подключен к вентилю И 222 и входу тактового генератора 208 настройки. Сигнал остановки тактового генератора останавливает "настройку" температуры путем остановки тактового сигнала счетчика прямого/обратного действия ЦАП 206. Заметим, что неинвертирующий вход усилителя 210 заземлен через резистор 215, и резистор 225 обратной связи подключен между его неинвертирующим входом и выходом, что обеспечивает гистерезис.

Настройка температуры может производиться очень медленно вследствие температурных временных констант, характерных для лазерного пакета лазерного LO 1. Для более быстрой "настройки" можно выбрать тактовый сигнал «быстро» в порядке примера, но не ограничения, равный 20 Гц, для сканирования/настройки для быстрого получения нужного сигнала. Однако, при осуществлении детектирования "биений" и остановке счетчиков ЦАП 206 температура будет выходить за пределы диапазона схемы детектирования полосового фильтра 224. Тогда медленный тактовый сигнал «вниз» можно установить, в порядке примера, но не ограничения, равным 1 Гц для точного приведения "биений" в диапазон схемы детектирования без перерегулировки. В итоге, контроль температуры лазерного LO 1 регулируется посредством обратной связи с помощью усилителя/контурного фильтра, и температура устанавливается для настройки длины волны/частоты лазерного LO 1 с помощью ЦАП 206.

Вход тока для лазерного пакета лазерного LO 1 требует тока, который может быть задан для обеспечения оптического выходного сигнала, близкого к максимальному, и точной регулировки тока для фазовой синхронизации. Входной ток лазерного LO 1 лазерного пакета обеспечивается напряжением смещения лазера, подаваемым на резистор R_L. Обычно, но без ограничения, напряжение смещения равно -3.5 В, и резистор R_L имеет сопротивление 10 Ом. 'ФАПЧ' (цепь фазовой синхронизации) подключена к лазеру через усилитель 218, контурный фильтр ФАПЧ 219 и резистор R_PLL, выбранный для оптимального коэффициента усиления цепи. Усилитель 218, контурный фильтр ФАПЧ 219 сбрасывается на нуль вольт оптическим переключателем 230 на полевом транзисторе.

В нижеследующем описании будет прослежена работа топологии схемы 13 автоматического сканирования для варианта осуществления изобретения, сконцентрированного на цепи 11 фазовой синхронизации 11. В гетеродинной конфигурации, показанной на фиг. 6, выходной сигнал РЧ цепи усилителя 36 разделяется на четыре части. Часть, поступающая на полосовой фильтр 58, называется каналом высокочастотной связи. Данное рассмотрение посвящено каналу высокочастотной связи.

КАНАЛ ВЫСОКОЧАСТОТНОЙ СВЯЗИ С ДВОЙНЫМ ПРЕОБРАЗОВАНИЕМ

Канал высокочастотной связи может иметь, но без ограничения, ПЧ (промежуточную частоту) 27 ГГц. Эта ПЧ частота может быть идеальной с точки зрения сигнала, но может быть неидеальной для секции высокочастотной связи, используемой для фазовой синхронизации. Согласно фиг. 11, с использованием смесителя 226 и 'генератора с регулировкой по напряжению' (ГУН) 228, установленного, в порядке примера, но не ограничения, на 17 ГГц, можно обеспечить понижающее преобразование до 10 ГГц. Затем сигнал поступает на полосовой фильтр 224 10 ГГц, а затем на схему ФАПЧ 11. Этот канал высокочастотной связи с двойным преобразованием позволяет системе выбирать ПЧ, подходящую для канала сигнал, но может использовать, например, конфигурацию ФАПЧ 11 канала высокочастотной связи 10 ГГц. Удобно иметь универсальную систему для различных ПЧ частот сигнала без необходимости переконфигурирования канала ФАПЧ 11 для каждой идеальной ПЧ частоты сигнала. В упрощенном варианте осуществления для приложения, требующего в порядке примера, но без ограничения, ПЧ 10 ГГц сигнала, эту секцию двойного преобразования можно исключить. Канал высокочастотной связи будет поступать непосредственно на полосовой фильтр 224, что избавляет от необходимости в ГУН 228 и смесителе 226.

Вышеописанный канал высокочастотной связи, вне зависимости от того, как он создан, подключен к полосовому фильтру 224, установленному для этого варианта осуществления, но без ограничения, на 10 ГГц. Выходной сигнал полосового фильтра 224 поступает на схему диода 232 Шоттки и фильтра 211, 213, и цифровой делитель 212 производит деление на 200.

В нижеследующем описании мы сначала проследим цепь секции цифрового делителя 212. Цифровой делитель 212 имеет известную конструкцию. В этом примере цифровой делитель 212, 213 настроен на, но без ограничения, деление на 200, как упомянуто выше. В результате, канал высокочастотной связи 10 ГГц этого примера будет преобразован с понижением частоты до 50 МГц, которая сравнивается с опорным генератором 50 МГц 214, например, через смеситель типа исключающего ИЛИ/фазовый компаратор 216.

Выходной сигнал смесителя/фазового компаратора 216 поступает через резистор 217 связи на усилитель 218 и контурный фильтр ФАПЧ 219, который затем поступает через резистор R_PLL на "вход тока" лазерного пакета для лазерного LO 1. Когда эта цепь фазовой синхронизации 11 замкнута, LO 1 выдает значение длины волны/частоты "выходного сигнала лазерного гетеродина" для обеспечения "биений" с длиной волны/частотой модулированного оптического входного сигнала 10 и генерации, в порядке примера, но без ограничения, ПЧ 27 ГГц. Эта ПЧ будет синхронизироваться по частоте и фазе с REF OSC (опорным генератором) 50 МГц 214. Заметим, что в этом примере через резистор R_L напряжение смещения лазера поступает на вход тока оптического квантового генератора LO 1. Кроме того, через резистор 221 на последний поступает выходной сигнал контурного фильтра 78.

Нижеследующее рассмотрение посвящено идентификации нужных "биений" и принятию решения на синхронизацию схемы согласно варианту осуществления. В течение десятилетий было доступно много весьма эффективных традиционных устройств ФАПЧ на одном кристалле. Они действуют путем подачи, с правильной полярностью, выходного сигнала фазового компаратора, прошедшего через контурный фильтр, на генератор с регулировкой по напряжению (ГУН) для "фазовой синхронизации" с опорной частотой. Существует два характерных типа или версии смесителя/фазового компаратора. Одна версия характеризуется чувствительностью к краю и может содержать цифровую триггерную схему для частотной дискриминации, которая называется частотным/фазовым компаратором или детектором. Его преимущество состоит в отсутствии синхронизации с гармониками опорной частоты, но он также имеет недостаток, заключающийся в большой подверженности шуму, поскольку он использует "края" сигналов для сравнения/детектирования. Вторая версия представляет собой смеситель/компаратор квадратурного типа, который может быть выполнен в аналоговой конфигурации, например в виде так называемой "ячейки Гильберта", или в конфигурации смесителя/детектора типа "перевернутой новогодней елки". Его также можно выполнить в цифровой конфигурации с использованием вентиля исключающего ИЛИ. Эти альтернативные конфигурации могут синхронизироваться с гармониками, но могут иметь преимущество в том, что их можно конфигурировать для достижения очень высокой помехоустойчивости. Любой тип этих конфигураций смесителя/компаратора будучи установлен в стандартной конфигурации ФАПЧ «без синхронизации» будет приводить к тому, что выходной сигнал контурного фильтра 219 не будет равен нулю вольт, но будет "ограничен" одной питающей шиной (не показана).

