Изобретение относится к силовой электронике, в частности к преобразователям с пониженными динамическими потерями в силовых полупроводниковых ключах, и может быть использовано в схемах автономных инверторов и импульсных регуляторов.
Известна схема преобразователя, в которой обеспечивается мягкое выключение основных транзисторов при нулевом токе с помощью двух дополнительных ключей и последовательного LC-контура (см. патент США №5486752, опубл. 23.01.1996).
Недостатком данного решения является то, что включение основных транзисторов остается жестким, что значительно увеличивает динамические потери в схеме.
Наиболее близким по технической сути является решение (см. патент США №6172882, опубл. 09.01.2001), включающее в себя силовой модуль, содержащий два ключа со встречно-параллельными диодами и последовательный LC-контур, соединенные таким образом, что вывод первого ключа, соединенный с катодом встречно-параллельного диода, подключен к положительному силовому выводу модуля, а вывод второго ключа, соединенный с анодом встречно-параллельного диода, подключен к отрицательному силовому выводу модуля, причем к точке соединения ключей подключен первый вывод последовательного LC-контура, второй вывод которого соединен с выходным силовым выводом модуля.
В данном решении обеспечивается мягкое включение основных ключей преобразователя при нулевом напряжении и их мягкое выключение при нулевом токе, что существенно снижает энергию динамических потерь. Однако мягкое включение основных ключей при нулевом напряжении основано на использовании инерционных свойств их противофазных диодов и не является устойчивым при увеличении тока нагрузки. При этом скорость изменения напряжения на основных ключах является относительно большой, что приводит к дополнительным потерям мощности на этапах динамического насыщения и остаточного тока. Еще одним недостатком данной схемы являются высокочастотные помехи по напряжению, возникающие при переключении основных ключей.
Технический результат устройства по настоящему изобретению заключается в следующем:
1. Условие мягкого переключения основных ключей при изменении тока нагрузки обеспечивается вновь установленным критерием.
2. Снижение динамических потерь в основных ключах на этапах установления обеспечивается относительно медленным изменением фронта напряжения на данных ключах за счет подключения дополнительного конденсатора.
3. Уменьшение дополнительных потерь проводимости в основных ключах обеспечивается за счет снижения амплитуды тока в обратных диодах данных ключей на этапе их мягкого выключения при применении дополнительного конденсатора.
4. Исключение высокочастотных помех при переключении основных ключей обеспечивается уменьшением резонансной частоты колебательного процесса между выходными емкостями данных транзисторов и элементами мульти-резонансного контура при подключении дополнительного конденсатора.
Указанный технический результат достигается благодаря тому, что в силовой модуль, содержащий первый и второй ключи, каждый с одноименным встречно-параллельным диодом, и последовательный LC-контур, причем вывод первого ключа, соединенный с катодом первого встречно-параллельного диода, подключен к положительному силовому выводу модуля, а вывод второго ключа, соединенный с анодом второго встречно-параллельного диода, подключен к отрицательному силовому выводу модуля, к точке соединения первого и второго ключей подключен первый вывод последовательного LC-контура, второй вывод которого соединен с выходным силовым выводом модуля, в соответствии с первым объектом настоящего изобретения введен конденсатор, первая и вторая обкладки которого соединены, соответственно, с выходным силовым выводом модуля и с положительным силовым выводом модуля.
Тот же технический результат достигается благодаря тому, что в силовой модуль, содержащий первый и второй ключи, каждый с одноименным встречно-параллельным диодом, и последовательный LC-контур, причем вывод первого ключа, соединенный с катодом первого встречно-параллельного диода, подключен к положительному силовому выводу модуля, а вывод второго ключа, соединенный с анодом второго встречно-параллельного диода, подключен к отрицательному силовому выводу модуля, к точке соединения первого и второго ключей подключен первый вывод последовательного LC-контура, второй вывод которого соединен с выходным силовым выводом модуля, в соответствии со вторым объектом настоящего изобретения введен конденсатор, первая и вторая обкладки которого соединены, соответственно, с выходным силовым выводом модуля и с отрицательным силовым выводом модуля.
