УСТРОЙСТВО ПЕРЕДАЧИ, УСТРОЙСТВО ПРИЕМА И СПОСОБ ПЕРЕДАЧИ В РЕЖИМЕ OFDM Российский патент 2013 года по МПК H04J11/00 

Область техники

Настоящее изобретение относится к технике передачи данных с использованием OFDM (ортогонального частотного мультиплексирования) с пилот-сигналами, рассеянными в плоскости несущая-символ.

Уровень техники

OFDM - это способ передачи, согласно которому большое количество взаимно ортогональных несущих модулируют цифровыми данными, подлежащими передаче, и полученные модулированные волны мультиплексируют и передают. С увеличением количества используемых несущих длительность символа возрастает по сравнению со способом передачи на одной несущей при той же скорости передачи. Это делает передачу OFDM более устойчивой к эффекту многолучевого распространения. Кроме того, в OFDM избыточную длительность, именуемую защитным интервалом, вставляют между соседними символами во избежание межсимвольной помехи, обусловленной многолучевым распространением.

Однако, в условиях многолучевого распространения, фазы и амплитуды отдельных несущих изменяются, в связи с чем приемник нуждается в компенсации (выравнивании) искажения по фазе и амплитуде. В одной схеме, широко применяемой для выравнивания, пилот-сигналы (фаза и амплитуда которых известны приемнику) передают в некоторых ячейках (т.е. блоках передачи, идентифицируемых комбинациями номера символа и номера несущей), содержащихся в сигнале OFDM. Приемник оценивает характеристики канала с использованием пилот-сигналов и выравнивает принятый сигнал с использованием оцененных характеристик канала.

Например, в системе DVB-T (цифрового видеовещания), которая является стандартом вещания для цифровых наземных телевизионных сетей в Европе, и в системе ISDB-T (интегрированные услуги цифрового вещания), принятой в Японии, пилот-сигналы, именуемые SP (рассеянными пилот-сигналами), рассеивают в плоскости несущая-символ (ниже именуемый "плоскость k-n") согласно шаблону, показанному на фиг. 17 (см. непатентные документы 1 и 2, перечисленные ниже). В каждой фигуре, где показан шаблон расположения сигнала для SP-сигналов, вертикальная ось представляет ось времени, и "n" представляет номер символа, тогда как горизонтальная ось представляет ось частоты, и k представляет номер несущей. Кроме того, незакрашенный кружок представляет ячейку, несущую SP-сигнал, тогда как черная точка представляет ячейку, несущую данные. Данные, в том смысле, в каком это слово употребляется здесь, включают в себя данные, представляющие видео- и аудиоинформацию, а также включают в себя информацию управления, например TPS (сигнализация параметров передачи) в DVB-T и TMCC (управление конфигурацией передачи и мультиплексирования) в ISDB-T. В каждой фигуре, где показан шаблон расположения сигнала для SP-сигналов в плоскости k-n, номер символа начинается с 0, и номер несущей начинается с 0.

Здесь пусть Tu представляет длительность полезного символа, Tg представляет длительность защитного интервала, и Ts (=Tu+Tg) представляет длительность символа. Тогда интервал между соседними ячейками на одной и той же несущей в направлении оси времени равен Ts, и интервал между соседними ячейками в одном и том же символе в направлении оси частоты равен 1/Tu.

Согласно фиг. 17 SP-сигналы в каждом символе появляются с интервалом в 12 несущих, и SP-сигналы на каждой несущей появляются с интервалом в 4 символа. Позиция каждого SP-сигнала сдвигается на три несущие при переходе к каждому следующему символу. Таким образом, когда k_SP(n) обозначает номер несущей для ячейки, содержащей SP-сигнал в символе, имеющем номер символа n, этот номер несущей k_SP(n) удовлетворяет следующему уравнению 1, где mod обозначает операцию по модулю, и p - целое число, большее или равное 0.

[уравнение 1]

Каждый SP-сигнал модулируют на основании псевдослучайной двоичной последовательности w_k и амплитуду и фазу SP-сигнала определяют в зависимости исключительно от номера несущей k для ячейки, содержащей этот SP-сигнал, а не от номера символа n.

Со ссылкой на фиг. 18 ниже приведено описание принципов оценки и выравнивания каналов, осуществляемых приемником с использованием SP-сигналов. На фиг. 18 показана блок-схема, демонстрирующая структуру типичного приемника.

В приемнике 100 сигнал, принятый с помощью непоказанной приемной антенны, подвергается заранее определенным процессам посредством непоказанных компонентов, в том числе, тюнера. Обработанный сигнал подают на блок 101 преобразования Фурье, где части сигнала, каждая из которых содержит длительность полезного символа Tu, вырезают из подаваемого сигнала, и преобразование Фурье применяется к вырезанным частям сигнала для преобразования вырезанных частей сигнала в сигнал приема Y'(n,k). Преобразованный сигнал приема Y'(n,k) выводится на блок 106 деления, а также на блок 102 извлечения SP. Блок 102 извлечения SP извлекает SP-сигнал приема Y'(n,k_SP(n)) из сигнала приема Y'(n,k) и выводит извлеченный SP-сигнал приема Y'(n,k_SP(n)) на блок 104 деления.

Блок 103 генерации SP генерирует номинальный SP-сигнал Y(n,k_SP(n)), который идентичен SP-сигналу, генерируемому передатчиком, и выводит SP-сигнал Y(n,k_SP(n)) на блок 104 деления. Блок 104 деления делит SP-сигнал приема Y'(n,k_SP(n)) на SP-сигнал Y(n,k_SP(n)) и выводит результат деления в качестве отклика канала H'(n,k_SP(n)) на блок 105 интерполяции. Блок 105 интерполяции интерполирует отклик канала H'(n,k_SP(n)) в плоскости k-n для оценки отклика канала H'(n,k) для каждой ячейки и выводит оцененный таким образом отклик канала H'(n,k) на блок 106 деления.

Блок 106 деления делит сигнал приема Y'(n,k) на отклик канала H'(n,k) для оценки сигнала передачи X'(n,k) и выводит оцененный таким образом сигнал передачи X'(n,k).

Благодаря вышеописанным процессам искажение по амплитуде и фазе сигнала передачи, обусловленное многолучевым распространением, компенсируется с использованием SP-сигналов (см., например, патентный документ 1).

Кроме того, раскрыто применение техник MIMO (множественные входы и множественные выходы), где на передатчике и на приемнике используют множественные антенны для обеспечения передачи данных с высокой скоростью и высокой пропускной способностью, к цифровому наземному телевещанию с использованием SP-сигналов, например, DVB-T (см., например, непатентный документ 3).

Прежде всего, ниже приведено общее описание системы передачи MIMO, в которой передатчик и приемник имеют по две антенны, со ссылкой на фиг. 19. На фиг. 19 показана схема, демонстрирующая такую систему передачи MIMO.

Передатчик 200 передает первый сигнал передачи и второй сигнал передачи с первой передающей антенны 201 и второй передающей антенны 202 соответственно. Первый сигнал передачи получают путем применения обратного преобразования Фурье к первому сигналу передачи Xc1(n,k) и второй сигнал передачи получают путем применения обратного преобразования Фурье ко второму сигналу передачи Xc2(n,k). Заметим, что первый и второй сигналы передачи одновременно передаются соответственно в ячейках, каждая из которых имеет номер символа n и номер несущей k.

Приемник 300 принимает первый сигнал приема с помощью приемной антенны 301. Первый сигнал приема содержит первый сигнал передачи, поступающий по каналу Pc11, и второй сигнал передачи, поступающий по каналу Pc12. Приемник 300 применяет преобразование Фурье к первому сигналу приема для получения первого сигнала приема Yc'1(n,k). Кроме того, приемник 300 принимает второй сигнал приема с помощью приемной антенны 302. Второй сигнал приема содержит второй сигнал передачи, поступающий по каналу Pc22. Приемник 300 применяет преобразование Фурье ко второму сигналу приема для получения второго сигнала приема Yc'2(n,k). Затем приемник 300 проводит заранее определенный процесс на первом сигнале приема Yc'1(n,k) и втором сигнале приема Yc'2(n,k) и выводит первый сигнал передачи Xc'1(n,k) и второй сигнал передачи Xc'2(n,k).

Здесь пусть Hc11(n,k), Hc12(n,k), Hc21(n,k) и Hc22(n,k) соответственно обозначают отклики каналов Pc11, Pc12, Pc21 и Pc22 в ячейке, имеющей номер символа n и номер несущей k. Пусть Nc1(n,k) и Nc2(n,k) обозначают мощность шума, содержащегося в первом сигнале приема Yc'1(n,k) и во втором сигнале приема Yc'2(n,k) соответственно. Тогда первый сигнал приема Yc'1(n,k) и второй сигнал приема Yc'2(n,k) выражены представленным ниже уравнением 2. Обозначение [] в уравнении 2 представляет матрицу.

[уравнение 2]

Таким образом, после оценки откликов каналов Pc11, Pc12, Pc21 и Pc22, приемник 300 способен разделять и выравнивать первый сигнал передачи Xc'1(n,k) и второй сигнал передачи Xc'2(n,k) с использованием представленного ниже уравнения 3, где Hc'11(n,k), Hc'12(n,k), Hc'21(n,k) и He'22(n,k) - отклики каналов, оцененные приемником 300. В уравнении 3 обозначение [] представляет матрицу, и обозначение []^-1 представляет матрицу, обратную матрице [].

[уравнение 3]

В непатентном документе 3 описана техника разделения и оценки откликов каналов двух каналов от двух передающих антенн на одну приемную антенну путем передачи SP-сигналов, расположенных согласно шаблону, показанному на фиг. 17, с первой передающей антенны и SP-сигналов, расположенных согласно шаблону, показанному на фиг. 20, со второй передающей антенны. На фиг. 20 знак плюс (+) указывает, что полярность SP-сигнала, передаваемого со второй передающей антенны, не инвертирована по отношению к полярности соответствующего SP-сигнала, передаваемого с первой передающей антенны. С другой стороны, знак минус (-) указывает, что полярность SP-сигнала, передаваемого со второй передающей антенны, инвертирована по отношению к полярности соответствующего SP-сигнала, передаваемого с первой передающей антенны.

Таким образом, для SP-сигналов, передаваемых со второй передающей антенны, полярность каждого SP-сигнала, имеющего четный номер символа, не инвертирована, и полярность каждого SP-сигнала, имеющего нечетный номер символа, инвертирована по отношению к полярности соответствующего SP-сигнала, передаваемого с первой передающей антенны.

Приемник наблюдает, для каждого символа, где номер символа n является четным числом, компоненты, представляющие сумму откликов каналов двух каналов, один из которых идет от первой передающей антенны на приемную антенну, и другой идет от второй передающей антенны на приемную антенну (ниже первый из них именуется "первым откликом канала", а второй - "вторым откликом канала"). С другой стороны, для каждого символа, где номер символа n является нечетным числом, наблюдаются компоненты, представляющие разность между первым и вторым канальными откликами. Таким образом, приемник может разделять и оценивать первый отклик канала, суммируя суммарные компоненты и разностные компоненты, и второй отклик канала, вычитая разностные компоненты из суммарных компонентов.

[Непатентный документ 1]

“Цифровое видеовещание (DVB); структура кадров, Кодирование канала и модуляция для цифрового наземного телевидения” Channel coding and modulation for digital terrestrial television, ETSI EN 300 744 Европейского института телекоммуникационных стандартов

[Непатентный документ 2]

“СИСТЕМА ПЕРЕДАЧИ ДЛЯ ЦИФРОВОГО НАЗЕМНОГО ТЕЛЕВИЗИОННОГО ШИРОКОВЕЩАНИЯ” (TRANSMISSION SYSTEM FOR DIGITAL TERRESTRIAL TELEVISION BROADCASTING), ARIB STD-B31 Ассоциации радиопромышленности и бизнеса

[Непатентный документ 3]

“MIMO ТВ СИСТЕМА С ДВОЙНОЙ ПОЛЯРИЗАЦИЕЙ” (A DUAL POLARIZATION MIMO BROADCAST TV SYSTEM), BBC Research White Paper WHP 144 авторов J. D. Mitchell, P. N. Moss и M. J. Thorp

[Патентный документ 1]

Японский патент № 2772286

Сущность изобретения

Техническая проблема

Ниже будет рассмотрен диапазон, в котором отклик канала надлежащим образом оценен, при условии, что SP-сигналы расположены согласно шаблону, показанному на фиг. 17, который используют в системе DVB-T, а также в системе ISDB-T.

На фиг. 21 показана диаграмма откликов в плоскости время задержки - доплеровская частота (ниже именуемой "плоскость τ-f_D") SP-сигналов, расположенных в плоскости k-n согласно шаблону, показанному на фиг. 17. Иными словами, на фиг. 21 показаны пары двухмерного преобразования Фурье SP-сигналов, расположенных в плоскости k-n согласно шаблону, показанному на фиг. 17. В каждой фигуре, где показаны отклики SP-сигнала и диапазоны оценки откликов каналов, горизонтальная ось представляет ось времени задержки (ниже именуемую "ось τ") и соответствует времени задержки (τ) импульсного отклика канала. Вертикальная ось представляет ось доплеровской частоты (ниже именуемую "ось f_D") и соответствует доплеровской частоте (f_D) спектра доплеровских частот канала. Кроме того, черная точка представляет отклик SP-сигнала в плоскости τ-f_D.