Для топологий ФАПЧ 11 может иметь место три конкретных объекта, подлежащих мониторингу в ходе успешной синхронизации. В обычных приложениях существует три объекта, подлежащих мониторингу: во-первых, это фазовая синхронизация нужного сигнала с опорной частотой, во-вторых, после того, как цепь синхронизирована по фазе, можно включить индикатор синхронизации и, в-третьих, также можно включить детектор амплитуды. Вариант осуществления цепи 11 фазовой синхронизации согласно изобретению объединяет возможность избежания синхронизации с гармониками и получения высокой помехоустойчивости. В отсутствие синхронизации ФАПЧ 11 будет устанавливать усилитель 218 контурного фильтра на нуль вольт вместо «ограничения» одной питающей шиной. Это осуществляется за счет обращения порядка трех конкретных объектов в вышеупомянутой последовательности мониторинга. Во-первых, схема диода Шоттки 232 и фильтра 211, 213 детектирует амплитуду "биений". Выход схемы диода Шоттки 232 и фильтра 211, 213 подключен к усилителю 210 компаратора детектора несущей. Выходной сигнал усилителя 210 компаратора детектора несущей поступает на вентиль И 222 и вход СИГНАЛА ОСТАНОВКИ ТАКТОВОГО ГЕНЕРАТОРА тактового генератора 208 настройки для остановки "настройки", как описано выше. Когда амплитуда несущей, которая преобразуется в напряжение постоянного тока, представляющее амплитуду несущей, выше порога, установленного усилителем 210 компаратора детектора несущей (и соответствующей схемой), его выходной сигнал переходит в состояние "высокий", которое указывает, что была обнаружена несущая, имеющая правильную амплитуду в полосовом фильтре 224. Эта несущая прошла через полосовой фильтр 224, поэтому ее частота известна, а это значит, что "биения" очень близки к нужной ПЧ. Во-вторых, теперь "биения" очень близки к нужной ПЧ, опорный генератор 50 МГц 214 и цифровой делитель 212 на 200 подключены к детектору 220 срыва слежения.

Основное действие детектора 220 срыва слежения состоит в том, что, если на один вход поступает один тактовый сигнал и на другой вход поступает другой тактовый сигнал независимо от фазы между ними или от того, какой из них поступает первым, выходной сигнал в этом примере включается, т.е. переходит в состояние "HI" (высокое). Иными словами, два сигнала имеют одинаковую частоту, но их фазовое соотношение не имеет значения в этой схеме. Если на какой-либо вход поступает более одного тактового импульса или сигнала до того, как на другой поступит тактовый сигнал, то выходной сигнал отключается или, в этом примере, переходит в состояние "LO" (низкое). Это тот же частотный детектор, но не фазовый детектор. Это тот же тип схемы, который используется в обычных применениях ФАПЧ для указания, что цепь замкнута. Детектор срыва слежения может быть снабжен триггерами и логическими вентилями, которые известны специалистам в данной области техники. Когда на вентиль И 222 поступают отдельные входные сигналы от детектора 220 срыва слежения и с выхода усилителя 210, его выходной сигнал переходит в состояние "высокое", при этом переключатель 234 устанавливается в положение АВТО ФАПЧ ВКЛЮЧЕНО, благодаря чему ОПТИЧЕСКИЙ ПЕРЕКЛЮЧАТЕЛЬ НА ПОЛЕВОМ ТРАНЗИСТОРЕ 230 размыкается, что позволяет усилителю 218 и контурному фильтру ФАПЧ 219 подключаться к входу тока оптического LO 1 через резистор R_PLL. Это позволит ФАПЧ замыкаться. Переключатель 234 включения/отключения ФАПЧ можно использовать для того, чтобы вручную отключать ФАПЧ. Заметим, что через резистор 223 постоянное напряжение +5 В поступает на оптический переключатель 230 на полевом транзисторе.

Традиционно используется анализатор оптического спектра (OSA) для определения длины волны лазерного LO 1 и длины волны неизвестного сигнала. Затем температуру лазерного LO 1 необходимо изменять, пока две длины волны не станут очень близки. Поскольку OSA не имеет достаточного разрешения по длине волны, РЧ анализатор спектра теперь нужно использовать после ОЭ преобразования для дополнительно точной настройки температуры для получения частоты, очень близкой к нужной ПЧ. Оба эти инструмента велики, тяжелы и дороги. Различные каналы связи на основе мультиплексирования с разделением по длине волны (WDM) можно изучать и анализировать с использованием этого признака.

Заметим, что характеристики РЧ компонента в когерентном приемнике, вариант осуществления которого показан на фиг. 6, выбираются соответствующим образом для оптимальной обработки сигнала оптического гетеродина.

На фиг. 7 показано усовершенствование, отвечающее изобретению, позволяющее конфигурировать модули приемника 200 для обеспечения гетеродинного приемника 400 наблюдения со сбалансированными фотодиодами (Б-ФД) 14/112. Сбалансированные PIN фотодиоды 113 и 115, находящиеся в РЧ пакете для Б-ФД 14/112, имеют достаточную РЧ полосу для обработки РЧ частот от [ПЧ-0,7*(битовая скорость)] до [ПЧ+0,7*(битовая скорость)]. Пара фотодиодов 113, 115 может потребоваться для цифровых передач с более высоким значением ПЧ или более высокой битовой скоростью, если Б-ЛФД 14/30, показанный на фиг. 6, не имеет достаточной РЧ полосы. DSC740 от Discovery Semiconductors, Inc., использующий сбалансированные фотодиоды, имеет полосу 35 ГГц, и его можно использовать для настоящего гетеродинного приемника 10 Гбит/с. Чувствительность по постоянному току сбалансированных фотодиодов 113, 115 приблизительно равна 0,7 А/Вт, а у Б-ЛФД 14/30 приблизительно равняться 1,5 А/Вт. Более низкая чувствительность по постоянному току сбалансированных PIN диодов 113, 115 будет приводить к снижению показателя чувствительности вторичного варианта осуществления изобретения, показанного на фиг. 7. Кроме того, к Б-ФД пакету 14/112 не применяются цепи обратной связи, из-за чего характеристики приемника 400 могут слегка ухудшиться по сравнению с приемником 300 согласно предпочтительному варианту осуществления изобретения, показанному на фиг. 6. Это объясняется тем, что цепь обратной связи, применяемая к паре сбалансированных ЛФД, служит для выравнивания чувствительностей по постоянному току двух ЛФД 31, 33 для полного подавления RIN лазерного LO 1, что повышает показатель чувствительности предпочтительного варианта осуществления приемника, показанного на фиг. 6, по сравнению с показателями пакета Б-ФД 14/112 согласно второму варианту осуществления, показанному на фиг. 7. В противном случае, приемник 400, показанный на фиг. 7, действует таким же образом, как приемник 300, показанный на фиг.6.