Изобретение иллюстрируется приложенными чертежами, на которых одинаковые элементы обозначены одними и теми же ссылочными позициями.
На Фиг.1 представлен силовой модуль с мульти-резонансным контуром по первому варианту осуществления.
На Фиг.2 представлен силовой модуль с мульти-резонансным контуром по второму варианту осуществления.
На Фиг.3 представлена схема ближайшего аналога.
На Фиг.4 представлен силовой модуль с мульти-резонансным контуром, подключенный к базовой переключающей схеме преобразователя.
На Фиг.5 представлен силовой модуль с мульти-резонансным контуром, подключенный к преобразователю постоянного напряжения (импульсному регулятору повышающего типа).
На Фиг.6 представлен силовой модуль с мульти-резонансным контуром, подключенный к инвертору напряжения на стороне постоянного тока.
На Фиг.7 представлен силовой модуль с мульти-резонансным контуром, подключенный к инвертору напряжения на стороне переменного тока.
На Фиг.8 представлен силовой модуль с мульти-резонансным контуром, подключенный к активному выпрямителю на стороне постоянного тока.
На Фиг.9 представлен силовой модуль с мульти-резонансным контуром, подключенный к трехуровневому инвертору напряжения.
На Фиг.10 представлена осциллограмма мягкого включения одного из основных ключей преобразователя при применении силового модуля с мульти-резонансным контуром.
На Фиг.11 представлена осциллограмма мягкого включения одного из основных ключей преобразователя в отсутствие конденсатора.
На Фиг.12 представлена осциллограмма мягкого выключения одного из основных ключей преобразователя при применении силового модуля с мульти-резонансным контуром по настоящему изобретению.
На Фиг.13 представлена осциллограмма мягкого выключения одного из основных ключей преобразователя в отсутствие конденсатора.
На Фиг.14 представлена осциллограмма мягкого переключения ключа 1 силового модуля с мульти-резонансным контуром по настоящему изобретению.
На Фиг.15 представлена осциллограмма мягкого переключения ключа 2 силового модуля с мульти-резонансным контуром по настоящему изобретению.
Силовой модуль (Фиг.1) содержит: первый ключ 1 и второй ключ 2, каждый из которых имеет одноименный встречно-параллельный диод, последовательный LC-контур 3, положительный силовой вывод 4, отрицательный силовой вывод 5, выходной силовой вывод 6 и конденсатор 7.
Вывод первого ключа 1, соединенный с катодом первого встречно-параллельного диода, подключен к положительному силовому выводу 4, а вывод второго ключа 2, соединенный с анодом второго встречно-параллельного диода, подключен к отрицательному силовому выводу 5. К точке соединения первого и второго ключей 1, 2 подключен первый вывод последовательного LC-контура 3, второй вывод которого соединен с выходным силовым выводом 6. Первая обкладка конденсатора 7 соединена с выходным силовым выводом 6, а вторая обкладка конденсатора 7 соединена с положительным силовым выводом 4. Вторая обкладка конденсатора 7, как показано на Фиг.2, может быть соединена также и с отрицательным силовым выводом 5.
Предложенное устройство работает следующим образом.
Любой преобразователь электрической энергии представляет собой устройство, получающее энергию от входного источника и передающее ее в нагрузку. При этом передача энергии от входа к выходу должна предусматривать возможность регулирования потока энергии.
Совокупность минимального количества элементов, образующих схему для решения задачи регулирования, называется базовой переключающей моделью преобразователя. Известно, что два ключа, дроссель (источник тока) и конденсатор (источник напряжения) образуют минимально необходимый набор для любой базовой схемы регулирования.
Рассмотрим работу силового модуля с мульти-резонансным контуром, при его подключении к базовой переключающей схеме преобразователя (Фиг.4).
Предположим, что ток J от источника тока протекает к точке соединения основных ключей S1 и S2 преобразователя. При выключенном втором основном ключе S2 данный ток J замыкается через встречно-параллельный диод первого основного ключа S1, который является противофазным по отношению ко второму основному ключу S2.