Согласно фиг. 21 минимальный интервал между откликами SP-сигнала в плоскости τ-f_D в направлении оси τ равен Tu/12. Причина в том, что SP-сигналы в плоскости k-n расположены так, что появляются через каждые 12 несущих в одном и том же символе. Иными словами, интервал выборок в направлении оси k равен 12/Tu. Кроме того, минимальный интервал между откликами SP-сигнала в плоскости τ-f_D в направлении оси f_D равен 1/(4Ts). Причина в том, что SP-сигналы в плоскости k-n расположены так, что появляются через каждые 4 символа на одной и той же несущей. Иными словами, интервал выборок в направлении оси n равен 4Ts. Кроме того, минимальный интервал между откликами SP-сигнала в плоскости τ-f_D на одной и той же доплеровской частоте в направлении оси τ равен Tu/3. Причина в том, что минимальный интервал между SP-сигналами в плоскости k-n в направлении оси k равен 3 несущим. Кроме того, минимальный интервал между откликами SP-сигнала при одном и том же времени задержки в плоскости τ-f_D в направлении оси f_D равен 1/Ts. Причина в том, что минимальный интервал между SP-сигналами в плоскости k-n в направлении оси n равен одному символу.

В случае когда импульсный отклик канала имеет расширение задержки, отклик расширяется в направлении оси τ по сравнению с соответствующим откликом SP-сигнала. В случае когда спектр доплеровских частот канала имеет частотное расширение, спектр расширяется в направлении оси f_D по сравнению с соответствующим откликом SP-сигнала.

На фиг. 22 показана область плоскости τ-f_D, в которой отклик канала H'(n,k_SP(n)) SP-сигнала можно интерполировать, не приводя к искажению, связанному с перекрытием спектров, при условии, что отклик канала H'(n,k_SP(n)) сначала интерполирован в направлении оси n, а затем в направлении оси k в плоскости k-n. На фиг. 22 черная точка представляет отклик SP-сигнала в плоскости τ-f_D, и прямоугольник представляет отклик канала от передающей антенны к приемной антенне.

Из фиг. 22 известно, что прямоугольная область, имеющая ширину Tu/3 в направлении оси τ и ширину 1/(4Ts) в направлении оси f_D, представляет собой область, в которой отклик канала интерполирован, не приводя к искажению, связанному с перекрытием спектров (ниже именуемую "интерполируемой областью"). В системах DVB-T и ISDB-T величина наибольшей длительности защитного интервала равна Tu/4. Когда длительность защитного интервала равна Tu/4, расширение импульсного отклика канала, меньшее или равное Tu/4, не будет негативно влиять на качество приема. Причина в том, что межсимвольная помеха гарантированно попадает в длительность защитного интервала. Ширина интерполируемой области в направлении оси τ задана равной Tu/3, чтобы обеспечить запас для реальных фильтров и, вместе с тем, гарантировать правильную оценку отклика канала, не создавая опасность межсимвольной помехи.

Как описано выше, в отношении деталей системы передачи, длительность защитного интервала и расположение SP-сигнала тесно связаны. Таким образом, чтобы не снизить устойчивость к задержке вследствие многолучевого распространения, обеспечиваемую путем вставки длительностей защитного интервала, минимальный интервал между SP-сигналами в плоскости k-n в направлении оси k нужно сделать короче заранее определенного интервала. Однако, в отношении эффективности передачи, желательно поддерживать минимальную плотность SP-сигналов, которые не несут никакой полезной информации. Таким образом, нужно искать компромисс между длительностью защитного интервала и расположением SP-сигнала.

На фиг. 23 показана область плоскости τ-f_D, в которой отклик канала H'(n,k_SP(n)) SP-сигнала можно интерполировать, не приводя к искажению, связанному с перекрытием спектров, при условии, что отклик канала H'(n,k_SP(n)) интерполирован только в направлении оси k, но не в направлении оси n, в плоскости k-n. На фиг. 23 черная точка представляет отклик SP-сигнала в плоскости τ-f_D, и прямоугольник представляет отклик канала канала от передающей антенны к приемной антенне.

Из фиг. 23 известно, что прямоугольная область, имеющая ширину Tu/12 в направлении оси τ и ширину 1/Ts в направлении оси f_D, представляет собой область, в которой отклик канала интерполирован, не приводя к искажению, связанному с перекрытием спектров (ниже именуемую «интерполируемой областью»).

Ниже будет рассмотрен диапазон, в котором отклик канала надлежащим образом оценен с помощью расположения SP-сигнала, раскрытого в непатентном документе 3, который используется для системы передачи MIMO.

Процесс обращения и не обращения полярности SP-сигналов, передаваемых с первой передающей антенны, эквивалентен арифметической операции умножения отдельных SP-сигналов, передаваемых с первой передающей антенны, на волну комплексной плоскости, выраженную левой стороной представленного ниже уравнения 4. Волна комплексной плоскости имеет эквифазную линию, параллельную направлению оси k в плоскости k-n, и период в направлении оси n, равный 2n.

[уравнение 4]

Заметим, что в уравнении 4, правая сторона получена путем преобразования левой стороны с использованием соотношения n=(1/Ts)t.

Соответственно, отклик каждого SP-сигнала, передаваемого со второй передающей антенны, сдвинут относительно отклика соответствующего SP-сигнала, передаваемого с первой передающей антенны, на 1/(2Ts) в направлении оси f_D в плоскости τ-f_D.

Ввиду вышеизложенного отклики SP-сигналов, передаваемых с первой передающей антенны, и отклики SP-сигналов со второй передающей антенны выражены в одной и той же плоскости τ-f_D, как показано на фиг. 24. Заметим, что черная точка представляет отклик SP-сигнала, передаваемого с первой передающей антенны, тогда как крестик представляет отклик SP-сигнала, передаваемого со второй передающей антенны.

Заметим, что процесс обращения и не обращения полярности SP-сигналов, передаваемых с первой передающей антенны, показанный на фиг. 20, призван обращать полярность SP-сигнала, передаваемого с первой передающей антенны на каждой третьей несущей в частотном направлении. Иными словами, процесс можно считать эквивалентным арифметической операции умножения отдельных SP-сигналов, передаваемых с первой передающей антенны, на волну комплексной плоскости, выраженную левой стороной представленного ниже уравнения 5. Волна комплексной плоскости имеет эквифазную линию, параллельную оси n в плоскости k-n, и период в направлении оси k, равный 6k.

[уравнение 5]

Заметим, что в уравнении 5 правая сторона получена путем преобразования левой стороны с использованием соотношения k=Tuf. Кроме того, фазовый член в уравнении 5 входит с отрицательным знаком (-). Причина в том, что задержка в положительном направлении вдоль оси τ соответствует вращению фазы exp(-j2πfτ) в отрицательном направлении пропорционально частоте f.

На основании вышеприведенного рассмотрения отклик каждого SP-сигнала, передаваемого со второй передающей антенны, сдвинут относительно отклика соответствующего SP-сигнала, передаваемого с первой передающей антенны, на Tu/6 в направлении оси τ в плоскости τ-f_D. Отсюда следует, что каждый отклик, показанный на фиг. 20, эквивалентен отклику, полученному путем сдвига отклика соответствующего SP-сигнала, показанного на фиг. 24, на 1/(2Ts) в направлении оси f_D.

Приемник делит каждый принятый SP-сигнал (т.е. смешанный SP-сигнал, который является смесью SP-сигнала, передаваемого с первой передающей антенны, и SP-сигнала, передаваемого со второй передающей антенны) на номинальный SP-сигнал. В результате деления приемник получает отклик канала, который является смесью отклика канала канала от первой передающей антенны к приемной антенне (отклик первого канала) и отклик канала канала от второй передающей антенны к приемной антенне (отклик второго канала).

Первый отклик канала имеет расширение от черных точек, показанных на фиг. 24, в соответствии с импульсным откликом и спектром доплеровских частот. Аналогично, второй отклик канала имеет расширение от крестиков, показанных на фиг. 24, в соответствии с импульсным откликом и спектром доплеровских частот.

На фиг. 25 показана область плоскости τ-f_D, в которой первый и второй отклики каналов интерполированы, не приводя к искажению, связанному с перекрытием спектров, и отделяются друг от друга, не приводя к перекрестной помехе между ними, при условии, что отклик канала каждого SP-сигнала интерполирован сначала в направлении оси n, а потом в направлении оси k в плоскости k-n. На фиг. 25 черная точка представляет отклик SP-сигнала, передаваемого с первой передающей антенны, тогда как крестик представляет отклик SP-сигнала, передаваемого со второй передающей антенны. Кроме того, прямоугольник, выполненный сплошной линией, представляет первый отклик канала, тогда как прямоугольник, выполненный прерывистой линией, представляет второй отклик канала.

Из фиг. 25 известно, что прямоугольная область, имеющая ширину Tu/6 в направлении оси τ и ширину 1/(4Ts) в направлении оси f_D, представляет собой область, ниже именуемую "интерполируемой и разделяемой областью". В интерполируемой и разделяемой области отклики первого и второго каналов интерполированы, не приводя к искажению, связанному с перекрытием спектров, и разделены, не приводя к перекрестной помехе между ними.

На фиг. 26 показана область плоскости τ-f_D, в которой отклики первого и второго каналов интерполированы, не приводя к искажению, связанному с перекрытием спектров, и отделены друг от друга, не приводя к перекрестной помехе между ними, при условии, что отклик канала каждого SP-сигнала интерполирован только в направлении оси k, но не в направлении оси n, в плоскости k-n. На фиг. 26 черная точка представляет отклик SP-сигнала, передаваемого с первой передающей антенны, тогда как крестик представляет отклик SP-сигнала, передаваемого со второй передающей антенны. Кроме того, прямоугольник, выполненный сплошной линией, представляет отклик первого канала, тогда как прямоугольник, выполненный прерывистой линией, представляет отклик второго канала.

Из фиг. 26 известно, что прямоугольная область, имеющая ширину Tu/12 в направлении оси τ и ширину 1/(2Ts) в направлении оси f_D, представляет собой область, ниже именуемую «интерполируемой и разделяемой областью». В интерполируемой и разделяемой области отклики первого и второго каналов интерполированы, не приводя к искажению, связанному с перекрытием спектров, и разделены, не приводя к перекрестной помехе между ними.

Из сравнения интерполируемой области, показанной на фиг. 22, с интерполируемой и разделяемой областью, показанной на фиг. 25, можно видеть, что ширина Tu/6 интерполируемой и разделяемой области в направлении оси τ равна половине ширины Tu/3 интерполируемой области в направлении оси τ. Как упомянуто выше, предпочтительно задавать ширину в направлении оси τ, в пределах которой гарантируется правильная оценка откликов первого и второго каналов, таким образом, чтобы не снизить допуск к задержке вследствие многолучевого распространения, обеспечиваемый путем вставки длительностей защитного интервала. Однако способ передачи SP-сигнала, описанный в непатентном документе 3, связан со следующей проблемой, даже без учета какого-либо запаса, необходимого для реальных фильтров, используемых для интерполяции и разделения. Она состоит в том, что, в случае когда длительность защитного интервала превышает Tu/6, в частности когда длительность защитного интервала равна, например, Tu/4, допуск к задержке вследствие многолучевого распространения, достигаемый путем вставки защитных интервалов, ухудшается, таким образом отклики первого и второго каналов могут быть некорректно оценены.

Кроме того, из сравнения интерполируемой области, показанной на фиг. 23, с интерполируемой и разделяемой областью, показанной на фиг. 26, можно видеть, что ширина 1/(2Ts) интерполируемой и разделяемой области в направлении оси f_D равна половине ширины 1/Ts интерполируемой области в направлении оси f_D. Как указано выше, способ передачи SP-сигнала согласно непатентному документу 3 сталкивается с проблемой способности отслеживания временных изменений канала.

Ввиду вышеуказанных проблем задачей настоящего изобретения является обеспечение передатчика, приемника и способа передачи в режиме OFDM, каждый из которых достигает следующих преимуществ, в случае когда множество пилот-сигналов передают от множества передающих антенн. Передатчик, приемник и способ передачи в режиме OFDM согласно настоящему изобретению гарантируют правильную оценку отклика канала, при наличии расширения задержки, в сравнении со случаем, когда пилот-сигналы передают с единственной передающей антенны, или гарантируют способность отслеживать временные изменения канала в сравнении со случаем, когда пилот-сигналы передают с единственной передающей антенны.