На фиг. 8 показаны модули приемника 200, предназначенные для обеспечения гомодинного когерентного приемника наблюдения 500, согласно другому варианту осуществления изобретения. В отличие от гетеродинных когерентных приемников 300, 400, наблюдения соответственно, 90-градусный оптический гибрид 3/122 с переменным отношением используется вместо оптического ответвителя 3/24 с переменным отношением соединения. Подробный вид типового 90-градусного оптического гибрида с переменным отношением соединения, используемого в гомодинной версии изобретения, показан на фиг. 10. Гибрид 3/122 генерирует синфазные (I) и квадратурно-фазные (Q) оптические данные. Q данные подлежат вводу для фазовой синхронизации лазерного LO 1 в этом гомодинном приемнике 500. Поскольку I и Q потоки данных генерируются посредством оптического гибрида 3/122, нет необходимости генерировать эти состояния в РЧ диапазоне, как это делается в гетеродинных приемниках 300 и 400, показанных на фиг. 6 и 7, соответственно. Состояния поляризации модулированного оптического входного сигнала 10 и лазерных LO 1 может быть необходимо устанавливать в фиксированных состояниях поляризации, например, круговом/линейном. Кроме того, на гомодинной платформе 500 РЧ выходной сигнал Б-ЛФД 126 находится в диапазоне модулирующего сигнала, и синхронная демодуляция не требуется. Часть РЧ выходного сигнала разделяется и поступает на модуль 13 автоматического сканирования. Выходной сигнал модуля 13 автоматического сканирования управляет температурой лазерного LO 1. Таким образом, поддерживается работа в гомодинном режиме.

Согласно фиг. 8, входной оптический сигнал 10 на типовой гомодинный когерентный приемник 500 наблюдения сначала поступает на оптический вентиль 16, и затем, в необязательном порядке, поступает на малошумящий оптический усилитель 18, а затем на оптический полосовой фильтр 20 с полосой, соответствующей данным. Фильтрованный сигнал затем поступает на стабилизатор 22 поляризации. Этот стабилизатор 22 поляризации работает с одномодовым волоконным входом и может быть приспособлен к работе с низкоуровневыми оптическими сигналами. Выход стабилизатора 22 поляризации является волокном, поддерживающим поляризацию (PM), и состояние поляризации можно поддерживать в надлежащем состоянии поляризации (SOP). Выходной сигнал поступает на оптический гибрид 3/122.

Лазерный LO 1, который является устройством со стекловолоконными выводами PM с фиксированным состоянием поляризации, подключен к PM двухкаскадному оптическому вентилю 50. Лазер выбирается таким образом, чтобы он имел наименьшую RIN и ширину линии, но все же подчинялся схеме возбуждения обратной связи. Выходной сигнал этого вентиля 50 распространяется по PM волокну, и, в необязательном порядке, поступает на малошумящий оптический усилитель 38, подключенный к оптическому фильтру 40 усиленного спонтанного излучения (ASE). Затем этот фильтрованный выходной сигнал поступает на стабилизатор 42 поляризации с выбранным SOP выходного сигнала. Для гомодинных приложений состояния поляризации сигнала и лазерного LO 1 может быть необходимо устанавливать в фиксированных состояниях поляризации, например, круговом/линейном.

Волоконные выводы сигнала и необязательных стабилизаторов поляризации LO 22, 42, соответственно, подключены к 90° оптическому гибриду с переменным отношением соединения (VROH) 3/122. Со ссылкой на оптический гибрид, показанный на фиг. 10, отношения соединения внутреннего оптического ответвителя 1 (143) и оптического ответвителя 2 (145) гибрида 3/122 регулируются посредством обратной связи для поддержания наивысшей производительности системы. Отношения соединения внутреннего оптического ответвителя 3 (147) и оптического ответвителя 4 (149) также регулируются напряжением. Однако оптические ответвители 147 и 149 обычно поддерживаются при отношении соединения 50/50. VROH (оптический гибрид с переменным отношением соединения) 3/122 имеет четыре оптических выхода. Два оптических выходных сигнала из оптического ответвителя 3 (147) VROH 3/122 поступают на 99:1 ответвители оптических отводов (OT) 26 и 44 (см. фиг. 8). Около 99% входной мощности на каждый оптический отвод (OT) 26, 44 поступает на сбалансированный ЛФД 126 I-канала, который состоит из ЛФД 127 с положительным смещением и ЛФД 129 с отрицательным смещением. Около 1% входной мощности, поступающей на ответвители оптических отводов 26, 44, поступает на оптический дифференциальный компаратор 52, который подключен к оптическому ответвителю 3 (147) VROH 3/122 с регулировкой по напряжению. Выходной сигнал оптического компаратора 52 попеременно передает оптическую информацию из обоих отводов 26, 44 на заранее определенной частоте коммутации для возбуждения оптического ответвителя 3 (147) VROH 3/122. Когда оптический ответвитель 3 (147) VROH 3/122 установлен на эффективную настройку 50/50, нулевое напряжение поступает на оптический ответвитель 3 (147) VROH 3/122. Этот цикл обеспечивает стабильность соединения с регулировкой по напряжению в реальном времени для оптического ответвителя 3 (147) VROH 3/122 с пренебрежимо малыми вносимыми потерями < 0.05 дБ.

Существует два выходных волокна из оптического ответвителя 3 (147) VROH 3/122. Одно из волокон подключено к волоконному расширителю (FS) 28 с пьезоэлектрическим управлением и низкими потерями (<0,5 дБ) через отвод OT 26. Расширитель 28 имеет аналоговый входной порт обратной связи, на который поступает, через пиковый детектор 17, усиленный выходной сигнал РЧ цепи усилителя 128 в непосредственной близости к расширителю 28, и цепь обратной связи предназначена для поддержания наивысшей производительности системы. Это цепь активной регулировки оптической задержки. Выходные волокна из волоконного расширителя 28 и из выходного волокна другого отвода OT 44 непосредственно подключены к сбалансированному ЛФД 126, состоящему из пары диодов ЛФД 127 и 129. Благодаря этим процедурам равные длины оптического пути между VROH 3/122 и сбалансированным ЛФД 126 поддерживаются для оптимальной работы приемника 500.

Сбалансированные ОЭ элементы 127 и 129 представляют собой пары лавинных фотодиодов (ЛФД), которые, как указано выше, имеют достаточную РЧ полосу, номинально 70 процентов от скорости передачи данных, для эффективной обработки гомодинного оптического сигнала 10. Эти ЛФД 127, 129 способны работать в широком диапазоне оптической входной мощности и могут работать в линейных условиях для больших средних оптических входных сигналов. Устройства на основе ЛФД 127, 129 выращиваются для достижения низкого коэффициента избыточного шума <2 дБ. Пара Б-ЛФД 126 строится в микроволновом пакете для создания совпадающих РЧ характеристик по необходимому диапазону ширины полосы РЧ сигнала. При высокой входной оптической мощности ЛФД 127, 129 могут достигать коэффициента умножения M=1,5. Точное значение M зависит от обратного смещения, подаваемого на ЛФД 126, и температуры. ЛФД 127, 129 собраны на термоэлектрическом охладителе (TEC) (не показан) совместно с термистором (не показан) внутри РЧ пакета Б-ЛФД 126. Эти элементы совместно с дополнительной схемой обеспечены в цепи управления для поддержания высокоточной температурной стабильности устройств на основе ЛФД в пакете. Это цепь 32 контроля температуры (TCL).

Заметим, что ЛФД 126 или ЛФД 129 имеет напряжение смещения, предустановленное для оптимальной работы через цепь 46 регистрации фототока (PML), которая является активной цепью регулировки усиления ЛФД.