Тогда выходная емкость основного ключа S2 заряжена до напряжения Е источника питания, а выходная емкость противофазного (первого) основного ключа S1 полностью разряжена. При этом конденсатор 7 также разряжен до нуля.
Начальное напряжение на конденсаторе в LC-контуре 3 будем считать равным U0+ с полярностью, показанной на схеме. Абсолютное значение напряжения U0+ будет определено ниже на одном из интервалов периода коммутации.
Перед включением первого основного ключа (транзистора) S2 включается первый ключ 1.
1. Интервал перезаряда конденсатора в LC-контуре.
Через открытый первый ключ 1 и встречно-параллельный диод первого основного ключа S1 за счет колебательного процесса конденсатор в LC-контуре перезаряжается до начального напряжения U0+, но с обратной полярностью. Время этого перезаряда равно половине периода резонансной частоты LC-контура:
где Lk - индуктивность дросселя в LC-контуре; Ck - емкость конденсатора в LC-контуре.
После интервала времени Δt1 ток дросселя в LC-контуре будет протекать через встречно-параллельный диод первого ключа 1, при этом сигнал управления с данного ключа может быть снят.
2. Интервал коммутации встречно-параллельного диода первого основного ключа S1.
После перезаряда конденсатора ток дросселя в LC-контуре начинает нарастать встречно току встречно-параллельного диода первого основного ключа S1, и при достижении величины тока J данный диод запирается. Длительность интервала коммутации Δt2 определяется уравнением:
где 
- волновое сопротивление последовательного LC-контура.
В конце интервала коммутации напряжение на конденсаторе Ck в LC-контуре становится равным U0, которое определяется уравнением:
3. Интервал резонансного разряда выходной емкости второго основного ключа S2.
Выходная емкость Ст второго основного ключа S2 определяется емкостью Cx конденсатора 7, которая выбирается много больше, чем собственная выходная емкость второго основного ключа S2:
После запирания встречно-параллельного диода первого основного ключа S1 в схеме образуется параллельный резонансный контур, в который входят источник тока J, конденсатор Cx, а также дроссель в LC-контуре с последовательным эквивалентным источником напряжения:
где uCk(t) - напряжение на конденсаторе в LC-контуре.
При этом напряжение на втором основном ключе S2 будет изменяться в соответствии с уравнением:
где 
- круговая частота резонансного процесса перед включением второго основного ключа S2.
Напряжение на конденсаторе в LC-контуре при этом будет равно:
Из уравнения (6) следует условие, при котором в результате резонанса на втором основном ключе S2 реализуется нулевое напряжение:
Таким образом, условие нулевого напряжения на втором основном ключе S2 определяется величиной напряжения на конденсаторе в последовательном LC-контуре в момент коммутации встречно-параллельного диода первого ключа S1 при заданных параметрах электрического режима работы схемы (Е и J) и выбранных параметрах мульти-резонансного контура (Lk, Ck и Cx).
Длительность Δt3 интервала резонанса определим из уравнения (6) при uS2(t)=0:
После интервала Δt3 второй основной ключ S2 можно включить при нулевом напряжении.
4. Интервал сброса энергии из коммутирующего дросселя в LC-контуре.
Напряжение на конденсаторе в LC-контуре после разряда выходной емкости второго основного ключа S2 становится равным:
Ток в дросселе LC-контура после разряда выходной емкости второго основного ключа S2 становится равным:
где 
- волновое сопротивление мульти-резонансного контура при включении второго основного ключа S2.
После включения второго основного ключа S2 последовательный LC-контур через встречно-параллельный диод первого ключа 1 оказывается нагруженным на источник питания схемы. Решая уравнение колебательного процесса в LC-контуре без потерь, для тока в дросселе LC-контура получаем:
где β=arctg[(E-U*)/(ρkI*)].