Решение проблемы

Для решения вышеуказанной задачи передатчик согласно одному аспекту настоящего изобретения имеет передающие антенны с первой по M-ю (где M - целое число, большее или равное 2) и предназначен для передачи сигнала OFDM, полученного путем модуляции множества несущих за длительность символа. Сигнал OFDM содержит пилот-сигналы, рассеянные в плоскости несущая-символ. В плоскости несущая-символ k обозначает номер несущей, n обозначает номер символа, Δk обозначает интервал между пилот-сигналами в одном и том же символе, Δn обозначает интервал между пилот-сигналами на одной и той же несущей, и p обозначает целое число, большее или равное 0. n_s и k_s обозначают ненулевые целые числа, и m обозначает целое число, удовлетворяющее условию 1≤m≤M. Когда 2≤m≤M, ни (m-1)n_s, ни (m-1)k_s не является целым, кратным M. Номер несущей k_P(n) для несущей, которая передает пилот-сигнал в символе с номером символа n, удовлетворяет уравнению 6.

[уравнение 6]

Передатчик включает в себя блок генерации, способный генерировать множество пилот-сигналов в качестве m-х пилот-сигналов для m-й антенны (где 1≤m≤M), таким образом, чтобы разность фаз между фазой каждого m-го пилот-сигнала и фазой опорного пилот-сигнала была равна значению, заданному уравнением 7.

[уравнение 7]

Передатчик также включает в себя передатчик, способный передавать, с m-й передающей антенны, сигнал OFDM, содержащий m-е пилот-сигналы, сгенерированные блоком генерации.

Преимущества изобретения

Согласно вышеописанным аспектам настоящего изобретения гарантировано, что отклики пилот-сигналов, возникающие на одной и той же доплеровской частоте в плоскости τ-f_D, все передают только с одной из передающих антенн с первой по M-ю, а также, что отклики пилот-сигналов, возникающие при одном и том же времени задержки в плоскости τ-f_D, все передают только с одной из передающих антенн с первой по M-ю. В силу этого передатчик передает пилот-сигналы с передающих антенн с первой по M-ю, чтобы гарантировать, что приемник способен оценивать отклики каналов, пока расширение задержки пилот-сигналов находится на том же уровне, который можно точно оценить при передаче пилот-сигналов с единственной передающей антенны, или способен отслеживать временные изменения канала с точностью, которая была бы достигнута при передаче пилот-сигналов с единственной передающей антенны.

Краткое описание чертежей

Фиг. 1 - схема, демонстрирующая конфигурацию системы передачи MIMO согласно первому варианту осуществления настоящего изобретения.

Фиг. 2 - диаграмма, демонстрирующая шаблон расположения и обращение полярности SP-сигналов, передаваемых со второй передающей антенны 12, показанной на фиг. 1.

Фиг. 3 - диаграмма, демонстрирующая, в плоскости τ-f_D, отклики SP-сигналов, передаваемых с первой передающей антенны 11 и второй передающей антенны 12, показанных на фиг. 1.

Фиг. 4 - диаграмма, демонстрирующая область, в которой отклики каналов разделяют и оценивают, при условии использования SP-сигналов, расположенных согласно шаблонам, показанным на фиг. 17 и 2.

Фиг. 5 - другая диаграмма, демонстрирующая область, в которой отклики каналов разделяют и оценивают, при условии использования SP-сигналов, расположенных согласно шаблонам, показанным на фиг. 17 и 2.

Фиг. 6 - схема, демонстрирующая структуру передатчика 10, показанного на фиг. 1.

Фиг. 7 - схема, демонстрирующая структуру приемника 30, показанного на фиг. 1.

Фиг. 8 - схема, демонстрирующая структуры блоков 35 и 38 разделения и оценки каналов, показанных на фиг. 7.

Фиг. 9 - диаграмма, демонстрирующая шаблон расположения и обращение полярности SP-сигналов, передаваемых со второй передающей антенны 12, согласно второму варианту осуществления настоящего изобретения.

Фиг. 10 - диаграмма, демонстрирующая, в плоскости τ-f_D, отклики SP-сигналов, передаваемых с первой передающей антенны 11 и второй передающей антенны 12 согласно второму варианту осуществления.

Фиг. 11 - диаграмма, демонстрирующая область, в которой отклики каналов разделяют и оценивают, при условии использования SP-сигналов, расположенных согласно шаблонам, показанным на фиг. 17 и 9.

Фиг. 12 - другая диаграмма, демонстрирующая область, в которой отклики каналов разделяют и оценивают, при условии использования SP-сигналов, расположенных согласно шаблонам, показанным на фиг. 17 и 9.

Фиг. 13 - схема, демонстрирующая структуру передатчика 10a согласно второму варианту осуществления.

Фиг. 14 - схема, демонстрирующая структуру приемника 30a, согласно второму варианту осуществления.

Фиг. 15 - схема, демонстрирующая структуры блоков 35a и 38a разделения и оценки каналов, показанных на фиг. 14.

Фиг. 16 - диаграмма, демонстрирующая обобщение волн комплексной плоскости, используемых в первом и втором вариантах осуществления.

Фиг. 17 - диаграмма, демонстрирующая шаблон расположения SP-сигнала, используемый в системе DVB-T или ISDB-T.

Фиг. 18 - схема, демонстрирующая структуру традиционного приемника, для иллюстрации принципов оценки канала и выравнивания сигналов приема, осуществляемых приемником.

Фиг. 19 - схема, демонстрирующая структуру традиционной системы передачи MIMO, для иллюстрации принципов способа передачи MIMO.

Фиг. 20 - диаграмма, демонстрирующая шаблон расположения и обращение полярности SP-сигналов, передаваемых со второй передающей антенны 12 согласно традиционной технике.

Фиг. 21 - диаграмма, демонстрирующая, в плоскости τ-f_D, SP-сигналы, расположенные согласно шаблону, показанному на фиг. 17.

Фиг. 22 - диаграмма, демонстрирующая область, в которой отклики каналов разделяют и оценивают, при условии использования SP-сигналов, расположенных согласно шаблону, показанному на фиг. 17.

Фиг. 23 - другая диаграмма, демонстрирующая область, в которой отклики каналов разделяют и оценивают, при условии использования SP-сигналов, расположенных согласно шаблону, показанному на фиг. 17.

Фиг. 24 - диаграмма, демонстрирующая, в плоскости τ-f_D, отклики SP-сигналов, передаваемых с первой передающей антенны и второй передающей антенны согласно традиционной технике.

Фиг. 25 - диаграмма, демонстрирующая область, в которой отклики каналов разделяют и оценивают, при условии использования SP-сигналов, расположенных согласно шаблонам, показанным на фиг. 17 и 20.

Фиг. 26 - другая диаграмма, демонстрирующая область, в которой отклики каналов разделяют и оценивают, при условии использования SP-сигналов, расположенных согласно шаблонам, показанным на фиг. 17 и 20.

Список условных обозначений

10 Передатчик

11 Первая передающая антенна

12 Вторая передающая антенна

13 Блок генерации SP

14 Блок генерации волны комплексной плоскости

15 Блок умножения

30 Приемник

31 Первая приемная антенна

32 Вторая приемная антенна

35, 38 Блок разделения и оценки каналов

51, 61 Блок распределения SP

52 Блок генерации SP

53, 63 Блок деления

54, 57, 64, 67 Блок интерполяции

55 Блок генерации волны комплексной плоскости

56, 66 Блок умножения

Описание вариантов осуществления

Один аспект настоящего изобретения предусматривает первый передатчик, имеющий передающие антенны с первой по M-ю (где M - целое число, большее или равное 2) и предназначенный для передачи сигнала OFDM, полученного путем модуляции множества несущих за длительность символа. Сигнал OFDM содержит пилот-сигналы, рассеянные в плоскости несущая-символ. В плоскости несущая-символ k обозначает номер несущей, n обозначает номер символа, Δk обозначает интервал между пилот-сигналами в одном и том же символе, Δn обозначает интервал между пилот-сигналами на одной и той же несущей, и p обозначает целое число, большее или равное 0. n_s и k_s обозначают ненулевые целые числа, и m обозначает целое число, удовлетворяющее условию 1≤m≤M. Когда 2≤m≤M, ни (m-1)n_s, ни (m-1)k_s не является целым, кратным M. Номер несущей k_P(n) для несущей, которая передает пилот-сигнал в символе с номером символа n, удовлетворяет уравнению 8.

[уравнение 8]

Первый передатчик включает в себя блок генерации, способный генерировать множество пилот-сигналов в качестве m-х пилот-сигналов для m-й антенны (где 1≤m≤M), таким образом, чтобы разность фаз между фазой каждого m-го пилот-сигнала и фазой опорного пилот-сигнала была равна значению, заданному уравнением 9.

[уравнение 9]

Первый передатчик также включает в себя передатчик, функционирующий с возможностью передавать с m-й передающей антенны сигнал OFDM, содержащий m-е пилот-сигналы, сгенерированные блоком генерации.

Согласно вышеописанным аспектам настоящего изобретения гарантируют, что отклики пилот-сигналов, возникающие на одной и той же доплеровской частоте в плоскости τ-f_D, все передают только с одной из передающих антенн с первой по M-ю, а также, что отклики пилот-сигналов, возникающие при одном и том же времени задержки в плоскости τ-f_D, все передают только с одной из передающих антенн с первой по M-ю. В силу этого первый передатчик передает пилот-сигналы с передающих антенн с первой по M-ю таким образом, чтобы приемник мог оценивать отклики каналов при наличии расширения задержки настолько, насколько можно было бы ожидать при передаче пилот-сигналов с единственной передающей антенны, или отслеживать временные изменения канала с точностью, которая была бы достигнута при передаче пилот-сигналов с единственной передающей антенны.

Другой аспект настоящего изобретения предусматривает второй передатчик, согласующийся с первым передатчиком, в котором блок генерации включает в себя: блок генерации опорного сигнала, функционирующий с возможностью генерировать множество первых пилот-сигналов, причем каждый первый пилот-сигнал является опорным пилот-сигналом; и блок умножения, функционирующий с возможностью генерировать m-е пилот-сигналы, где 2≤m≤M, причем каждый m-й пилот-сигнал генерируют путем умножения опорного пилот-сигнала на волну комплексной плоскости, выраженную уравнением 10 в плоскости несущая-символ.

[уравнение 10]

Еще один аспект настоящего изобретения предусматривает третий передатчик, согласующийся с первым передатчиком, в котором блок генерации включает в себя: блок генерации опорного сигнала, функционирующий с возможностью генерировать множество первых пилот-сигналов, причем каждый первый пилот-сигнал является опорным сигналом; и блок фазовращения, функционирующий с возможностью генерировать m-е пилот-сигналы, где 2≤m≤M, причем каждый m-й пилот-сигнал генерируют путем вращения фазы опорного пилот-сигнала на значение, заданное уравнением 9.

Еще один аспект настоящего изобретения предусматривает четвертый передатчик, согласующийся с первым передатчиком, в котором M равно 2. Блок генерации включает в себя: блок генерации опорного сигнала, функционирующий с возможностью генерировать множество первых пилот-сигналов, причем каждый первый пилот-сигнал является опорным сигналом; и блок обращения полярности, функционирующий с возможностью генерировать множество вторых пилот-сигналов таким образом, чтобы полярность каждого из вторых пилот-сигналов попеременно инвертировалась и не инвертировалась в направлении несущей по отношению к полярности соответствующего опорного сигнала в одном и том же символе.

Согласно вышеописанным аспектам настоящего изобретения предусмотрено средство для простой генерации наборов пилот-сигналов с первого по m-й.

Еще один аспект настоящего изобретения предусматривает пятый передатчик, согласующийся с первым передатчиком, в котором M равно 2, Δn равно 4, Δk равно 12, n_s равно 1, и k_s равно 1.

Еще один аспект настоящего изобретения предусматривает шестой передатчик, согласующийся с первым передатчиком, в котором M равно 2, Δn равно 4, Δk равно 12, n_s равно 1, и k_s равно -3.

Вышеописанные аспекты настоящего изобретения непосредственно применимы, например, к системе DVB-T или к системе ISDB-T.

Еще один аспект настоящего изобретения предусматривает первый приемник для приема сигнала OFDM, переданного от передатчика, имеющего множество передающих антенн с первой по M-ю (где M - целое число, большее или равное 2). Сигнал OFDM получают путем модуляции множества несущих за длительность символа. Сигнал OFDM содержит множество пилот-сигналов, рассеянных в плоскости несущая-символ. В плоскости несущая-символ k обозначает номер несущей, n обозначает номер символа, Δk обозначает интервал между пилот-сигналами в одном и том же символе, Δn обозначает интервал между пилот-сигналами на одной и той же несущей, и p обозначает целое число, большее или равное 0. n_s и k_s обозначают ненулевые целые числа, и m обозначает целое число, удовлетворяющее условию 1≤m≤M. Когда 2≤m≤M, ни (m-1)n_s, ни (m-1)k_s не является целым, кратным M. Номер несущей k_P(n) для несущей, которая передает пилот-сигнал в символе с номером символа n, удовлетворяет уравнению 11.

[уравнение 11]

Множество пилот-сигналов, передаваемых с m-й одной из передающих антенн (где m - целое число, удовлетворяющее условию 1 ≤ m ≤ M), представляют собой m-е пилот-сигналы, таким образом, разность фаз между фазой каждого m-го пилот-сигнала и фазой опорного пилот-сигнала равна значению, заданному уравнением 12.