Выход по напряжению пары ЛФД I-канала 126 подключен к порту постоянного тока широкополосного тройника смещения (BT) 34. Цепь обратной связи, на которую поступает выходной сигнал BT 34, призвана регулировать смещение второго ЛФД 127 для достижения совпадающей чувствительности по переменному току в диапазоне частот РЧ сигнала. Это напряжение интегрируется по большому количеству циклов битовой маски и подается на 'ведомый' ЛФД 127 для постоянной регулировки баланса вблизи оптимального. С этим пакетом ЛФД 126, состоящим из ЛФД 127, 129, и соответствующей цепью обратной связи достигается точная балансировка между сбалансированными каналами. Это цепь контроля баланса ЛФД. Когда напряжение обратной связи, поступающее через тройник 34 смещения, равно нулю, чувствительности по постоянному току ЛФД 127 и 129 совпадают, и RIN лазерного LO 1 минимизируется для оптимальной работы приемника 500.

РЧ выходной сигнал сбалансированной пары ЛФД 127, 129 поступает на цепь малошумящего усилителя с хорошей развязкой и 50-омным импедансом 128. Эта цепь 128 обеспечивает однородный коэффициент усиления с низкой групповой задержкой по полосе пропускания принятого РЧ. Эта цепь 128 обеспечивает достаточную мощность несжатого РЧ сигнала, который затем поступает на соответствующие РЧ компоненты. Кроме того, цепь имеет достаточную РЧ полосу для гомодинного сигнала модуляции (>0,7*(битовая скорость)).

Усиленный РЧ I-сигнал разделяется на четыре пути. Один путь от цепи 128 усилителя поступает на пиковый детектор 17. Второй выходной сигнал цепи усилителя 128 поступает на электронный модуль компенсации с необязательным дифференциальным декодером (ECM/DD) 104. Две другие части РЧ усилителя 128 доступны для обработки сигнала ошибки. Эти сигналы поступают на цифровые РЧ блоки принятия решения F (96) и G (98). Выходной сигнал F (96) поступает на умножитель 88. Выходной сигнал G (98) поступает на умножитель 100.

Два оптических выходных сигнала из оптического ответвителя 4, (149) VROH 3/122 поступают на 99:1 ответвители оптических отводов (OT) 118 и 120, соответственно. Около 99% входной мощности на каждый OT 118, 120 поступает на Q-канал сбалансированного ЛФД 130, который состоит из ЛФД 131 с положительным смещением и ЛФД 133 с отрицательным смещением. Около 1% мощности, поступающей на ответвители оптических отводов 26, 44, поступает на оптический дифференциальный компаратор 114, который подключен к оптическому ответвителю 4 (149) VROH 3/122 с регулировкой по напряжению. Выходной сигнал оптического компаратора 114 попеременно передает оптическую информацию из обоих отводов 118 и 120 на заранее определенной частоте коммутации для возбуждения оптического ответвителя 4 (149) VROH 3/122. Когда оптический ответвитель 4 (149) VROH 3/122 установлен на эффективную настройку 50/50, нулевое напряжение поступает на оптический ответвитель 4 (149) VROH 3/122. Этот цикл обеспечивает стабильность соединения с регулировкой по напряжению в реальном времени для оптического ответвителя 4 (149) VROH 3/122 с пренебрежимо малыми вносимыми потерями < 0.05 дБ.

Существует два выходных волокна из оптического ответвителя 4 (149) VROH 3/122. Одно из волокон подключено к волоконному расширителю (FS) 124 с пьезоэлектрическим управлением и низкими потерями (<0,5 дБ). FS 124 имеет аналоговый входной порт обратной связи, на который поступает усиленный выходной сигнал РЧ цепи усилителя 132 в непосредственной близости от FS 124, и цепь обратной связи предназначена для поддержания наивысшей производительности системы. Это цепь активной регулировки оптической задержки. Стандартная схема 17 обнаружения пиков подключена к расширителю или FS 124. Выходные волокна из волоконного расширителя 124 и выходное волокно из оптического ответвителя 4 (149) непосредственно подключены к сбалансированному ЛФД 130, состоящему из пары ЛФД 131 и 133. Благодаря этим процедурам, равные длины оптического пути между VROH 3/122 и сбалансированным ЛФД 130, поддерживаются для оптимальной работы приемника 500.

Сбалансированные ОЭ элементы 131 и 133 представляют собой лавинные фотодиоды (ЛФД), имеющие достаточную РЧ полосу, номинально 70 процентов от скорости передачи данных, для эффективной обработки гомодинного оптического сигнала 10. Эти ЛФД 131, 133 способны работать в широком диапазоне оптической входной мощности и могут работать в линейных условиях для больших средних оптических входных сигналов. Устройства на основе ЛФД 131, 133 выращиваются для достижения низкого коэффициента избыточного шума <2 дБ. Пара ЛФД 130 строится в микроволновом пакете для создания совпадающих РЧ характеристик по необходимому диапазону ширины полосы РЧ сигнала. При высокой входной оптической мощности ЛФД 131, 133 могут достигать коэффициента умножения M=1,5. Точное значение M зависит от обратного смещения, приложенного к ним, и температуры. ЛФД 131, 133 скомпонованы на термоэлектрическом охладителе (TEC) (не показан) совместно с термистором (не показан) внутри РЧ пакета ЛФД 130. Эти элементы совместно с дополнительной схемой обеспечены в цепи управления для поддержания высокоточной температурной стабильности устройств на основе ЛФД 131, 133 в пакете 139. Это цепь 32 контроля температуры (TCL).

Заметим, что напряжение ЛФД 133 имеет напряжение смещения, предустановленное для оптимальной работы через цепь 46 регистрации фототока (PML). Это активная цепь регулировки усиления ЛФД.

Выход Q-канала РЧ пакета ЛФД 130 подключен к порту постоянного тока широкополосного тройника 34 смещения (BT). Цепь обратной связи, на который поступает выходной сигнал BT 34, призвана регулировать смещение второго ЛФД 131 для достижения совпадающей чувствительности по переменному току в диапазоне частот РЧ сигнала. Это напряжение интегрируется по большому количеству циклов битовой маски и подается на 'ведомый' ЛФД 131 для постоянной регулировки баланса вблизи оптимального. С этим РЧ пакетом ЛФД 130 и соответствующей цепью обратной связи достигается точная балансировка между сбалансированными каналами. Это цепь контроля баланса ЛФД. Когда напряжение обратной связи, поступающее через тройник смещения, или BT 34, равно нулю, чувствительности по постоянному току ЛФД 131 и 133 совпадают, и RIN лазерного LO 1 минимизируется для оптимальной работы приемника 500.

РЧ выходной сигнал сбалансированной пары ЛФД 131, 133 поступает на цепь малошумящего усилителя с хорошей развязкой и 50-омным импедансом 132. Эта цепь 132 усилителя обеспечивает однородный коэффициент усиления с низкой групповой задержкой по полосе пропускания принятого РЧ. Эта цепь 132 усилителя обеспечивает достаточную мощность несжатого РЧ сигнала, который затем поступает на соответствующие РЧ компоненты. Кроме того, цепь имеет достаточную РЧ полосу для гомодинного сигнала модуляции (>0,7* (битовая скорость)).

Усиленный РЧ Q-сигнал разделяется на пять путей, от цепи 132 усилителя. Один путь цепи 132 усилителя поступает на блок 17 обнаружения пиков Q-канала. Второй выходной сигнал цепи 132 усилителя поступает на электронный модуль компенсации с необязательным дифференциальным декодером (ECM/DD) 106, который подключен к низкочастотному фильтру 102, за которым следует РЧ выход Q-канала 84. Две другие части цепи 132 усилителя доступны для обработки сигнала ошибки. Эти сигналы поступают на цифровые РЧ блоки принятия решения F (90) и G (86). Выходной сигнал F (90) поступает на умножитель 100. Выходной сигнал G (86) поступает на умножитель 88. Пятый выходной сигнал цепи усилителя 132 поступает на модуль 13 автоматического сканирования, который подключен к регулируемому лазерному LO 1.