Интегрируя (12) по времени, для напряжения на конденсаторе Ck соответственно получаем:
Разность тока J и тока в дросселе LC-контура протекает вначале через встречно-параллельный диод второго основного ключа S2, а затем и через сам второй основной ключ S2.
Когда ток транзистора второго основного ключа S2 достигает величины тока J, ток дросселя в LC-контуре становится равным нулю.
Приравнивая (12) к нулевому значению для интервала сброса энергии Δt4, получаем:
Напряжение на конденсаторе в LC-контуре при этом оказывается равным:
где U0-=uCk(Δt4).
Напряжение на конденсаторе в LC-контуре, равное U0- c полярностью, противоположной начальному напряжению U0+, далее может быть использовано для мягкого выключения второго основного ключа S2 при нулевом токе.
5. Интервал проводимости тока нагрузки.
Данный Δt5 интервал времени определяется длительностью открытого состояния второго основного ключа S2.
6. Интервал резонансного выключения второго основного ключа S2.
Перед выключением второго основного ключа S2 подают сигнал управления на второй ключ 2, и ток iLk(t) колебательного LC-контура начинает нарастать встречно току J, проходящему через открытый второй основной ключ S2:
При этом напряжение на конденсаторе в LC-контуре будет изменяться по закону:
Поскольку второй основной ключ S2 находится в открытом состоянии, напряжение на конденсаторе 7 будет неизменным. Тогда круговая частота резонансного процесса при выключении второго основного ключа S2 будет определяться частотой ωk последовательного LC-контура, которая отличается от резонансной частоты ω0.
Таким образом, колебательный контур в силовом модуле, состоящий из последовательного LC-контура 3 и конденсатора 7, является мульти-резонансным, поскольку имеет различные резонансные частоты при включении и выключении первого и второго основных ключей S1, S2 преобразователя.
Выключение второго основного ключа S2 при нулевом токе возможно только при выполнении условия:
В момент равенства тока в LC-контуре и тока J включается встречно-параллельный диод второго основного ключа S2, через который затем протекает разность указанных токов. Очевидно, что сигнал управления со второго основного ключа S2 необходимо снять до того, как вновь наступит равенство данных токов. После чего обратный (встречно-параллельный) диод запирается, и рассматриваемый интервал мягкой коммутации заканчивается.
Длительность Δt6 интервала определяется из уравнения (16) для заданного тока J:
В момент времени, когда ток в LC-контуре достигает максимального значения, напряжение на конденсаторе в LC-контуре вновь изменяет свою полярность и затем возрастает до величины Ux. Данное напряжение определяется из уравнения (17) при подстановке в него интервала Δt6 времени:
Напряжение Ux зависит от тока J, однако оно всегда будет ниже первоначального напряжения, равного U0+. Для обеспечения устойчивости циклов мягких переключений необходимо поднять уровень напряжения на конденсаторе в LC-контуре до начальной величины U0+. С этой целью после выключения второго основного ключа S2 и запирания его обратного (встречно-параллельного) диода второй ключ 2 оставляют в открытом состоянии.
7. Интервал дозаряда конденсатора в LC-контуре до напряжения источника питания.
Поскольку напряжение Ux на конденсаторе Ck меньше напряжения Е питания, противофазный (встречно-параллельный) диод первого основного ключа S1 к началу интервала будет находиться в выключенном состоянии. Таким образом, единственный путь для замыкания тока J лежит через последовательный LC-контур и открытый второй ключ 2. При этом ток J будет практически линейно заряжать конденсатор Ck:
Длительность интервала Δt7 дозаряда определяется из уравнения (21) при напряжении на конденсаторе, равном Е:
8. Интервал резонансного восстановления начального напряжения на конденсаторе в LC-контуре.
Когда напряжение на конденсаторе в LC-контуре увеличивается до напряжения Е, открывается встречно-параллельный диод первого основного ключа S1. Через данный диод последовательный LC-контур подключается к источнику питания, и в нем начинается еще один резонансный процесс с круговой частотой ωk. Ток в дросселе и напряжение на конденсаторе в LC-контуре описываются при этом системой уравнений:
Через четверть периода колебательного процесса ток дросселя переходит во встречно-параллельный диод второго ключа 2.