[уравнение 12]

Первый приемник включает в себя: приемную антенну, с помощью которой принимают сигнал OFDM от передатчика; блок оценки отклика, функционирующий с возможностью оценивать отклик канала каждого из каналов с первого по M-й соответственно от антенн с первой по M-ю к приемной антенне, причем оценку осуществляют на основании уравнения 12 и пилот-сигналов, содержащихся в сигнале OFDM, принятом с помощью приемной антенны; и блок оценки сигнала, функционирующий с возможностью оценивать сигналы передачи с первого по M-й на основании принятого сигнала OFDM и оцененных откликов каналов каналов передачи с первого по M-й, причем сигналы передачи с первого по M-й, соответствуют сигналам OFDM с первого по M-й, переданным соответственно с передающих антенн с первой по M-ю.

Согласно вышеописанным аспектам настоящего изобретения гарантируют, что отклики пилот-сигналов, возникающие на одной и той же доплеровской частоте в плоскости τ-f_D, все передают только с одной из передающих антенн с первой по M-ю, а также, что отклики пилот-сигналов, возникающие при одном и том же времени задержки в плоскости τ-f_D, все передают только с одной из передающих антенн с первой по M-ю. В силу этого при передаче пилот-сигналов с передающих антенн с первой по M-ю приемник способен оценивать отклики каналов, при наличии расширения задержки, настолько, насколько можно было бы ожидать при передаче пилот-сигналов с единственной передающей антенны, или отслеживать временные изменения канала с точностью, которая была бы достигнута при передаче пилот-сигналов с единственной передающей антенны.

Еще один аспект настоящего изобретения предусматривает второй приемник, согласующийся с первым приемником, в котором блок оценки отклика функционирует с возможностью извлекать пилот-сигналы из сигнала OFDM, принятого с помощью приемной антенны, делить каждый извлеченный пилот-сигнал на опорный пилот-сигнал и оценивать отклик канала первого канала на основании результата каждого деления и также функционирует с возможностью оценивать отклик канала m-го канала, где 2≤m≤M, на основании результата каждого деления и уравнения 12.

Согласно вышеописанному аспекту настоящего изобретения отклик канала m-го канала легко оценивать.

Еще один аспект настоящего изобретения предусматривает первый способ передачи в режиме OFDM для передачи сигнала OFDM от передатчика, имеющего передающие антенны с первой по M-ю (где M - целое число, большее или равное 2). Сигнал OFDM получают путем модуляции множества несущих за длительность символа. Сигнал OFDM содержит пилот-сигналы, рассеянные в плоскости несущая-символ. В плоскости несущая-символ k обозначает номер несущей, n обозначает номер символа, Δk обозначает интервал между пилот-сигналами в одном и том же символе, Δn обозначает интервал между пилот-сигналами на одной и той же несущей, и p обозначает целое число, большее или равное 0. n_s и k_s обозначают ненулевые целые числа, и m обозначает целое число, удовлетворяющее условию 1≤m≤M. Когда 2≤m≤M, ни (m-1)n_s, ни (m-1)k_s не является целым, кратным M. Номер несущей k_P(n) для несущей, которая передает пилот-сигнал в символе с номером символа n, удовлетворяет уравнению 13.

[уравнение 13]

Первый способ передачи в режиме OFDM включает в себя этап, на котором генерируют множество пилот-сигналов в качестве m-х пилот-сигналов для m-й антенны (где 1≤m≤M), таким образом, чтобы разность фаз между фазой каждого m-го пилот-сигнала и фазой опорного пилот-сигнала была равна значению, заданному уравнением 14.

[уравнение 14]

Первый способ передачи в режиме OFDM также включает в себя этап, на котором передают с m-й передающей антенны сигнал OFDM, содержащий m-е пилот-сигналы, сгенерированные на этапе генерации.

Согласно вышеописанным аспектам настоящего изобретения гарантируют, что отклики пилот-сигналов, возникающие на одной и той же доплеровской частоте в плоскости τ-f_D, все передают только с одной из передающих антенн с первой по M-ю, а также, что отклики пилот-сигналов, возникающие при одном и том же времени задержки в плоскости τ-f_D, все передают только с одной из передающих антенн с первой по M-ю. В силу этого передатчик передает пилот-сигналы с передающих антенн с первой по M-ю таким образом, чтобы приемник мог оценивать отклики каналов, при наличии расширения задержки, настолько, насколько можно было бы ожидать при передаче пилот-сигналов с единственной передающей антенны, или отслеживают временные изменения канала с точностью, которая была бы достигнута при передаче пилот-сигналов с единственной передающей антенны.

Ниже приведено описание вариантов осуществления настоящего изобретения со ссылкой на прилагаемые чертежи.

<<Первый вариант осуществления>>

Прежде всего, опишем первый вариант осуществления настоящего изобретения со ссылкой на чертежи. В нижеследующем описании длительность полезного символа обозначается Tu, и длительность защитного интервала обозначается Tg, и длительность символа обозначается Ts (=Tu+Tg), по аналогии с вышеприведенным описанием традиционных примеров.

<Система передачи MIMO>

Система передачи MIMO согласно данному варианту осуществления описана со ссылкой на фиг. 1. На фиг. 1 показана схема, демонстрирующая конфигурацию системы передачи MIMO согласно данному варианту осуществления.

Система передачи MIMO 1, показанная на фиг. 1, включает в себя: передатчик 10, имеющий две передающие антенны 11 и 12; и приемник 30, имеющий две приемные антенны 31 и 32.

Передатчик 10 передает первый сигнал передачи и второй сигнал передачи с первой передающей антенны 11 и второй передающей антенны 12 соответственно. Первый сигнал передачи получается путем применения обратного преобразования Фурье к первому сигналу передачи X1(n,k), тогда как второй сигнал передачи получается путем применения обратного преобразования Фурье ко второму сигналу передачи X2(n,k). Первый и второй сигналы передачи одновременно передают соответственно в ячейках, каждая из которых имеет номер символа n и номер несущей k. Заметим, что первый и второй сигналы передачи, передаваемые с первой и второй передающих антенн 11 и 12, являются сигналами, генерируемыми путем модуляции множественных взаимно ортогональных несущих данными, подлежащими передаче, а также другими данными, с последующим мультиплексированием полученных модулированных волн.

Приемник 30 принимает с помощью приемной антенны 31 первый сигнал приема, содержащий первый сигнал передачи, поступающий по каналу P11, и второй сигнал передачи, поступающий по каналу P12, и применяет преобразование Фурье к первому сигналу приема для получения первого сигнала приема Y'1(n,k). Кроме того, приемник 30 принимает с помощью приемной антенны 32 второй сигнал приема, содержащий первый сигнал передачи, поступающий по каналу P21, и второй сигнал передачи, поступающий по каналу P22, и применяет преобразование Фурье ко второму сигналу приема для получения второго сигнала передачи Y'2(n,k). Затем приемник 30 проводит заранее определенный процесс на первом сигнале приема Y1'(n,k) и втором сигнале приема Y2'(n,k) и выводит первый сигнал передачи X1'(n,k) и второй сигнал передачи X2'(n,k).

<SP-сигналы>

Прежде чем перейти к подробному описанию передатчика 10 и приемника 30, показанных на фиг. 1, рассмотрим описание SP-сигналов, передаваемых с первой передающей антенны 11, и SP-сигналов, передаваемых со второй передающей антенны 12.

SP-сигналы, передаваемые с первой передающей антенны 11, расположены согласно шаблону, показанному на вышеописанной фиг. 17. Значение комплексного числа каждого SP-сигнала, назначенного ячейке, равно комплексному числу типичного SP-сигнала, назначенного соответствующей ячейке в системах DVB-T и ISDB-T.

Напротив, SP-сигналы, передаваемые со второй передающей антенны 12, расположены согласно шаблону, показанному на фиг. 2. Заметим, что знак плюс (+) на фиг. 2 указывает, что полярность каждого SP-сигнала, передаваемого со второй передающей антенны 12 в ячейке, представленной знаком плюс (+), не инвертируют по отношению к полярности SP-сигнала, передаваемой с первой передающей антенны 11 в соответствующей ячейке, имеющей тот же номер символа и тот же номер несущей. С другой стороны, знак минус (-) на фиг. 2 указывает, что полярность каждого SP-сигнала, передаваемого со второй передающей антенны 12 в ячейке, представленной знаком минус (-), инвертируют по отношению к полярности SP-сигнала, передаваемого с первой передающей антенны 11 в соответствующей ячейке, имеющей тот же номер символа и тот же номер несущей.

Согласно фиг. 17 и 2 SP-сигналы, передаваемые с первой передающей антенны 11, расположены согласно тому же шаблону, что и SP-сигналы, передаваемые со второй передающей антенны 12. Кроме того, оба шаблона расположения SP-сигнала удовлетворяют условию, что номер несущей k_SP(n) ячейки, передающей SP-сигнал в символе, имеющем номер символа n, удовлетворяет вышеописанному уравнению 1.

SP-сигналы, передаваемые со второй передающей антенны 12 в одном символе, попеременно инвертируют и не инвертируют по полярности, по отношению к SP-сигналам, передаваемым с первой передающей антенны 11 в том же символе. В направлении, в котором номер символа увеличивают на 1 и номер несущей увеличивают на 3, полярность SP-сигналов, передаваемых со второй передающей антенны 12, полностью инвертируют или не инвертируют по отношению к полярности соответствующих SP-сигналов, передаваемых с первой передающей антенны 11.

Процесс обращения и не обращения полярности SP-сигналов, передаваемых с первой передающей антенны 11, эквивалентен арифметической операции умножения отдельных SP-сигналов, передаваемых с первой передающей антенны 11, на волну комплексной плоскости, выраженную левой стороной представленного ниже уравнения 15. Волна комплексной плоскости имеет период, равный 8n в направлении оси n, и период, равный 24k в направлении оси k, в плоскости k-n.

[уравнение 15]

Заметим, что в уравнении 15 правая сторона получается путем преобразования левой стороны с использованием соотношения n=(1/Ts)t и k=Tuf.

Соответственно, отклик каждого SP-сигнала, передаваемого со второй передающей антенны 12, сдвинут относительно отклика соответствующего SP-сигнала, подлежащего передаче с первой передающей антенны 11, на Tu/24 в направлении оси τ и на 1/(8Ts) в направлении оси f_D в плоскости τ-f_D.

Ввиду вышеизложенного отклики SP-сигналов, передаваемых с первой передающей антенны 11 и отклики SP-сигналов, передаваемых со второй передающей антенны 12, выражают в одной и той же плоскости τ-f_D, как показано на фиг. 3. Заметим, что черная точка на фиг. 3 представляет отклик SP-сигнала, передаваемого с первой передающей антенны 11, тогда как крестик представляет отклик SP-сигнала, передаваемого со второй передающей антенны 12.

Приемник 30 делит каждый принятый SP-сигнал на номинальный SP-сигнал для получения смешанного отклика канала, который является смесью отклика канала канала от первой передающей антенны 11 к одной из приемных антенн (первой приемной антенне 31 или второй приемной антенне 32) и отклика канала канала от второй передающей антенны 12 к одной из приемных антенн (первый отклик канала именуется " откликом канала, связанным с первой передающей антенной 11", и последний именуется " откликом канала, связанным со второй передающей антенной 12").

Однако отклик канала, связанный с первой передающей антенной 11, имеет расширение от черных точек, показанных на фиг. 3, в соответствии с импульсным откликом и спектром доплеровских частот. Аналогично, отклик канала, связанный со второй передающей антенной 12, имеет расширение от крестиков, показанных на фиг. 3, в соответствии с импульсным откликом и спектром доплеровских частот.

На фиг. 4 показана область плоскости τ-f_D, в которой отклик канала, связанный с первой передающей антенной 11, и отклик канала, связанный со второй передающей антенной 12, интерполируют, не приводя к искажению, связанному с перекрытием спектров, и отделяют друг от друга, не приводя к перекрестной помехе между ними, при условии, что отклики каналов SP-сигналов интерполируют сначала в направлении оси n, а потом в направлении оси k в плоскости k-n. На фиг. 4 черная точка представляет отклик SP-сигнала, передаваемого с первой передающей антенны 11, тогда как крестик представляет отклик SP-сигнала, передаваемый со второй передающей антенны 12. Кроме того, прямоугольник, выполненный сплошной линией, представляет отклик канала, связанный с первой передающей антенной 11, тогда как прямоугольник, выполненный прерывистой линией, представляет отклик канала, связанный со второй передающей антенной 12.

Из фиг. 4 известно, что прямоугольная область, имеющая ширину Tu/3 в направлении оси τ и ширину 1/(8Ts) в направлении оси f_D, представляет собой область, ниже именуемую "интерполируемой и разделяемой областью". В интерполируемой и разделяемой области отклик канала, связанный с первой передающей антенной 11, и отклик канала, связанный со второй передающей антенной 12, интерполируют, не приводя к искажению, связанному с перекрытием спектров, и отделяют друг от друга, не приводя к перекрестной помехе между ними.