РЧ выходные сигналы умножителей 88 и 100 поступают на РЧ модуль 94 вычитания. Выходной сигнал модуля 94 представляет собой сигнал ошибки, который возбуждает контурный фильтр 78. Выходной сигнал фильтра 78 возбуждает регулируемый лазерный LO 1 и гарантирует поддержку строгой синхронизации частоты и фазы LO 1.

Схема 13 автоматического сканирования автоматически сканирует лазерный LO 1 посредством контроля температуры, благодаря чему синхронизация по частоте между лазерным LO 1 и сигналом передачи поддерживается в гомодинном режиме. Лазерный LO 1 грубо настраивается на длину волны путем изменения температуры. Изменение от более низкой температуры до более высокой температуры увеличивает длину волны лазерного LO 1.

Схема 13 автоматического сканирования использует цифроаналоговый преобразователь (ЦАП) (не показан), для сканирования температуры от более низкой температуры до более высокой температуры с использованием цифровых счетчиков, причем тактовый генератор настроен на нужную частоту для управляемого сканирования или 'настройки' лазера 1. Согласно фиг. 5, 'биения' неизвестного сигнала можно искать, начиная сканирование в нижнем температурном диапазоне и переходя к верхнему температурному диапазону. В конце концов, сканирование пройдет через сигнал, связанный с гомодинным условием между лазерным LO 1 и неизвестным сигналом. При обнаружении этого сигнала дополнительная схема останавливает цифровые счетчики, включает ФАПЧ фазовый компаратор и синхронизируется с неизвестным сигналом. Имеется дополнительная схема компаратора для мониторинга выходного сигнала контурного фильтра ФАПЧ 78. При достижении положительного и отрицательного экстремумов, указывающих потенциальную потерю синхронизации, (выход из диапазона синхронизации) эта схема регулирует температуру соответствующим образом для приведения контурного фильтра 78 обратно к центру его диапазона синхронизации. С этой системой мониторинга, после замыкания цепи, неизвестный сигнал можно отслеживать, если он дрейфует по большей части диапазона контроля температуры, тем самым значительно расширяя диапазон синхронизации системы.

Традиционно, в уровне техники используется анализатор оптического спектра (OSA) для определения длины волны лазерного LO 1 и длины волны неизвестного сигнала. Затем температуру лазерного LO 1 необходимо изменять, пока две длины волны не станут очень близки. Поскольку OSA не имеет достаточного разрешения по длине волны, РЧ анализатор спектра теперь нужно использовать после ОЭ преобразования для дополнительно точной настройки температуры для получения частоты, очень близкой к гомодинному режиму. Оба эти инструмента велики, тяжелы и дороги. Различные каналы связи на основе мультиплексирования с разделением по длине волны (WDM) можно изучать и анализировать с использованием этого признака.

Заметим, что характеристики РЧ компонента в когерентном приемнике 500, отвечающем изобретению, выбираются соответствующим образом для оптимальной обработки оптического гомодинного сигнала 10.

Согласно фиг. 9, модули приемника 200, показанного на фиг. 2, сконфигурированы для обеспечения гомодинного приемника 600 наблюдения со сбалансированными фотодиодами 135 и 137 в РЧ пакете 134 и сбалансированными фотодиодами 139 и 141 в РЧ пакете 136. Этот приемник 600 наблюдения может обеспечивать цифровые гомодинные передачи с высокой битовой скоростью. Например, DSC740 на основе PIN имеет полосу 35 ГГц и будет выбран в качестве сбалансированного фотодиода для пакетов 134 и 136, обеспечивая гомодинную обработку 40 Гбит/с, для которой требуется РЧ полоса 28 ГГц. Чувствительность по постоянному току пары сбалансированных фотодиодов приблизительно равна 0,7 А/Вт, а у пары ЛФД может составлять приблизительно 1,5 А/Вт. Более низкая чувствительность по постоянному току вследствие использования сбалансированных PIN диодов для пакетов 134 и 136 будет приводить к снижению показателя чувствительности вторичного варианта осуществления изобретения, показанного на фиг. 9. Кроме того, цепи обратной связи не применяются к Б-ФД пакетам 134 и 136, из-за чего характеристики приемника могут слегка ухудшиться по сравнению с предпочтительным вариантом осуществления изобретения, показанным на фиг. 8. Это объясняется тем, что цепь обратной связи, применяемая к сбалансированному ЛФД, служит для выравнивания чувствительностей по постоянному току двух ЛФД 127 и 129 пакета 126, и 131 и 133 пакета 130. Поэтому, результатом будет более полное исключение RIN лазерного LO 1, что повышает показатель чувствительности предпочтительного варианта осуществления приемника 500, над показателями вторичного варианта осуществления для приемника 600 на основе Б-ФД.

Согласно фиг. 7 ряд компонентов реализован в экспериментальном когерентном гетеродинном приемнике 10 Гбит/с с модуляцией ASK, работающем на ПЧ 27 ГГц, которые перечислены ниже в таблице 1:

Таблица 1 Компонент Производитель Номер детали Рабочие параметры 22 General Photonics POS-103-OEM Входная мощность:
от -40 до +10 дБм 3/24 Canadian Instrumentation 954P фиксированное отношение 50/50 14/30 Discovery Semiconductors DSC740 полоса 35 ГГц 36 Spacek SLKKa-30-6 полоса 18-40 ГГц, 3 РЧ коэффициент усиления 5 дБ, коэффициент шума 3.5 дБ 62, 66 Marki Microwave M9-0750 РЧ/LO 7-50 ГГц; ПЧ 0-10 ГГц 74, 76 Picosecond Pulselabs 5915-110-10.00 полоса 0-10 ГГц 1 JDSU CQF 935-908 63 мВт, RIN -160 дБ/Гц, ширина линии <2 МГц 50, 16 General Photonics ISO-D-15-PP развязка 40 дБ 64 Spectrum-ET LS-0140-KFKM 18-40 ГГц; задержка 25 пс 68 Discovery Semiconductors     13 Discovery Semiconductors   диапазон настройки 2 нм; разрешение по частоте 60 МГц

Остальные компоненты, показанные на фиг. 7, принципиально описаны выше, но еще не реализованы.

Хотя показаны и описаны различные варианты осуществления настоящего изобретения, их не следует рассматривать в порядке ограничения. Специалисты в данной области техники могут предложить определенные модификации этих вариантов осуществления, и эти модификации отвечают сущности и объему прилагаемой формулы изобретения.

Изобретение относится к технике оптической связи и может использоваться для приема оптических сигналов. Технический результат состоит в повышении надежности приема. Для этого оптический когерентный приемник, согласно одному варианту осуществления, имеет гетеродинную конфигурацию и, согласно другому варианту осуществления, имеет гомодинную конфигурацию, причем в каждой конфигурации применяются множественные сигналы обратной связи и аналого-цифровое преобразование для оптимизации отклика на модулированный оптический входной сигнал, обеспечение, по отдельности, РЧ выходных I- и Q-каналов. 28 з.п. ф-лы, 11 ил., 1 табл.