Еще через половину периода этот встречно-параллельный диод автоматически запирается при снижении тока дросселя в LC-контуре до нуля. Таким образом, полная длительность Δt8 интервала составляет три четверти от периода резонанса, равного 
:
Подставляя Δt8 в уравнение (23) для напряжения на конденсаторе в LC-контуре, в конце интервала получаем:
Таким образом, можно считать, что полный цикл одного периода коммутации завершен. И, начиная с напряжения U0+, можно начинать очередной такт.
После определения аналитической формы начального напряжения U0+ напряжение на конденсаторе в LC-контуре в момент коммутации противофазного (встречно-параллельного) диода первого основного ключа S1, которое обозначено как U0, удобнее выразить в иной форме. Для этого, подставляя U0+ из (25) в формулу (3), получаем:
Тогда формула для критерия включения второго основного ключа S2 при нулевом напряжении (8) преобразуется к виду, в который входят только параметры, задающие электрический режим схемы, и параметры мульти-резонансного контура:
Введем параметр χ, который назовем коэффициентом нагрузки схемы:
Фактически параметр χ равен отношению тока J к максимальному току первого и второго ключей 1 и 2.
Введем также параметр q, который назовем коэффициентом отношения резонансных частот мульти-резонансного контура при выключении второго основного ключа S2 при нулевом токе и при включении второго основного ключа S2 при нулевом напряжении:
Перепишем неравенство (26) с учетом введенных коэффициентов:
Отметим, что при выполнении неравенства (30) автоматически выполняется критерий мягкого выключения при нулевом токе по уравнению (18). А в граничном режиме данные уравнения тождественно равны.
Таким образом, неравенство (30) является вновь установленным критерием мягкой коммутации основных ключей преобразователя, который в отличие от ближайшего аналога не зависит от инерционных свойств применяемых в схеме диодов.
Чем больше ток J, тем сложнее выполнить критерии мягкого переключения. Поэтому выбор номиналов элементов мульти-резонансного контура, удовлетворяющих указанным ограничениям, следует проводить для максимального тока нагрузки. Для всех других значений тока J ниже максимального условия мягкого переключения основных ключей будут выполняться автоматически.
Динамические процессы в первом и втором ключах 1 и 2 рассматриваемого устройства также носят мягкий характер, поскольку изменение тока в них определяется плавным изменением тока в колебательном LC-контуре. В первом и втором ключах 1 и 2 не происходит предварительного разряда их выходных емкостей перед включением, что в общем случае ведет к добавочным потерям. Однако, поскольку работа данных ключей происходит на относительно коротких интервалах времени, используются приборы, среднее значение тока которых меньше, чем для основных ключей. По этой причине и выходные емкости первого и второго ключей 1 и 2 значительно меньше, чем для первого и второго основных ключей S1 и S2.
Применение конденсатора 7 приводит к большему разряду конденсатора в LC-контуре 3 при включении основного ключа. С одной стороны, это несколько усложняет выполнение критерия мягкой коммутации. С другой стороны, это позволяет снизить дополнительные потери проводимости в основных ключах, поскольку одновременно снижаются амплитуды токов в обратных диодах основных ключей на этапах их мягкого выключения.
С изменением направления тока J, т.е. при его протекании от точки соединения первого и второго основных ключей S1 и S2, при выключенном первом основном ключе S1 данный ток будет замыкаться через встречно-параллельный диод второго основного ключа S2. Аналогично рассмотренным этапам мягкого переключения второго основного ключа S2 теперь можно проводить мягкую коммутацию тока нагрузки при переключении первого основного ключа S1. С этой целью перед включением первого основного ключа S1 отпирают второй ключ 2. Тогда в предложенном устройстве протекают процессы, симметричные ранее рассмотренным и обеспечивающие включение первого основного ключа S1 при нулевом напряжении. Далее перед выключением первого основного ключа S1 включают первый ключ 1, что обеспечивает условия для выключения первого основного ключа S1 при нулевом токе.