Из сравнения фиг. 4 с фиг. 22 можно видеть, что SP-сигналы, передаваемые с первой передающей антенны 11, расположены согласно шаблону, показанному на фиг. 17, и что SP-сигналы, передаваемые со второй передающей антенны 12, расположены согласно шаблону, показанному на фиг. 2. Здесь ширина интерполируемой и разделяемой области в направлении оси τ составляет Tu/3, которая равна ширине интерполируемой области в направлении оси τ, показанной на фиг. 17. Как упомянуто выше, интерполируемая область, показанная на фиг. 17, представляет собой область, в которой отклик канала SP-сигналов, передаваемых с единственной передающей антенны, интерполируют, не приводя к искажению, связанному с перекрытием спектров. Как описано выше, ширину в направлении оси τ, в пределах которой гарантируется правильная оценка обоих откликов каналов, связанных с первой и второй передающими антеннами 11 и 12, задают так, чтобы не снизить допуск к задержке вследствие многолучевого распространения, обеспечиваемый путем вставки длительностей защитного интервала.

На фиг. 5 показана область плоскости τ-f_D, в которой отклик канала, связанный с первой передающей антенной 11, и отклик канала, связанный со второй передающей антенной 12, интерполируют, не приводя к искажению, связанному с перекрытием спектров, и отделяют друг от друга, не приводя к перекрестной помехе между ними, при условии, что отклик канала SP-сигналов интерполируют только в направлении оси k, но не в направлении оси n, в плоскости k-n. На фиг. 5 черная точка представляет отклик SP-сигнала, передаваемого с первой передающей антенны 11, тогда как крестик представляет отклик SP-сигнала, передаваемого со второй передающей антенны 12. Кроме того, прямоугольник, выполненный сплошной линией, представляет отклик канала, связанный с первой передающей антенной 11, тогда как прямоугольник, выполненный прерывистой линией, представляет отклик канала, связанный со второй передающей антенной 12.

Из фиг. 5 известно, что прямоугольная область, имеющая ширину Tu/24 в направлении оси τ и ширину 1/Ts в направлении оси f_D, представляет собой область, ниже именуемую "интерполируемой и разделяемой областью". В интерполируемой и разделяемой области отклик канала, связанный с первой передающей антенной 11, и отклик канала, связанный со второй передающей антенной 12, интерполируют, не приводя к искажению, связанному с перекрытием спектров, и отделяют друг от друга, не приводя к перекрестной помехе между ними.

Из сравнения фиг. 5 с фиг. 23 можно видеть, что SP-сигналы, передаваемые с первой передающей антенны 11, расположены согласно шаблону, показанному на фиг. 17, и что SP-сигналы, передаваемые со второй передающей антенны 12, расположены согласно шаблону, показанному на фиг. 2. Здесь ширина интерполируемой и разделяемой области в направлении оси f_D составляет 1/Ts, которая равна ширине интерполируемой области в направлении оси f_D, показанной на фиг. 17. Как упомянуто выше, интерполируемая область, показанная на фиг. 17, представляет собой область, в которой отклик канала SP-сигналов, передаваемых с единственной передающей антенны, интерполируют, не приводя к искажению, связанному с перекрытием спектров. Таким образом, ширина области в направлении оси f_D, в пределах которой правильная оценка гарантируется для отклика канала, связанного с первой передающей антенной 11, и отклика канала, связанного со второй передающей антенной 12, вовсе не ухудшается. Иными словами, способность к отслеживанию временных изменений канала не ухудшается.

Теперь сравним фиг. 24 и фиг. 3.

На фиг. 24 отклики, возникающие на одной и той же доплеровской частоте, являются смесью откликов SP-сигналов, передаваемых с первой передающей антенны, и откликов SP-сигналов, передаваемых со второй передающей антенны. Таким образом, импульсные отклики соответствующих каналов совместно используют одну и ту же область в направлении оси τ. Кроме того, отклики, возникающие при одном и том же времени задержки, являются смесью откликов SP-сигналов, передаваемых с первой передающей антенны и откликов SP-сигналов, передаваемых со второй передающей антенны. Таким образом, спектры доплеровских частот соответствующих каналов совместно используют одну и ту же область в направлении оси f_D.

На фиг. 3, напротив, отклики, возникающие на одной и той же доплеровской частоте, состоят исключительно из откликов SP-сигналов, передаваемых с первой передающей антенны 11 или второй передающей антенны 12. Таким образом, импульсные отклики соответствующих каналов могут занимать взаимно различные области в направлении оси τ. Кроме того, отклики, возникающие при одном и том же времени задержки, состоят исключительно из откликов SP-сигналов, передаваемых с первой передающей антенны 11 или второй передающей антенны 12. Таким образом, спектры доплеровских частот соответствующих каналов могут занимать взаимно различные области в направлении оси f_D.

Вышеупомянутую разницу извлекают из разницы в направлении сдвига и величины сдвига SP-сигналов в плоскости τ-f_D, иными словами, из разницы в направлении и частоте эквифазных линий SP-сигналов в плоскости k-n.

Как описано выше, согласно данному варианту осуществления, который использует два расположения SP-сигнала, показанные на фиг. 17 и 2, интерполируемую и разделяемую область увеличивают по ширине в направлении оси τ или f_D, по сравнению с интерполируемой и разделяемой областью в традиционном случае, когда используют два расположения SP-сигнала, показанные на фиг. 17 и 20. Как описано выше, интерполируемая и разделяемая область представляет собой область, в которой отклик канала, связанный с первой передающей антенной 11, и отклик канала, связанный со второй передающей антенной 12, интерполируют, не приводя к искажению, связанному с перекрытием спектров, и отделяют друг от друга, не приводя к перекрестной помехе между ними.

<Структура передатчика 10>

Со ссылкой на фиг. 6 ниже приведено описание структуры передатчика 10, показанного на фиг. 1. На фиг. 6 показана схема, демонстрирующая структуру передатчика 10, показанного на фиг. 1.

Как описано выше, передатчик 10 имеет первую передающую антенну 11 и вторую передающую антенну 12. Кроме того, передатчик 10 имеет блок 13 генерации SP, блок 14 генерации волны комплексной плоскости, блок 15 умножения, блок 16 отображения, блок 17 распределения ячеек, блок 18 обратного преобразования Фурье, блок 19 вставки защитного интервала, блок 20 отображения, блок 21 распределения ячеек, блок 22 обратного преобразования Фурье и блок 23 вставки защитного интервала.

[Блок 13 генерации SP]

Блок 13 генерации SP генерирует SP-сигналы, модулированные на основании псевдослучайной двоичной последовательности w_k. Блок 13 генерации SP выводит сгенерированные SP-сигналы на блок 17 распределения ячеек и также на блок умножения 15. SP-сигналы, выводимые на блок 17 распределения ячеек, используют в качестве SP-сигналов, подлежащих передаче с первой передающей антенны 11. Амплитуда и фаза каждого SP-сигнала определены только номером несущей k ячейки, которой назначен SP-сигнал, и, таким образом, не зависят от номера символа n.

[Блок 14 генерации волны комплексной плоскости]

Блок 14 генерации волны комплексной плоскости генерирует волну комплексной плоскости, выраженную нижеприведенным уравнением 16, и выводит сгенерированную волну комплексной плоскости на блок 15 умножения.

[уравнение 16]

В уравнении 16 n представляет номер символа, и k представляет номер несущей.

[Блок умножения 15]

Блок 15 умножения умножает SP-сигнал, принятый от блока 13 генерации SP, на волну комплексной плоскости, принятую от блока 14 генерации волны комплексной плоскости, и выводит результат умножения на блок 21 распределения ячеек, где результат умножения используют в качестве SP-сигнала, подлежащего передаче со второй передающей антенны 12. Заметим, что процесс умножения, осуществляемый блоком 15 умножения, эквивалентен процессу сдвига SP-сигнала, принятого от блока 13 генерации SP, на Tu/24 в направлении оси τ и на 1/(8Ts) в направлении оси f_D в плоскости τ-f_D. Само собой разумеется, что SP-сигнал и волна комплексной плоскости, используемая в умножении этого SP-сигнала, образуют пару, имеющую один и тот же номер символа и один и тот же номер несущей.

[Блок 16 отображения]

Блок 16 отображения принимает данные, над которыми следует проводить заранее определенный процесс. Блок 16 отображения отображает данные, образованные заранее определенным количеством битов в заранее определенном битовом блоке, на заранее определенную совокупность и выводит данные, полученные в результате отображения, на блок 17 распределения ячеек.

Заметим, что блоки 16 и 20 отображения могут использовать разнообразные типы совокупностей, например совокупности для PSK (фазовой манипуляции), QAM (квадратурной амплитудной модуляции) и APSK (амплитудно-фазовой манипуляции).

[Блок распределения ячеек 17]

Блок 17 распределения ячеек назначает SP-сигналы, вводимые из блока 13 генерации SP (т.е. SP-сигналы, передаваемые с первой передающей антенны 11), ячейкам, заданным вышеупомянутым уравнением 1, и назначает данные, вводимые из блока 16 отображения, другим ячейкам. В результате такого назначения блок 17 распределения ячеек строит кадры и выводит сигнал кадра, относящийся к кадрам, на блок 18 обратного преобразования Фурье.

[Блок 18 обратного преобразования Фурье]

Блок 18 обратного преобразования Фурье применяет, посимвольно, обратное преобразование Фурье к модулированным символам (т.е. данным, выводимым из блока 16 отображения, и SP-сигналам, выводимым из блока 13 генерации SP), назначенным ячейкам, соответствующим несущим, включенным в сигнал кадра, вводимый от блока распределения ячеек 17, и, таким образом, осуществляет модуляцию OFDM. В результате модуляции OFDM блок 18 обратного преобразования Фурье генерирует модулированный сигнал, имеющий длительность полезного символа Tu, в который модулируют и мультиплексируют множественные взаимно ортогональные несущие. Модулированный сигнал, имеющий длительность полезного символа Tu, затем выводится на блок 19 вставки защитного интервала.

[Блок вставки защитного интервала 19]

Блок 19 вставки защитного интервала генерирует сигнал, имеющий длительность защитного интервала Tg (ниже сигнал именуется "сигналом защитного интервала"), на основании модулированного сигнала, имеющего длительность полезного символа Tu, вводимого из блока 18 обратного преобразования Фурье. Блок 19 вставки защитного интервала затем вставляет сигнал защитного интервала в модулированный сигнал, имеющий длительность полезного символа Tu, и выводит результирующий модулированный сигнал (ниже именуемый "сигналом OFDM"). Сигнал OFDM, выводимый из блока вставки защитного интервала 19, подвергают заранее определенным процессам, включая цифроаналоговое преобразование, преобразование частоты в полосу передачи и усиление, после чего передают в качестве первого сигнала передачи с первой передающей антенны 11.

Заметим, что каждый сигнал защитного интервала, вставленный в модулированный сигнал блоками 19 и 23 вставки защитного интервала, соответствует части защитного интервала сигнала, полученной циклическим и непрерывным повторением модулированного сигнала, имеющего длительность полезного символа Tu. В одном конкретном примере, приведенном в целях описания, сигнал защитного интервала представляет собой сигнал, имеющий длительность Tg и идентичный последней части сигнала модуляции с длительностью полезного символа Tu. Альтернативно, сигнал защитного интервала может представлять собой сигнал, модулированный на основании заранее определенной псевдослучайной двоичной последовательности или сигнала нулевой амплитуды.

[Блок 20 отображения]

Блок 20 отображения принимает данные, на которых следует проводить заранее определенный процесс. Блок 20 отображения отображает данные, образованные заранее определенным количеством битов в заранее определенном битовом блоке, на заранее определенную совокупность и выводит данные, полученные в результате отображения, на блок 21 распределения ячеек.

[Блок распределения ячеек 21]

Блок 21 распределения ячеек назначает результат умножения, вводимый от блока 15 умножения (т.е. SP-сигнал, передаваемый со второй передающей антенны 12) ячейкам, заданным вышеупомянутым уравнением 1, и назначает данные, вводимые от блока отображения 20, другим ячейкам. В результате такого назначения блок 21 распределения ячеек строит кадры и выводит сигнал кадра, относящийся к кадрам, на блок 22 обратного преобразования Фурье.

[Блок 22 обратного преобразования Фурье]

Блок 22 обратного преобразования Фурье применяет, посимвольно, обратное преобразование Фурье к модулированным символам (т.е. данным, выводимым из блока 20 отображения, и результату умножения, выводимому из блока 15 умножения), назначенным ячейкам, соответствующим несущим, включенным в сигнал кадра, вводимым от блока 21 распределения ячеек, и, таким образом, осуществляет модуляцию OFDM. В результате модуляции OFDM блок 22 обратного преобразования Фурье генерирует модулированный сигнал, имеющий длительность полезного символа Tu, в который модулируют и мультиплексируют множественные взаимно ортогональные несущие. Модулированный сигнал, имеющий длительность полезного символа Tu, затем выводится на блок 23 вставки защитного интервала.