1. Оптический когерентный приемник, содержащий последовательно соединенную подсистему, последовательно включающую в себя процессор входного сигнала, подключенный к оптическому ответвителю, который, в свою очередь, подключен к оптическому процессору после ответвителя, который, в свою очередь, подключен к сбалансированному оптоэлектронному (ОЭ) преобразователю, который, в свою очередь, подключен к радиочастотному (РЧ) процессору, который, в свою очередь, подключен к процессору электронной компенсации/коррекции дисперсии RF/EDC модулирующего сигнала, на который поступает РЧ выходной сигнал от приемника, первую подсистему замкнутого контура, включающую в себя пиковый детектор, подключенный между РЧ процессором и оптическим процессором после ответвителя,
вторую подсистему замкнутого контура, включающую в себя цепь частотной и фазовой синхронизации (FPL), к которой подключен РЧ процессор, оптический гетеродин (LO), к которому подключена FPL, и процессор оптического LO, к которому подключен оптический LO, причем процессор оптического LO подключен к оптическому ответвителю, третью подсистему замкнутого контура, включающую в себя РЧ процессор, подключенный к схеме автоматического сканирования, которая подключена к оптическому LO,
причем процессор входного сигнала предназначен для приема и обработки модулированного оптического входного сигнала для обеспечения стабильного поляризованного оптического выходного сигнала E_sig,
причем оптический ответвитель независимо способен принимать E_sig и оптический опорный сигнал E_LO для обеспечения совокупности выходных сигналов, каждый из которых является комбинацией E_sig и E_LO, и каждый из которых сдвинут по фазе относительно других,
причем оптический процессор после ответвителя независимо способен принимать совокупность выходных сигналов от оптического ответвителя соответственно, для обработки этих сигналов посредством включенного средства волоконного расширения для выравнивания их длин пути, для обеспечения их в качестве совокупности оптических входных сигналов, выровненных по длине пути, и для обеспечения оптически выведенного РЧ сигнала обратной связи на оптический ответвитель для обеспечения отношений между любыми двумя из совокупности его выходных сигналов с данным значением,
причем сбалансированный оптоэлектронный (ОЭ) преобразователь способен принимать совокупность оптических выходных сигналов, выровненных по длине пути, для преобразования этих сигналов в, по меньшей мере, один РЧ выходной сигнал,
причем РЧ процессор способен принимать, по меньшей мере, один РЧ выходной сигнал для обеспечения первого РЧ сигнала обратной связи, подлежащего обнаружению пика посредством пикового детектора для возбуждения средства волоконного расширения оптического процессора после ответвителя для поддержания выравнивания совокупности оптических сигналов, выровненных по длине пути, для дополнительного вывода второго РЧ сигнала обратной связи на схему автоматического сканирования, чтобы она создавала выходной сигнал для температурной коррекции оптического LO, для дополнительного вывода третьего РЧ сигнала обратной связи на модуль синхронизации по частоте и фазе, чтобы он регулировал частоту и фазу оптического LO, с целью синхронизации фазы последний с фазой оптического входного сигнала, и для обеспечения выходного сигнала модуляции,
причем процессор RF/EDC модулирующего сигнала способен принимать выходной сигнал модуляции для его обработки с целью компенсации шума и нарушений передачи этого сигнала, и для создания РЧ выходного сигнала приемника,
причем пиковый детектор способен принимать РЧ сигнал от РЧ процессора для обеспечения выходного сигнала управления, представляющего пик РЧ выходного сигнала, для управления оптического процессора после ответвителя, чтобы гарантировать оптимальное отношение соединения,
причем FPL способна принимать РЧ сигнал ошибки от РЧ процессора для обеспечения управляющего выходного сигнала для регулировки оптического LO для выравнивания его частоты/фазы с модулированным входным сигналом,
причем оптический LO предназначен для создания оптического выходного сигнала для подачи на процессор оптического LO для создания опорного сигнала E_LO, и
причем схема автоматического сканирования способна принимать фильтрованный ПЧ сигнал от РЧ процессора для детектирования, слежения и синхронизации с оптическим входным сигналом.

2. Оптический когерентный приемник по п.1, в котором первый сбалансированный ОЭ преобразователь состоит из, по меньшей мере, одной пары лавинных фотодиодов.

3. Оптический когерентный приемник по п.1, в котором процессор входного сигнала включает в себя средство для оптической развязки по E_sig.

4. Оптический когерентный приемник по п.1, в котором процессор входного сигнала включает в себя средство для усиления и фильтрации E_sig.

5. Оптический когерентный приемник по п.3, в котором процессор входного сигнала дополнительно включает в себя средство для усиления и фильтрации E_sig.

6. Оптический когерентный приемник по п.1, в котором процессор входного сигнала предназначен для оптической развязки, усиления, фильтрации и поляризации входного сигнала для обеспечения E_sig.

7. Оптический когерентный приемник по п.2, в котором РЧ процессор дополнительно предназначен для обеспечения четвертого РЧ сигнала обратной связи для подачи на сбалансированный ОЭ преобразователь для регулировки чувствительности сбалансированного ОЭ преобразователя.

8. Оптический когерентный приемник по п.1, в котором РЧ процессор включает в себя средство для конфигурирования приемника в качестве супергетеродинного приемника.

9. Оптический когерентный приемник по п.1, в котором РЧ процессор включает в себя средство для конфигурирования приемника в качестве гомодинного приемника.

10. Оптический когерентный приемник по п.8, в котором оптический ответвитель состоит из оптического ответвителя с переменным отношением соединения.

11. Оптический когерентный приемник по п.9, в котором оптический ответвитель состоит из 90° оптического гибрида с переменным отношением соединения.

12. Оптический когерентный приемник по п.8, в котором оптический процессор после ответвителя включает в себя первый оптический отвод, способный принимать первый выходной сигнал от оптического ответвителя с переменным отношением соединения, для разделения сигнала на первый 99% сигнал прямой связи и первый 1% сигнал обратной связи,
второй оптический отвод, способный принимать второй выходной сигнал от оптического ответвителя с переменным отношением соединения, для разделения сигнала на 99% второй сигнал прямой связи, и второй 1% сигнал обратной связи,
волоконный расширитель, способный принимать первый сигнал прямой связи для обработки этого сигнала для обеспечения выравнивателя оптических путей между первым и вторым сигналами прямой связи, и для создания сигнала прямой связи с волоконным расширением,
оптический дифференциальный компаратор, способный принимать первый и второй 1% сигналы обратной связи, для создания выходного сигнала постоянного электрического тока (DC), имеющего уровень напряжения, представляющий разность по амплитуде между сигналами обратной связи, и
оптический ответвитель с переменным отношением соединения, способный принимать выходной сигнал постоянного тока от дифференциального компаратора для обеспечения отношения соединения 50/50 для первого и второго выходных сигналов оптического ответвителя.

13. Оптический когерентный приемник по п.1, в котором сбалансированный ОЭ преобразователь включает в себя пару лавинных фотодиодов с положительным и отрицательным смещением соответственно, по отдельности способных принимать оптические входные сигналы, выровненные по длине пути, соответственно, для создания, по меньшей мере, одного РЧ выходного сигнала.

14. Оптический когерентный приемник по п.12, в котором сбалансированный ОЭ преобразователь включает в себя первый и второй лавинные фотодиоды (ЛФД) с положительным и отрицательным смещением соответственно, для приема сигнала прямой связи с волоконным расширением, и 99% второго сигнала прямой связи, для создания, по меньшей мере, одного РЧ выходного сигнала.