Вторая обкладка конденсатора 7 может быть соединена также и с отрицательным силовым выводом 5. Поскольку выходная емкость второго основного ключа S2 остается при этом неизменной, неизменными будут также и электрические процессы в схеме по сравнению с решением, когда вторая обкладка конденсатора подключена к положительному силовому выводу 4.
Принцип работы устройства и критерии мягкого переключения не изменяются при применении различных типов ключей (биполярных и полевых транзисторов, а также тиристоров и биполярных транзисторов с изолированным затвором - IGBT).
Далее рассмотрим примеры конкретного применения предложенного устройства.
На Фиг.5 представлен силовой модуль с мульти-резонансным контуром по настоящему изобретению, подключенный к преобразователю постоянного напряжения (импульсному регулятору повышающего типа).
Мягкая коммутация в данном преобразователе заключается в том, что положительный и отрицательный силовые выводы модуля подключаются соответственно к положительному и отрицательному полюсам источника постоянного напряжения в преобразователе, роль которого выполняет конденсатор Сф выходного фильтра, а выходной силовой вывод модуля подключается к полюсу источника постоянного тока в преобразователе, роль которого выполняет входной дроссель L0.
На Фиг.6 представлен силовой модуль с мульти-резонансным контуром по настоящему изобретению, подключенный к инвертору напряжения на стороне постоянного тока.
Мягкая коммутация в данном преобразователе заключается в том, что положительный и отрицательный силовые выводы модуля подключаются соответственно к положительному и отрицательному полюсам источника постоянного напряжения в преобразователе, роль которого выполняет источник напряжения Е питания инвертора, а выходной силовой вывод модуля подключается к полюсу источника постоянного тока в преобразователе, роль которого выполняет входной ток инвертора.
На Фиг.7 представлен силовой модуль с мульти-резонансным контуром по настоящему изобретению, подключенный к инвертору напряжения на стороне переменного тока.
В данном случае количество вспомогательных силовых модулей с мульти-резонансным контуром равно трем по количеству фаз инвертора. Мягкая коммутация в данном преобразователе заключается в том, что положительные и отрицательные силовые выводы трех модулей подключаются соответственно к положительному и отрицательному полюсам источника постоянного напряжения в преобразователе, роль которого выполняет источник напряжения Е питания инвертора, а выходные силовые выводы модулей подключаются к соответствующим полюсам источников переменного тока в преобразователе, роль которых выполняют фазные токи инвертора.
На Фиг.8 представлен силовой модуль с мульти-резонансным контуром по настоящему изобретению, подключенный к активному выпрямителю на стороне постоянного тока.
Мягкая коммутация в данном преобразователе заключается в том, что положительный и отрицательный силовые выводы модуля подключаются соответственно к положительному и отрицательному полюсам источника постоянного напряжения в преобразователе, роль которого выполняет конденсатор Сф выходного фильтра выпрямителя, а выходной силовой вывод модуля подключается к полюсу источника постоянного тока в преобразователе, роль которого выполняет выходной ток активного выпрямителя.
На Фиг.9 представлен силовой модуль с мульти-резонансным контуром по настоящему изобретению, подключенный к трехуровневому инвертору напряжения.
Показано подключение для одной фазы трехуровневого инвертора. Количество вспомогательных силовых модулей с мульти-резонансным контуром для отдельной фазы равно двум по количеству эквивалентных полумостовых схем, к работе которых сводится работа трехуровневой схемы. Мягкая коммутация в данном преобразователе заключается в том, что положительные и отрицательные силовые выводы модулей подключаются соответственно к положительным и отрицательным полюсам источников постоянного напряжения в преобразователе, роль которых выполняют конденсаторы входных фильтров инвертора, а выходные силовые выводы модулей подключаются к полюсу источника переменного тока в преобразователе, роль которого выполняет фазный ток инвертора.
Рассмотрим пример конкретного исполнения устройства по настоящему изобретению.
Предложенное устройство было исполнено и применено для трехфазного инвертора напряжения.