[Блок вставки защитного интервала 23]

Блок 23 вставки защитного интервала генерирует сигнал, имеющий длительность защитного интервала Tg (ниже сигнал именуется «сигналом защитного интервала»), на основании модулированного сигнала, имеющего длительность полезного символа Tu, вводимого от блока 22 обратного преобразования Фурье. Блок 23 вставки защитного интервала затем вставляет сигнал защитного интервала в модулированный сигнал, имеющий длительность полезного символа Tu, и выводит результирующий модулированный сигнал (ниже именуемый «сигналом OFDM»). Сигнал OFDM, выводимый из блока 23 вставки защитного интервала, подвергают заранее определенным процессам, включая цифроаналоговое преобразование, преобразование частоты в полосу передачи и усиление, после чего передают в качестве второго сигнала передачи со второй передающей антенны 12 в качестве второго сигнала передачи.

<Действие передатчика 10>

Со ссылкой на фиг. 6 ниже приведено описание работы передатчика, имеющего вышеописанную структуру.

Блок 13 генерации SP генерирует SP-сигналы и выводит сгенерированные SP-сигналы на блок 17 распределения ячеек и также на блок 15 умножения. SP-сигналы, выводимые на блок 17 распределения ячеек, используют в качестве SP-сигналов, подлежащих передаче с первой передающей антенны 11. Кроме того, блок 14 генерации волны комплексной плоскости генерирует волну комплексной плоскости, выраженную уравнением 16, и выводит сгенерированную волну комплексной плоскости на блок 15 умножения. Блок 15 умножения умножает каждый SP-сигнал, принятый от блока 13 генерации SP, на волну комплексной плоскости, принятую от блока 14 генерации волны комплексной плоскости, и выводит результат умножения на блок 21 распределения ячеек, где принятый результат умножения используют в качестве SP-сигнала, подлежащего передаче со второй передающей антенны 12.

Блок отображения 16 проводит процесс отображения на вводимых данных и выводит отображенные данные на блок 17 распределения ячеек. Блок 17 распределения ячеек располагает кадры путем назначения SP-сигналов, вводимых из блока генерации SP 13 (т.е. SP-сигнал, подлежащий передаче с первой передающей антенны 11), а также данных, вводимых из блока 16 отображения, ячейкам, образующим кадры. Затем блок 17 распределения ячеек выводит сигнал кадра, относящийся к кадрам, на блок 18 обратного преобразования Фурье. Блок 18 обратного преобразования Фурье применяет обратное преобразование Фурье посимвольно к сигналу кадра, принятому от блока 17 распределения ячеек, тем самым генерируя модулированный сигнал каждого полезного символа длительности Tu. Блок 19 вставки защитного интервала вставляет сигнал длительности защитного интервала Tg (сигнал защитного интервала) в модулированный сигнал каждого полезного символа длительности Tu для генерации модулированного сигнала (сигнала OFDM), в котором повторно возникают символ длительностью Tu и сигнал защитного интервала. Блок 19 вставки защитного интервала затем выводит сигнал OFDM, который затем подвергают заранее определенному процессу и передают с первой передающей антенны 11 в качестве первого сигнала передачи.

Параллельно вышеописанной обработке осуществляют следующую обработку.

Блок 20 отображения проводит процесс отображения на входных данных и выводит отображенные данные на блок 21 распределения ячеек. Блок 21 распределения ячеек располагает кадры путем назначения SP-сигналов, вводимых от блока генерации SP 15 (т.е. SP-сигнал, подлежащий передаче со второй передающей антенны 12), а также данных, вводимых от блока 20 отображения, ячейкам, образующим кадры. Блок 20 распределения ячеек выводит сигнал кадра, относящийся к кадрам, на блок 22 обратного преобразования Фурье. Блок 22 обратного преобразования Фурье применяет обратное преобразование Фурье посимвольно к сигналу кадра, принятому от блока распределения ячеек 21, тем самым генерируя модулированный сигнал каждого полезного символа длительности Tu. Блок 23 вставки защитного интервала вставляет сигнал защитного интервала длительности Tg (сигнал защитного интервала) в модулированный сигнал каждого полезного символа длительности Tu для генерации модулированного сигнала (сигнала OFDM), в котором повторно возникают символ длительностью Tu и сигнал защитного интервала. Блок 23 вставки защитного интервала затем выводит сигнал OFDM, который затем подвергают заранее определенному процессу и передают со второй передающей антенны 12 в качестве второго сигнала передачи. Заметим, что второй сигнал передачи выводят синхронно с первым сигналом передачи, чтобы гарантировать, что ячейки, имеющие один и тот же номер символа и один и тот же номер несущей двух сигналов передачи, передают одновременно.

<Структура приемника 30>

Со ссылкой на фиг. 7 ниже приведено описание структуры приемника 30, показанного на фиг. 1. На фиг. 7 показана схема, демонстрирующая структуру приемника 30, показанного на фиг. 1.

Как описано выше, приемник 30 имеет первую приемную антенну 31 и вторую приемную антенну 32. Кроме того, приемник 30 имеет блок 33 удаления защитного интервала, блок 34 преобразования Фурье, блок 35 разделения и оценки каналов, блок 36 удаления защитного интервала, блок 37 преобразования Фурье, блок 38 разделения и оценки каналов и блок 39 разделения и выравнивания сигналов.

[Блок 33 удаления защитного интервала]

Первая приемная антенна 31 принимает первый сигнал приема от передатчика 10. Первый сигнал приема является смешанным сигналом первого сигнала передачи (сигнала OFDM), переданного с первой передающей антенны 11, и второго сигнала передачи (сигнала OFDM), переданного со второй передающей антенны 12. Первый сигнал приема, принятый с помощью первой приемной антенны 31, подвергают заранее определенному процессу и затем вводят на блок 33 удаления защитного интервала.

Блок 33 удаления защитного интервала удаляет длительности защитного интервала из принятого первого сигнала приема и выводит первый сигнал приема, оставшийся после удаления длительностей защитного интервала, на блок 34 преобразования Фурье.

[Блок 34 преобразования Фурье]

Блок 34 преобразования Фурье принимает первый сигнал приема от блока 33 удаления защитного интервала. Блок 34 преобразования Фурье применяет преобразование Фурье к каждой части сигнала, несущей полезный символ длительностью Tu, тем самым, осуществляя демодуляцию OFDM (частотное разделение), и выводит первый сигнал приема Y'1(n,k), полученный в результате демодуляции OFDM, на блок 39 разделения и выравнивания сигналов и также на блок 35 разделения и оценки каналов.

[Блок 35 разделения и оценки каналов]

Блок 35 разделения и оценки каналов разделяет и оценивает отклик канала H'11(n,k) канала P11 и отклик канала H'12(n,k) канала P12, с использованием первого сигнала приема Y'1(n,k), принятого от блока 34 преобразования Фурье. Блок 35 разделения и оценки каналов затем выводит отклики каналов H'11(n,k) и H'12(n,k) на блок 39 разделения и выравнивания сигналов.

[Блок удаления защитного интервала 36]

Вторая приемная антенна 32 принимает второй сигнал приема от передатчика 10. Второй сигнал приема является смешанным сигналом первого и второго сигналов передачи, передаваемых с первой и второй передающих антенн 11 и 12 передатчика 10 соответственно. Второй сигнал приема, принятый с помощью второй приемной антенны 32, подвергают заранее определенному процессу и затем вводят на блок 36 удаления защитного интервала.

Блок 36 удаления защитного интервала удаляет длительности защитного интервала из принятого второго сигнала приема и выводит второй сигнал приема, оставшийся после удаления длительностей защитного интервала, на блок 37 преобразования Фурье.

[Блок 37 преобразования Фурье]

Блок 37 преобразования Фурье принимает второй сигнал приема от блока 36 удаления защитного интервала. Блок 37 преобразования Фурье применяет преобразование Фурье к каждой части сигнала, несущей полезный символ длительностью Tu, тем самым, осуществляя демодуляцию OFDM. Затем блок преобразования Фурье 37 выводит второй сигнал приема Y'2(n,k), полученный в результате демодуляции OFDM, на блок 39 разделения и выравнивания сигналов и также на блок 38 разделения и оценки каналов.

[Блок 38 разделения и оценки каналов]

Блок 38 разделения и оценки каналов разделяет и оценивает отклик канала H'21(n,k) канала P21 и отклик канала H'22(n,k) канала P22 благодаря второму сигналу приема Y'2(n,k), принятому от блока 37 преобразования Фурье. Затем блок 38 разделения и оценки каналов передает оцененные отклики каналов H'21(n,k) и H'22(n,k) на блок 39 разделения и выравнивания сигналов.

[Блок 39 разделения и выравнивания сигналов]

Блок 39 разделения и выравнивания сигналов принимает первый сигнал приема Y'1(n,k) от блока 34 преобразования Фурье и также принимает второй сигнал приема Y'2(n,k) от блока преобразования Фурье 37. Кроме того, блок 39 разделения и выравнивания сигналов принимает отклики каналов H'11(n,k) и H'12(n,k) от блока 35 разделения и оценки каналов и также принимает отклик канала H'21(n,k) и H'22(n,k) от блока 38 разделения и оценки каналов.

Блок 39 разделения и выравнивания сигналов вычисляет представленное ниже уравнение 17 с первым сигналом приема Y'1(n,k), вторым сигналом приема Y'2(n,k) и откликами каналов H'11(n,k), H'12(n,k), H'21(n,k) и H'22(n,k), тем самым разделяя и выравнивания первый сигнал передачи X'1(n,k) и второй сигнал передачи X'2(n, k). Блок 39 разделения и выравнивания сигналов затем выводит первый сигнал передачи X'1(n,k) и второй сигнал передачи X'2(n,k). В уравнении 17 обозначение [] представляет матрицу, и обозначение []^-1 представляет матрицу, обратную матрице [].

[уравнение 17]

<Структуры блоков 35 и 38 разделения и оценки каналов>

Ниже приведено подробное описание блоков 35 и 38 разделения и оценки каналов, показанных на фиг. 7, со ссылкой на фиг. 8. На фиг. 8 показана схема, демонстрирующая структуры блоков 35 и 38 разделения и оценки каналов, показанных на фиг. 7.

[Блок 35 разделения и оценки каналов]

Блок 35 разделения и оценки каналов включает в себя блок 51 распределения SP, блок 52 генерации SP, блок 53 деления, блок 54 интерполяции, блок 55 генерации волны комплексной плоскости, блок 56 умножения и блок 57 интерполяции.

(Блок 51 распределения SP)

С использованием вышеописанного уравнения 1 блок 51 распределения SP распределяет первый SP-сигнал приема Y'1(n,k_SP(n)) из первого сигнала приема Y'1(n,k), принятого от блока 34 преобразования Фурье. Блок 51 распределения SP затем выводит распределенный первый SP-сигнал приема Y'1(n,k_SP(n)) на блок 53 деления.

(Блок 52 генерации SP)

Блок 52 генерации SP генерирует номинальный SP-сигнал Y(n,k_SP(n)), который идентичен SP-сигналу, генерируемому блоком 13 генерации SP передатчика 10. Затем блок 52 генерации SP выводит сгенерированный номинальный SP-сигнал Y(n,k_SP(n)) на блок 53 деления и также на описанный ниже блок 63 деления, который включен в блок 38 разделения и оценки каналов.

(Блок деления 53)

Блок деления 53 делит первый SP-сигнал приема Y'1(n,k_SP(n)) на SP-сигнал Y(n,k_SP(n)) и выводит результат деления (ниже именуемый "откликом первого смешанного канала") на блок 54 интерполяции и блок 56 умножения.

(Блок 54 интерполяции)

Блок интерполяции 54 обеспечен фильтром низких частот. С использованием фильтра низких частот блок 54 интерполяции удаляет отклик канала, связанный со второй передающей антенной 12, из отклика первого смешанного канала, который принят от блока деления 53, и интерполирует отклик канала, связанный с первой передающей антенной 11, в плоскости k-n. Таким образом, отклик канала H'11(n,k) в каждой ячейке оценивают. Затем блок 54 интерполяции выводит оцененный отклик канала H'11(n,k) на блок 39 разделения и выравнивания сигналов. Заметим, что фильтр низких частот, включенный в блок 54 интерполяции, может представлять собой, например, фильтр низких частот, имеющий передаточную функцию от -Tu/6 до Tu/6 в направлении оси τ и от -1/(16Ts) до 1/(16Ts) в направлении оси f_D (см. фиг. 4), или фильтр низких частот, имеющий передаточную функцию от -Tu/48 до Tu/48 в направлении оси τ и от -1/(2Ts) до 1/(2Ts) в направлении оси f_D (см. фиг. 5). На практике желательно использовать фильтр низких частот, имеющий полосу, определенную таким образом, чтобы обеспечивать запас в ошибке, ожидаемой в реальных фильтрах.

(Блок 55 генерации волны комплексной плоскости)

Блок 55 генерации волны комплексной плоскости генерирует волну комплексной плоскости, выраженную представленным ниже уравнением 18, и выводит сгенерированную волну комплексной плоскости на блок 56 умножения и описанный ниже блок 66 умножения блока 38 разделения и оценки каналов.

[уравнение 18]

Заметим, что в уравнении 18 n представляет номер символа, и k представляет номер несущей.