15. Оптический когерентный приемник по п.13, в котором РЧ процессор включает в себя
широкополосный тройник смещения, способный принимать один РЧ выходной сигнал, для подачи сигнала обратной связи постоянного тока на первый ЛФД для обеспечения балансировки чувствительности по переменному току между первым и вторым ЛФД, и для обеспечения РЧ выходного сигнала прямой связи аналогичного, по меньшей мере, одному РЧ выходному сигналу,
широкополосный РЧ усилитель с согласованием по импедансу способный принимать РЧ выходной сигнал прямой связи от тройника смещения, для обеспечения усиленного РЧ выходного сигнала на пиковый детектор,
полосовой фильтр, способный принимать усиленный РЧ выходной сигнал, для создания сигнала тона биений промежуточной частоты (ПЧ), модуль детектирования ПЧ, способный принимать сигнал тона биений ПЧ для создания РЧ выходного сигнала ПЧ,
первый смеситель с двойной балансировкой, способный принимать по отдельности усиленный РЧ выходной сигнал и сигнал тона биений ПЧ, для смешивания этих сигналов для создания выходного сигнала первого смесителя,
первый низкочастотный фильтр (ФНЧ), способный принимать выходной сигнал первого смесителя, для создания выходного сигнала первого ФНЧ, 90% модуль задержки, способный принимать сигнал тона биений ПЧ, для вывода задержанного сигнала тона биений,
второй смеситель с двойной балансировкой, способный принимать по отдельности усиленный РЧ выходной сигнал и задержанный сигнал тона биений для создания выходного сигнала второго смесителя,
второй низкочастотный фильтр (ФНЧ), способный принимать выходной сигнал второго смесителя, для создания выходного сигнала второго ФНЧ,
первый модуль выборки и удержания РЧ, способный принимать выходной сигнал первого ФНЧ, способный вносить временную задержку по времени в этот сигнал, для создания, по требованию, первого дискретизированного РЧ выходного сигнала,
первый блок принятия решения, способный принимать выходной сигнал первого ФНЧ, способный оцифровывать этот сигнал для обеспечения выходного сигнала первого блока принятия решения,
второй блок принятия решения, способный принимать выходной сигнал второго ФНЧ, способный оцифровывать этот сигнал для обеспечения выходного сигнала второго блока принятия решения,
второй модуль выборки и удержания РЧ, способный принимать выходной сигнал второго ФНЧ, способный вносить временную задержку по времени в этот сигнал, для создания, по требованию, второго дискретизированного РЧ выходного сигнала,
первый умножитель, способный принимать первый дискретизированный РЧ выходной сигнал и выходной сигнал второго блока принятия решения, для умножения двух сигналов для создания выходного сигнала первого умножителя,
второй умножитель, способный принимать второй дискретизированный РЧ выходной сигнал и выходной сигнал первого блока принятия решения, для умножения двух сигналов для создания выходного сигнала второго умножителя,
модуль вычитания, способный принимать выходные сигналы первого и второго умножителей, для создания РЧ сигнала ошибки, представляющего разность между этими сигналами, и
причем выходные сигналы первой и второй LPF совместно представляют выходной сигнал модуляции.

16. Оптический когерентный приемник по п.1, в котором сбалансированный ОЭ преобразователь включает в себя первый и второй фотодиоды с положительным и отрицательным смещением, соответственно, способные по отдельности принимать оптические выходные сигналы, выровненные по длине пути соответственно, для создания, по меньшей мере, одного РЧ выходного сигнала.

17. Оптический когерентный приемник по п.15, дополнительно включающий в себя
цепь регистрации фототока для регулировки напряжения второго ЛФД с отрицательным смещением для оптимальной работы, и
цепь контроля температуры для поддержания высокоточной температурной стабильности первого и второго ЛФД.

18. Оптический когерентный приемник по п.16, в котором РЧ процессор включает в себя
широкополосный тройник смещения, способный принимать один РЧ выходной сигнал, для подачи сигнала обратной связи постоянного тока на первый фотодиод для обеспечения балансировки чувствительности по переменному току между первым и вторым фотодиодами, и для обеспечения РЧ выходного сигнала прямой связи аналогичного, по меньшей мере, одному РЧ выходному сигналу,
широкополосный РЧ усилитель с согласованием по импедансу способный принимать РЧ выходной сигнал прямой связи от тройника смещения, для обеспечения усиленного РЧ выходного сигнала на пиковый детектор,
полосовой фильтр, способный принимать усиленный РЧ выходной сигнал, для создания сигнала тона биений промежуточной частоты (ПЧ),
модуль детектирования ПЧ, способный принимать сигнал тона биений ПЧ для создания РЧ выходного сигнала ПЧ,
первый смеситель с двойной балансировкой, способный принимать по отдельности усиленный РЧ выходной сигнал и сигнал тона биений ПЧ, для смешивания этих сигналов для создания выходного сигнала первого смесителя,
первый низкочастотный фильтр (ФНЧ), способный принимать выходной сигнал первого смесителя, для создания выходного сигнала первого ФНЧ, 90% модуль задержки, способный принимать сигнал тона биений ПЧ, для вывода задержанного сигнала тона биений,
второй смеситель с двойной балансировкой, способный принимать по отдельности усиленный РЧ выходной сигнал и задержанный сигнал тона биений для создания выходного сигнала второго смесителя,
второй низкочастотный фильтр (ФНЧ), способный принимать выходной сигнал второго смесителя, для создания выходного сигнала второго ФНЧ, первый модуль выборки и удержания РЧ, способный принимать выходной сигнал первого ФНЧ, способный вносить задержку по времени в этот сигнал, для создания, по требованию, первого дискретизированного РЧ выходного сигнала,
первый блок принятия решения, способный принимать выходной сигнал первого ФНЧ, способный оцифровывать этот сигнал для обеспечения выходного сигнала первого блока принятия решения,
второй блок принятия решения, способный принимать выходной сигнал второго ФНЧ, способный оцифровывать этот сигнал для обеспечения выходного сигнала второго блока принятия решения,
второй модуль выборки и удержания РЧ, способный принимать выходной сигнал второго ФНЧ, способный вносить временную задержку по времени в этот сигнал, для создания, по требованию, второго дискретизированного РЧ выходного сигнала,
первый умножитель, способный принимать первый дискретизированный РЧ выходной сигнал и выходной сигнал второго блока принятия решения, для умножения двух сигналов для создания выходного сигнала первого умножителя,
второй умножитель, способный принимать второй дискретизированный РЧ выходной сигнал и выходной сигнал первого блока принятия решения, для умножения двух сигналов для создания выходного сигнала второго умножителя,
модуль вычитания, способный принимать выходные сигналы первого и второго умножителей, для создания РЧ сигнала ошибки, представляющего разность между этими сигналами, и
причем выходные сигналы первой и второй LPF совместно представляют выходной сигнал модуляции.

19. Оптический когерентный приемник по п.11, в котором оптический процессор после ответвителя включает в себя оптические отводы с первого по четвертый, способные принимать оптические выходные сигналы с первого по четвертый от оптического ответвителя соответственно, для генерации выходных сигналов с первого по четвертый соответственно, каждый из которых составляет 99% от уровня соответствующего принятого сигнала, и для генерации сигналов обратной связи с первого по четвертый соответственно, каждый из которых составляет 1% от уровня соответствующего принятого сигнала, пиковый детектор, способный принимать второй 99% выходной сигнал, и сигнал обратной связи от РЧ процессора,
первый и второй волоконные расширители, способные принимать первый и третий 99% выходные сигналы, причем второй волоконный расширитель дополнительно способен принимать выходной сигнал от пикового детектора, причем первый и второй волоконные расширители способны выравнивать длины оптического пути первого и второго 99% выходных сигналов и третьего и четвертого 99% выходных сигналов соответственно,
первый оптический дифференциальный компаратор, способный принимать первый и второй 1% сигналы обратной связи соответственно, для генерации выходного сигнала, который поступает обратно на оптический ответвитель, и
второй оптический дифференциальный компаратор, способный принимать третий и четвертый 1% сигналы обратной связи соответственно, для создания выходного сигнала, который поступает обратно на оптический ответвитель,
причем первый волоконный расширитель, второй оптический отвод, второй волоконный расширитель, и четвертый оптический отвод, обеспечивают выходные сигналы с первого по четвертый от оптического процессора после ответвителя.