Напряжение источника питания Е=500 В.
Ток нагрузки J=40 А.
Основные ключи инвертора - тип PT-IGBT, класс напряжения 1200 В, средний ток коллектора 100 А, напряжение насыщения 2,5 В, выходная емкость 1 нФ.
Ключи силового модуля с мульти-резонансным контуром - тип PT-IGBT, класс напряжения 1200 В, средний ток коллектора 50 А, импульсный ток коллектора 400 А, напряжение насыщения 2,0 В, выходная емкость 0,2 нФ.
Дроссель последовательного LC-контура - индуктивность 2,0 мкГн.
Конденсатор последовательного LC-контура - емкость 0,15 мкФ, напряжение 1000 В.
Конденсатор 7 - емкость 8,2 нФ, напряжение 1000 В.
На Фиг.10 представлена осциллограмма мягкого включения одного из основных ключей такого преобразователя при применении силового модуля с мульти-резонансным контуром по настоящему изобретению. Основной ключ включается при нулевом напряжении, энергия динамических потерь при включении практически равна нулю.
Масштаб по вертикали:
Напряжение (канал 3) - 200 В/дел.
Ток (канал 4) - 20 А/дел.
Мощность (канал М) - 1000 Вт/дел.
Масштаб по горизонтали:
Время - 1 мкс/дел.
На Фиг.11 представлена осциллограмма мягкого включения одного из основных ключей преобразователя без конденсатора 7 в устройстве (как в ближайшем аналоге). На осциллограмме видны сильные высокочастотные помехи в процессе переключения основного транзистора (основного ключа). Данные помехи обусловлены высокой резонансной частотой колебаний из-за относительно небольшой величины выходной емкости основного транзистора.
Масштаб по вертикали:
Напряжение (канал 3) - 200 В/дел.
Ток (канал 4) - 20 А/дел.
Мощность (канал М) - 1000 Вт/дел.
Масштаб по горизонтали:
Время - 1 мкс/дел.
На Фиг.12 представлена осциллограмма мягкого выключения одного из основных ключей преобразователя при применении силового модуля с мульти-резонансным контуром по настоящему изобретению. Основной ключ выключается при нулевом токе, энергия динамических потерь при выключении практически равна нулю.
Масштаб по вертикали:
Напряжение (канал 3) - 200 В/дел.
Ток (канал 4) - 20 А/дел.
Мощность (канал М) - 1000 Вт/дел.
Масштаб по горизонтали:
Время - 1 мкс/дел.
На Фиг.13 представлена осциллограмма мягкого выключения одного из основных ключей преобразователя без конденсатора 7 в устройстве (как в ближайшем аналоге). На осциллограмме видны сильные высокочастотные помехи в процессе выключения основного транзистора. Данные помехи обусловлены высокой резонансной частотой колебаний из-за относительно небольшой величины выходной емкости основного транзистора.
Амплитуда тока в обратном диоде ключа увеличена по сравнению с осциллограммой на Фиг.12.
Масштаб по вертикали:
Напряжение (канал 3) - 200 В/дел.
Ток (канал 4) - 20 А/дел.
Мощность (канал М) - 1000 Вт/дел.
Масштаб по горизонтали:
Время - 1 мкс/дел.
На Фиг.14 представлена осциллограмма мягкого переключения ключа 1 силового модуля с мульти-резонансным контуром по настоящему изобретению. Первый ключ 1 включается и выключается при нулевом токе, энергия динамических потерь при переключении практически равна нулю.
Масштаб по вертикали:
Напряжение (канал 3) - 200 В/дел.
Ток (канал 4) - 50 А/дел.
Мощность (канал М) - 1000 Вт/дел.
Масштаб по горизонтали:
Время - 1 мкс/дел.
На Фиг.15 представлена осциллограмма мягкого переключения второго ключа 2 силового модуля с мульти-резонансным контуром по настоящему изобретению. Второй ключ 2 включается и выключается при нулевом токе, энергия динамических потерь практически равна нулю.