(Блок умножения 56)

Блок 56 умножения умножает результат деления, принятый от блока 53 деления (первый смешанный отклик канала), на волну комплексной плоскости, принятую от блока 55 генерации волны комплексной плоскости, и выводит результат умножения (ниже именуемый "откликом первого сдвинутого и смешанного канала") на блок 57 интерполяции. Заметим, что умножение, осуществляемое блоком 56 умножения, эквивалентно процессу сдвига отклика первого смешанного канала на -Tu/24 в направлении оси τ и на -1/(8Ts) в направлении оси f_D в плоскости τ-f_D. Само собой разумеется, что SP-сигнал и волна комплексной плоскости, используемая в умножении этого SP-сигнала, образуют пару, имеющую один и тот же номер символа и один и тот же номер несущей.

(Блок 57 интерполяции)

Блок 57 интерполяции обеспечен фильтром низких частот. С использованием фильтра низких частот блок 57 интерполяции удаляет отклик канала, связанный с первой передающей антенной 11, из первого отклика сдвинутого и смешанного канала, который принят от блока 56 умножения, и интерполирует отклик канала, связанный со второй передающей антенной 12, в плоскости k-n. Таким образом, отклик канала H'12(n,k) в каждой ячейке оценивают. Затем блок 57 интерполяции выводит оцененный отклик канала H'12(n,k) на блок 39 разделения и выравнивания сигналов. Заметим, что фильтр низких частот, включенный в блок 57 интерполяции, может представлять собой, например, фильтр низких частот, имеющий такую же передаточную функцию, какую имеет фильтр низких частот, включенный в блок 54 интерполяции.

[Блок 38 разделения и оценки каналов]

Блок 38 разделения и оценки каналов включает в себя блок 61 распределения SP, блок 63 деления, блок 64 интерполяции, блок 66 умножения и блок 67 интерполяции. Заметим, что блок 38 разделения и оценки каналов может дополнительно включать в себя компоненты, эквивалентные блоку 52 генерации SP и блоку 55 генерации волны комплексной плоскости.

(Блок 61 распределения SP)

С использованием вышеописанного уравнения 1 блок распределения SP 61 распределяет второй SP-сигнал приема Y'2(n,k_SP(n)) из второго сигнала приема Y'2(n,k), принятого от блока 37 преобразования Фурье. Затем блок 61 распределения SP выводит второй SP-сигнал приема Y'2(n,k_SP(n)) на блок 63 деления.

(Блок деления 63)

Блок 63 деления умножает второй SP-сигнал приема Y'2(n,k_SP(n)) на SP-сигнал Y(n,k_SP(n)) и выводит результат деления (ниже именуемый "откликом второго смешанного канала") на блок 64 интерполяции и блок 66 умножения.

(Блок 64 интерполяции)

Блок 64 интерполяции обеспечен фильтром низких частот. С использованием фильтра низких частот блок 64 интерполяции удаляет отклик канала, связанный со второй передающей антенной 12, из отклика второго смешанного канала, который принят от блока 63 деления, и интерполирует отклик канала, связанный с первой передающей антенной 11, в плоскости k-n. Таким образом, отклик канала H'12(n,k) в каждой ячейке оценивают. Затем блок 64 интерполяции выводит оцененный отклик канала H'12(n,k) на блок 39 разделения и выравнивания сигналов. Заметим, что фильтр низких частот, включенный в блок 64 интерполяции, может представлять собой, например, фильтр низких частот, имеющий такую же передаточную функцию, какую имеет фильтр низких частот, включенный в блок 54 интерполяции.

(Блок умножения 66)

Блок 66 умножения умножает результат деления (отклик второго смешанного канала), принятый от блока 63 деления, на волну комплексной плоскости, принятую от блока 55 генерации волны комплексной плоскости, и выводит результат умножения (ниже именуемый "откликом второго сдвинутого и смешанного канала") на блок 67 интерполяции. Заметим, что умножение, осуществляемое блоком 66 умножения, эквивалентно процессу сдвига отклика второго смешанного канала на -Tu/24 в направлении оси τ и на -1/(8Ts) в направлении оси f_D в плоскости τ-f_D. Само собой разумеется, что отклик второго смешанного канала и волна комплексной плоскости, используемая в умножении этого отклика второго смешанного канала, образуют пару, имеющую один и тот же номер символа и один и тот же номер несущей.

(Блок 67 интерполяции)

Блок 67 интерполяции снабжен фильтром низких частот. С использованием фильтра низких частот блок 67 интерполяции удаляет отклик канала, связанный с первой передающей антенной 11, из отклика второго сдвинутого и смешанного канала, который принят от блока 66 умножения, и интерполирует отклик канала, связанный со второй передающей антенной 12, в плоскости k-n. Таким образом, отклик канала H'22(n,k) в каждой ячейке оценивают. Затем блок 67 интерполяции выводит оцененный отклик канала H'22(n,k) на блок 39 разделения и выравнивания сигналов. Заметим, что фильтр низких частот, включенный в блок 67 интерполяции, может представлять собой, например, фильтр низких частот, имеющий такую же передаточную функцию, какую имеет фильтр низких частот, включенный в блок 54 интерполяции.

<Действие приемника 30>

Ниже приведено описание работы приемника, имеющего вышеописанную структуру, со ссылкой на фиг. 7 и 8.

Первый сигнал приема, принятый с помощью первой приемной антенны 31, подвергают заранее определенному процессу и затем вводят на блок 33 удаления защитного интервала, где длительности защитного интервала удаляются. После удаления защитного интервала блоком 33 удаления защитного интервала первый сигнал приема вводят на блок 34 преобразования Фурье, где преобразование Фурье применяют посимвольно к первому сигналу приема, из которого удалены длительности защитного интервала. В результате, каждую часть сигнала, несущую полезный символ длительностью Tu, преобразуют в первый сигнал приема Y'1(n,k), и первый сигнал приема Y'1(n,k) выводят на блок 39 разделения и выравнивания сигналов и также на блок 35 разделения и оценки каналов.

В блоке 35 разделения и оценки каналов номинальный SP-сигнал Y(n,k_SP(n)) генерируют блоком генерации SP 52 и волну комплексной плоскости, выраженную вышеописанным уравнением 18, генерируют блоком 55 генерации волны комплексной плоскости.

Блок 51 распределения SP распределяет первый SP-сигнал приема Y'1(n,k_SP(n)) из первого сигнала приема Y'1(n,k), принятый от блока 34 преобразования Фурье, и выводит распределенный первый SP-сигнал приема Y'1(n,k_SP(n)) на блок 53 деления. Блок 53 деления делит первый SP-сигнал приема Y'1(n,k_SP(n)), принятый от блока 51 распределения SP, на SP-сигнал Y(n,k_SP(n)), сгенерированный блоком 52 генерации SP. Результат деления (первый смешанный отклик канала) выводят на блок 54 интерполяции и блок 56 умножения.

Блок 54 интерполяции проводит вышеописанный процесс с откликом первого смешанного канала, принятого от блока 53 деления, тем самым оценивая отклик канала H'11(n,k) для всех ячеек, и выводит оцененный отклик канала H'11(n,k) на блок 39 разделения и выравнивания сигналов.

Блок 56 умножения умножает результат деления (отклик первого смешанного канала), принятый от блока 53 деления, на волну комплексной плоскости, принятую от блока 55 генерации волны комплексной плоскости, и выводит результат умножения (отклик первого сдвинутого и смешанного канала) на блок 57 интерполяции. Блок интерполяции 57 проводит вышеописанный процесс с откликом первого сдвинутого и смешанного канала, принятого от блока 56 умножения, тем самым оценивая отклик канала H'12(n,k) в каждой ячейке. Оцененный отклик канала H'12(n,k) выводят на блок 39 разделения и выравнивания сигналов.

Параллельно вышеописанной обработке осуществляют следующую обработку.

Второй сигнал приема, принятый с помощью второй приемной антенны 32, подвергается заранее определенному процессу, и затем вводят в блок 36 удаления защитного интервала, где длительности защитного интервала удаляют. После удаления защитного интервала блоком 36 удаления защитного интервала второй сигнал приема вводят в блок 37 преобразования Фурье, где преобразование Фурье применяют посимвольно ко второму сигналу приема, из которого удалены длительности защитного интервала. В результате, каждую часть сигнала, несущую полезную длительность символа Tu, преобразуют во второй сигнал приема Y'2(n,k) и второй сигнал приема Y'2(n,k) выводят на блок 39 разделения и выравнивания сигналов и также на блок 38 разделения и оценки каналов.

В блоке 38 разделения и оценки каналов блок 61 распределения SP распределяет второй SP-сигнал приема Y'2(n,k_SP(n)) из второго сигнала приема Y'2(n,k), принятого от блока 37 преобразования Фурье, и выводит распределенный второй SP-сигнал приема Y'2(n,k_SP(n)) на блок 63 деления. Блок 63 деления делит второй SP-сигнал приема Y'2(n,k_SP(n)), принятый от блока 61 распределения SP, на SP-сигнал Y(n,k_SP(n)), сгенерированный блоком 52 генерации SP. Результат деления (второй смешанный отклик канала) выводят на блок 64 интерполяции и также на блок 66 умножения.

Блок 64 интерполяции проводит вышеописанный процесс на отклике второго смешанного канала, принятого от блока 63 деления, тем самым оценивая отклик канала H'21(n,k) в каждой ячейке, и выводит оцененный отклик канала H'21(n,k) на блок 39 разделения и выравнивания сигналов.

Блок 66 умножения умножает результат деления, принятый от блока 63 деления (второй смешанный отклик канала), на волну комплексной плоскости, сгенерированную блоком 55 генерации волны комплексной плоскости, и выводит результат умножения (второй сдвинутый и смешанный отклик канала) на блок 67 интерполяции. Блок 67 интерполяции проводит вышеописанный процесс на отклике второго сдвинутого и смешанного канала, принятом от блока 66 умножения, тем самым оценивая отклик канала H'22(n,k) в каждой ячейке. Оцененный отклик канала H'22(n,k) выводится на блок 39 разделения и выравнивания сигналов.

Блок 39 разделения и выравнивания сигналов вычисляет вышеописанное уравнение 17 с первым сигналом приема Y'1(n,k) и вторым сигналом приема Y'2(n,k), которые приняты в результате двух вышеописанных процессов, осуществляемых параллельно, и также с откликами каналов H'11(n,k), H'12(n,k), H'21(n,k) и H'22(n,k), тем самым разделяя и выравнивания первый сигнал передачи X'1(n,k) и второй сигнал передачи X'2(n,k). Блок 39 разделения и выравнивания сигналов затем выводит первый сигнал передачи X'1(n,k) и второй сигнал передачи X'2(n,k).

<<Второй вариант осуществления>>

Ниже приведено описание второго варианта осуществления настоящего изобретения со ссылкой на чертежи. Аналогично первому варианту осуществления, данный вариант осуществления относится к системе передачи MIMO, которая включает в себя: передатчик 10a, имеющий две передающие антенны 11 и 12; и приемник 30a, имеющий две приемные антенны 31 и 32. Однако SP-сигналы, передаваемые со второй передающей антенны 12, отличаются от описанных в первом варианте осуществления. В нижеследующем описании данного варианта осуществления компоненты, идентичные используемым в первом варианте осуществления, указаны теми же условными обозначениями, и их описание опущено, поскольку соответствующее описание, приведенное в первом варианте осуществления, остается в силе.

<SP-сигналы>

Прежде чем перейти к подробному описанию передатчика 10a и приемника 30a согласно данному варианту осуществления, рассмотрим описание SP-сигналов, передаваемых с первой передающей антенны 11 и второй передающей антенны 12, которые обе входят в состав передатчика 10a.

SP-сигналы, передаваемые с первой передающей антенны 11, расположены согласно шаблону, показанному на вышеописанной фиг. 17. Комплексное число каждого SP-сигнала, назначенного ячейке, равно комплексному числу типичного SP-сигнала, назначенного той же ячейке в системах DVB-T и ISDB-T.

Напротив, SP-сигналы, передаваемые со второй передающей антенны 12, расположены согласно шаблону, показанному на фиг. 9. Заметим, что знак плюс (+) на фиг. 9 указывает, что полярность каждого SP-сигнала, передаваемого со второй передающей антенны 12, в ячейке, представленной знаком плюс (+), не инвертируют по отношению к полярности SP-сигнала, передаваемого с первой передающей антенны 11, в соответствующей ячейке, имеющей один и тот же номер символа и один и тот же номер несущей. С другой стороны, знак минус (-) на фиг. 9 указывает, что полярность каждого SP-сигнала, передаваемого со второй передающей антенны 12, в ячейке, представленной знаком минус (-), инвертируют по отношению к полярности SP-сигнала, передаваемого с первой передающей антенны 11, в соответствующей ячейке, имеющей один и тот же номер символа и один и тот же номер несущей.

Согласно фиг. 17 и 9 SP-сигналы, передаваемые с первой передающей антенны 11, расположены согласно тому же шаблону, что и SP-сигналы, передаваемые со второй передающей антенны 12. Кроме того, в обоих шаблонах расположения SP-сигнала каждая ячейка, несущая SP-сигнал в символе, имеющем номер символа n, имеет номер несущей k_SP(n), который удовлетворяет вышеописанному уравнению 1.