20. Оптический когерентный приемник по п.19, в котором сбалансированный ОЭ преобразователь включает в себя первую пару фотодиодов, каждый из которых имеет положительное и отрицательное смещение соответственно, способную принимать первый и второй выходные сигналы от оптического процессора после ответвителя, для преобразования этих сигналов из оптического в первый радиочастотный (РЧ) выходной сигнал, и
вторую пару фотодиодов, каждый из которых имеет положительное и отрицательное смещение соответственно, способную принимать третий и четвертый выходные сигналы от оптического процессора после ответвителя, для преобразования этих сигналов из оптического во второй РЧ выходной сигнал.

21. Оптический когерентный приемник по п.20, в котором РЧ процессор включает в себя
первый и второй тройники смещения, способные по отдельности принимать первый и второй РЧ выходные сигналы соответственно, от сбалансированного ОЭ преобразователя, для подачи напряжений смещения обратно на первую и вторую пару фотодиодов соответственно, и для передачи первого и второго РЧ выходных сигналов,
первый и второй усилители, способные принимать первый и второй РЧ выходные сигналы от первого и второго тройника смещения соответственно, для обеспечения третьего и четвертого РЧ выходных сигналов,
первый и второй пиковые детекторы, способные принимать третий и четвертый РЧ выходные сигналы для подачи сигналов обратной связи на первый и второй волоконные расширители соответственно,
первый и второй модули задержки по времени, способные принимать третий и четвертый РЧ выходные сигналы, для создания пятого и шестого, РЧ выходных сигналов, представляющих третий и четвертый РЧ выходные сигналы с задержкой по времени соответственно,
первый и второй аналого-цифровые (А/Ц) преобразователи, способные принимать третий и четвертый РЧ выходные сигналы, соответственно, для преобразования этих сигналов в первый и второй оцифрованные РЧ выходные сигналы соответственно,
первый умножитель, способный принимать пятый РЧ выходной сигнал и второй оцифрованный РЧ выходной сигнал для создания седьмого РЧ выходного сигнала, который является произведением двух предыдущих сигналов,
второй умножитель, способный принимать и перемножать шестой РЧ выходной сигнал и первый оцифрованный РЧ выходной сигнал для создания восьмого РЧ выходного сигнала,
РЧ модуль вычитания, способный принимать седьмой и восьмой РЧ выходные сигналы, для генерации сигнала ошибки, подаваемого на цепь частотной и фазовой синхронизации FPL, и
причем третий и четвертый РЧ выходные сигналы также обеспечиваются для подачи на процессор RF/EDC модулирующего сигнала и схему автоматического сканирования, соответственно.

22. Оптический когерентный приемник по п.21, в котором процессор RF/EDC модулирующего сигнала включает в себя
первый дифференциальный декодер, способный принимать третий РЧ выходной сигнал, для генерации первого декодированного сигнала,
первый низкочастотный фильтр, способный принимать первый декодированный сигнал, для создания РЧ выходного сигнала I-канала,
второй дифференциальный декодер, способный принимать четвертый РЧ выходной сигнал, для генерации второго декодированного сигнала, и второй низкочастотный фильтр, способный принимать второй декодированный сигнал, для генерации РЧ выходного сигнала Q-канала.

23. Оптический когерентный приемник по п.21, в котором первая и вторая пары фотодиодов состоит из лавинных фотодиодов с положительным и отрицательным смещением соответственно.

24. Оптический когерентный приемник по п.23, дополнительно включающий в себя
цепь контроля температуры для поддержания высокоточной температурной стабильности первого и второго ЛФД, и
цепь регистрации фототока для регулировки напряжения второго ЛФД с отрицательным смещением для оптимальной работы.

25. Оптический когерентный приемник по п.15, в котором процессор RF/EDC модулирующего сигнала включает в себя
первый дифференциальный декодер, способный принимать выходной сигнал первого ФНЧ, для генерации первого декодированного сигнала, обеспечивающего РЧ выходной сигнал I-канала, и
второй дифференциальный декодер, способный принимать выходной сигнал второго ФНЧ для генерации второго декодированного сигнала, обеспечивающего РЧ выходной сигнал Q-канала.

26. Оптический когерентный приемник по п.18, в котором процессор RF/EDC модулирующего сигнала включает в себя
первый дифференциальный декодер, способный принимать выходной сигнал первого ФНЧ, для генерации первого декодированного сигнала, обеспечивающего РЧ выходной сигнал I-канала, и
второй дифференциальный декодер, способный принимать выходной сигнал второго ФНЧ для генерации второго декодированного сигнала, обеспечивающего РЧ выходной сигнал Q-канала.

27. Оптический когерентный приемник по п.15, дополнительно включающий в себя
FPL, способную принимать сигнал ошибки,
оптический LO, состоящий из перестраиваемого лазерного гетеродина (LO), способного принимать выходные сигналы. от FPL и схемы автоматического сканирования, для синхронизации по частоте и фазе оптического выходного сигнала от TLO с модулированным оптическим входным сигналом, поступающим на процессор входного сигнала,
процессор оптического LO, включающий в себя
оптический вентиль, способный принимать оптический выходной сигнал от TLO, для обеспечения оптически изолированного выходного сигнала, усилитель, способный принимать оптически изолированный выходной сигнал,
фильтр ASE, способный принимать оптический выходной сигнал от усилителя, и
стабилизатор поляризации, способный принимать выходной сигнал от фильтра
ASE, для обеспечения оптического выходного сигнала со стабилизированной поляризацией для подачи на оптический ответвитель.

28. Оптический когерентный приемник по п.18, дополнительно включающий в себя
FPL, способную принимать сигнал ошибки,
оптический LO, состоящий из перестраиваемого лазерного гетеродина (LO), способного принимать выходные сигналы от FPL и схемы автоматического сканирования, для синхронизации по частоте и фазе оптического выходного сигнала от TLO с модулированным оптическим входным сигналом, поступающим на процессор входного сигнала, процессор оптического LO, включающий в себя
оптический вентиль, способный принимать оптический выходной сигнал от TLO, для обеспечения оптически изолированного выходного сигнала, усилитель, способный принимать оптически изолированный выходной сигнал,
фильтр ASE, способный принимать оптический выходной сигнал от усилителя, и
стабилизатор поляризации, способный принимать выходной сигнал от фильтра
ASE, для обеспечения оптического выходного сигнала со стабилизированной поляризацией для подачи на оптический ответвитель.

29. Оптический когерентный приемник по п.1, в котором процессор входного сигнала включает в себя
оптический вентиль способный принимать модулированный оптический входной сигнал, для обеспечения оптически изолированного модулированного оптического выходного сигнала,
усилитель, способный принимать оптический выходной сигнал, для изменения этого сигнала,
оптический полосовой фильтр (BPF), способный принимать и фильтровать внеполосный оптический шум из выходного сигнала усилителя, и стабилизатор поляризации, способный принимать фильтрованный выходной сигнал от BPF, для обеспечения стабильного оптического выходного сигнала E_sig.