Масштаб по вертикали:
Напряжение (канал 3) - 200 В/дел.
Ток (канал 4) - 50 А/дел.
Мощность (канал М) - 1000 Вт/дел.
Масштаб по горизонтали:
Время - 2 мкс/дел.
| название | год | авторы | номер документа |
|---|---|---|---|
| СИЛОВОЙ МОДУЛЬ | 2012 |
|
RU2503118C1 |
| РЕЗОНАНСНЫЙ КОММУТАТОР | 2012 |
|
RU2516450C2 |
| РЕЗОНАНСНЫЙ КОММУТАТОР (ВАРИАНТЫ) | 2012 |
|
RU2516451C2 |
| СИЛОВОЙ КОММУТАТОР | 2012 |
|
RU2490774C1 |
| РЕЗОНАНСНЫЙ КОММУТАТОР (ВАРИАНТЫ) | 2012 |
|
RU2490776C1 |
| РЕЗОНАНСНЫЙ КОММУТАТОР (ВАРИАНТЫ) | 2012 |
|
RU2490775C1 |
| СПОСОБ УПРАВЛЕНИЯ РЕЗОНАНСНЫМ КЛЮЧОМ | 2019 |
|
RU2711312C1 |
| БАЗОВЫЙ ЭЛЕМЕНТ СИЛОВОГО МОДУЛЯ | 2019 |
|
RU2711311C1 |
| ПОЛУПРОВОДНИКОВОЕ КЛЮЧЕВОЕ УСТРОЙСТВО | 2003 |
|
RU2268545C2 |
| Понижающий преобразователь постоянного напряжения | 2015 |
|
RU2614532C1 |
Изобретение относится к силовой электронике. Его использование в схемах автономных инверторов и импульсных регуляторов позволяет снизить динамические потери и дополнительные потери проводимости в основных ключах и исключить высокочастотные помехи при их переключении. Силовой модуль имеет положительный, отрицательный и выходной силовые выводы и содержит первый и второй ключи, каждый с одноименным встречно-параллельным диодом, и последовательный LC-контур. Технический результат достигается благодаря введению конденсатора, первая и вторая обкладки которого соединены, соответственно, с выходным силовым выводом модуля и с положительным или отрицательным силовым выводом модуля. 2 н.п. ф-лы, 15 ил.
1. Силовой модуль, содержащий первый и второй ключи, каждый с одноименным встречно-параллельным диодом, и последовательный LC-контур, причем вывод первого ключа, соединенный с катодом первого встречно-параллельного диода, подключен к положительному силовому выводу модуля, а вывод второго ключа, соединенный с анодом второго встречно-параллельного диода, подключен к отрицательному силовому выводу модуля, к точке соединения первого и второго ключей подключен первый вывод последовательного LC-контура, второй вывод которого соединен с выходным силовым выводом модуля, отличающийся тем, что введен конденсатор, первая и вторая обкладки которого соединены, соответственно, с выходным силовым выводом модуля и с положительным силовым выводом модуля.
2. Силовой модуль, содержащий первый и второй ключи, каждый с одноименным встречно-параллельным диодом, и последовательный LC-контур, причем вывод первого ключа, соединенный с катодом первого встречно-параллельного диода, подключен к положительному силовому выводу модуля, а вывод второго ключа, соединенный с анодом второго встречно-параллельного диода, подключен к отрицательному силовому выводу модуля, к точке соединения первого и второго ключей подключен первый вывод последовательного LC-контура, второй вывод которого соединен с выходным силовым выводом модуля, отличающийся тем, что введен конденсатор, первая и вторая обкладки которого соединены, соответственно, с выходным силовым выводом модуля и с отрицательным силовым выводом модуля.
| ПОЛНОМОСТОВОЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ ПОСТОЯННОГО НАПРЯЖЕНИЯ С МЯГКОЙ КОММУТАЦИЕЙ | 2007 |
|
RU2327274C1 |
| RU 94039048 A1, 10.09.1996 | |||
| US 6016258 A1, 18.01.2000. | |||