SP-сигналы, передаваемые со второй передающей антенны 12 в одном символе, попеременно инвертируют и не инвертируют по полярности по отношению к соответствующим сигналам, передаваемым с первой передающей антенны 11 в том же символе. В направлении, в котором номер символа увеличивают на 3 и номер несущей уменьшают на 3, полярность всех SP-сигналов инвертируют по отношению к полярности соответствующих SP-сигналов, передаваемых с первой передающей антенны 11.

Процесс обращения и не обращения полярности SP-сигналов, передаваемых с первой передающей антенны 11, эквивалентен арифметической операции умножения отдельных SP-сигналов, передаваемых с первой передающей антенны 11, на волну комплексной плоскости, выраженную левой стороной представленного ниже уравнения 19. Здесь волна комплексной плоскости имеет эквифазную линию, параллельную направлению оси k в плоскости k-n, и период в направлении оси n равен 8n, и период в направлении оси k равен -8k.

[уравнение 19]

Заметим, что в уравнении 19 правая сторона получается путем преобразования левой стороны с использованием соотношения n = (1/Ts)t и k=Tuf.

Соответственно, отклик каждого SP-сигнала, передаваемого со второй передающей антенны 12, сдвинут относительно отклика соответствующего SP-сигнала, передаваемого с первой передающей антенны 11, на -Tu/8 в направлении оси τ и на 1/(8Ts) в направлении оси f_D в плоскости τ-f_D.

Ввиду вышеизложенного отклики SP-сигналов, передаваемых с первой передающей антенны 11, и отклики SP-сигнала, передаваемого со второй передающей антенны 12, выражают в одной и той же плоскости τ-f_D, как показано на фиг. 10. Заметим, что черная точка на фиг. 10 представляет отклик SP-сигнала, передаваемого с первой передающей антенны 11, тогда как крестик представляет отклик SP-сигнала, передаваемого со второй передающей антенны 12.

Приемник 30a делит каждый принятый SP-сигнал на номинальный SP-сигнал для получения отклика смешанного канала, который является смесью отклика канала канала от первой передающей антенны 11 к одной из приемных антенн (первой приемной антенне 31 или второй приемной антенне 32) и отклика канала канала от второй передающей антенны 12 к одной из приемных антенн (первый отклик канала именуется «откликом канала, связанным с первой передающей антенной 11», и последний именуется «откликом канала, связанным со второй передающей антенной 12»).

Однако отклик канала, связанный с первой передающей антенной 11, имеет расширение от черных точек, показанных на фиг. 10, в соответствии с импульсным откликом и спектром доплеровских частот. Аналогично, отклик канала, связанный со второй передающей антенной 12, имеет расширение от крестиков, показанных на фиг. 10, в соответствии с импульсным откликом и спектром доплеровских частот.

На фиг. 11 показана область плоскости τ-f_D, в которой соответствующие отклики каналов, связанные с первой и второй передающими антеннами 11 и 12, интерполируют, не приводя к искажению, связанному с перекрытием спектров, и отделяют друг от друга, не приводя к перекрестной помехе между ними, при условии, что отклики каналов SP-сигналов интерполируют сначала в направлении оси n, а потом в направлении оси k в плоскости k-n. На фиг. 11 черная точка представляет отклик SP-сигнала, передаваемого с первой передающей антенны 11, тогда как крестик представляет отклик SP-сигнала, передаваемого со второй передающей антенны 12. Кроме того, прямоугольник, выполненный сплошной линией, представляет отклик канала, связанный с первой передающей антенной 11, тогда как прямоугольник, выполненный прерывистой линией, представляет отклик, связанный со второй передающей антенной 12.

Из фиг. 11 известно, что прямоугольная область, имеющая ширину Tu/3 в направлении оси τ и ширину 1/(8Ts) в направлении оси f_D, представляет собой область, ниже именуемую "интерполируемой и разделяемой областью". В интерполируемой и разделяемой области отклик канала, связанный с первой передающей антенной 11, и отклик канала, связанный со второй передающей антенной 12, интерполируют, не приводя к искажению, связанному с перекрытием спектров, и разделяют, не приводя к перекрестной помехе между ними.

Из сравнения фиг. 22 с фиг. 11 можно видеть, что SP-сигналы, передаваемые с первой передающей антенны 11 расположены согласно шаблону, показанному на фиг. 17, тогда как SP-сигналы, передаваемые со второй передающей антенны 12, расположены согласно шаблону, показанному на фиг. 9. В этом случае ширина интерполируемой и разделяемой области в направлении оси τ равна Tu/3, которая равна ширине интерполируемой области в направлении оси τ, показанной на фиг. 17. Как упомянуто выше, интерполируемая область, показанная на фиг. 17, представляет собой область, в которой SP-сигналы, передаваемые с единственной передающей антенны, интерполируют, не приводя к искажению, связанному с перекрытием спектров. Таким образом, ширина области в направлении оси τ, в пределах которой гарантируется правильная оценка для откликов каналов, связанных с первой и второй передающими антеннами 11 и 12, оказывается в диапазоне, не ухудшающем допуск к задержке вследствие многолучевого распространения, достигаемый путем вставки защитных интервалов.

На фиг. 12 показана область плоскости τ-f_D, в которой отклик канала, связанный с первой передающей антенной 11, и отклик канала, связанный со второй передающей антенной 12, интерполируют, не приводя к искажению, связанному с перекрытием спектров, и отделяют друг от друга, не приводя к перекрестной помехе между ними, при условии, что отклик канала SP-сигналов интерполируют только в направлении оси k, но не в направлении оси n, в плоскости k-n. На фиг. 12 черная точка представляет отклик SP-сигнала, передаваемого с первой передающей антенны 11, тогда как крестик представляет отклик SP-сигнала, передаваемого со второй передающей антенны 12. Кроме того, прямоугольник, выполненный сплошной линией, представляет отклик канала, связанный с первой передающей антенной 11, тогда как прямоугольник, выполненный прерывистой линией, представляет отклик канала, связанный со второй передающей антенной 12.

Из фиг. 12 известно, что прямоугольная область, имеющая ширину Tu/24 в направлении оси τ и ширину 1/Ts в направлении оси f_D, представляет собой область, ниже именуемую "интерполируемой и разделяемой областью". В интерполируемой и разделяемой области отклик канала, связанный с первой передающей антенной 11, и отклик канала, связанный со второй передающей антенной 12, интерполируют, не приводя к искажению, связанному с перекрытием спектров, и отделяют друг от друга, не приводя к перекрестной помехе между ними.

Из сравнения фиг. 23 с фиг. 12 можно видеть, что SP-сигналы, передаваемые с первой передающей антенны 11, расположены согласно шаблону, показанному на фиг. 17, и что SP-сигналы, передаваемые со второй передающей антенны 12, расположены согласно шаблону, показанному на фиг. 9. Таким образом, ширина интерполируемой и разделяемой области в направлении оси f_D равна 1/Ts, которая равна ширине интерполируемой области в направлении оси τ, показанной на фиг. 17. Как упомянуто выше, интерполируемая область, показанная на фиг. 17, представляет собой область, в которой отклик канала SP-сигналов, передаваемых с единственной передающей антенны, интерполируют, не приводя к искажению, связанному с перекрытием спектров. Таким образом, ширина области в направлении оси f_D, в пределах которой гарантируется правильная оценка для откликов каналов, связанных с первой и второй передающими антеннами 11 и 12, вовсе не ухудшается. Иными словами, способность отслеживания временных изменений канала не ухудшается.

Теперь сравним фиг. 24 и фиг. 10.

На фиг. 24 отклики, возникающие на одной и той же доплеровской частоте, являются смесью откликов SP-сигналов, передаваемых с первой передающей антенны, и откликов SP-сигнала, передаваемого со второй передающей антенны. Таким образом, импульсные отклики соответствующих каналов совместно используют одну и ту же область в направлении оси τ. Кроме того, отклики, возникающие при одном и том же времени задержки, являются смесью откликов SP-сигналов, передаваемых с первой передающей антенны, и откликов SP-сигналов, передаваемых со второй передающей антенны. Таким образом, спектры доплеровских частот соответствующих каналов совместно используют одну и ту же область в направлении оси f_D.

На фиг. 10, напротив, отклики, возникающие на одной и той же доплеровской частоте, состоят исключительно из откликов SP-сигналов, передаваемых с первой передающей антенны 11 или второй передающей антенны 12. Таким образом, импульсные отклики соответствующих каналов могут занимать взаимно различные области в направлении оси τ. Кроме того, отклики, возникающие при одном и том же времени задержки, состоят исключительно из откликов SP-сигналов, передаваемых с первой передающей антенны 11 или второй передающей антенны 12. Таким образом, спектры доплеровских частот соответствующих каналов могут занимать взаимно различные области в направлении оси f_D.

Как описано выше, согласно данному варианту осуществления, который использует два расположения SP-сигнала, показанные на фиг. 17 и 9, интерполируемая и разделяемая область увеличивается по ширине в направлении оси τ или f_D, по сравнению с интерполируемой и разделяемой областью в традиционном случае, когда используют два расположения SP-сигнала, показанные на фиг. 17 и 20. Как описано выше, интерполируемая и разделяемая область представляет собой область, в которой отклик канала, связанный с первой передающей антенной 11, и отклик канала, связанный со второй передающей антенной 12, интерполируют, не приводя к искажению, связанному с перекрытием спектров, и отделяют друг от друга, не приводя к перекрестной помехе между ними.

<Структура передатчика 10a>

Ниже приведено описание структуры передатчика 10a со ссылкой на фиг. 13. На фиг. 13 показана схема, демонстрирующая структуру передатчика 10a согласно данному варианту осуществления.

Передатчик 10a включает в себя блок 14a генерации волны комплексной плоскости вместо блока 14 генерации волны комплексной плоскости, включенного в передатчик 10.

[Блок генерации волны комплексной плоскости 14a]

Блок 14a генерации волны комплексной плоскости генерирует волну комплексной плоскости, выраженную нижеприведенным уравнением 20, и выводит сгенерированную волну комплексной плоскости на блок 15 умножения.

[уравнение 20]

В уравнении 20 n представляет номер символа, и k представляет номер несущей.

Заметим, что блок 15 умножения согласно данному варианту осуществления умножает SP-сигнал, принятый от блока 13 генерации SP, на волну комплексной плоскости, принятую от блока 14a генерации волны комплексной плоскости, а не на волну комплексной плоскости, принятую от блока 14 генерации волны комплексной плоскости. Затем блок умножения 15 выводит результат умножения на блок 21 распределения ячеек, где принятый результат умножения используют в качестве SP-сигнала, подлежащего передаче со второй передающей антенны 12. Умножение, осуществляемое блоком 15 умножения, эквивалентно процессу сдвига SP-сигнала, принятого от блока генерации SP 13, на -Tu/8 в направлении оси τ и на 1/(8Ts) в направлении оси f_D в плоскости τ-f_D.

<Структура приемника 30a>

Ниже приведено описание структуры приемника 30a согласно данному варианту осуществления со ссылкой на фиг. 14. На фиг. 14 показана схема, демонстрирующая структуру приемника 30a согласно данному варианту осуществления.

Приемник 30a включает в себя блоки 35a и 38a разделения и оценки каналов вместо блоков 35 и 38 разделения и оценки каналов, включенных в приемник 30.

[Блок 35a разделения и оценки каналов]

Блок 35a разделения и оценки каналов разделяет и оценивает отклик канала H'11(n,k) канала P11 и отклик канала H'12(n,k) канала P12 с использованием первого сигнала приема Y'1(n,k), принятого от блока 34 преобразования Фурье. Блок 35a разделения и оценки каналов затем выводит отклики каналов H'11(n,k) и H'12(n,k) на блок 39 разделения и выравнивания сигналов.

[Блок 38a разделения и оценки каналов]

Блок 38a разделения и оценки каналов разделяет и оценивает отклик канала H'21(n,k) канала P21 и отклик канала H'22(n,k) канала P22 с использованием второго сигнала приема Y'2(n,k), принятого от блока 37 преобразования Фурье. Блок 38a разделения и оценки каналов затем выводит отклики каналов H'21(n,k) и H'22(n,k) на блок 39 разделения и выравнивания сигналов.

<Структуры блоков 35a и 38a разделения и оценки каналов>

Ниже приведено подробное описание блоков 35a и 38a разделения и оценки каналов, показанных на фиг. 14, со ссылкой на фиг. 15. На фиг. 15 показана схема, демонстрирующая структуры блоков разделения и оценки каналов 35a и 38a, показанных на фиг. 14.

[Блок 35a разделения и оценки каналов]

Блок 35a разделения и оценки каналов включает в себя блок 55a генерации волны комплексной плоскости вместо блока 55 генерации волны комплексной плоскости, включенного в блок 35 разделения и оценки каналов.

(Блок 55a генерации волны комплексной плоскости)

Блок 55a генерации волны комплексной плоскости генерирует волну комплексной плоскости, выраженную представленным ниже уравнением 21, и выводит сгенерированную волну комплексной плоскости на блок 56 умножения и блок 66 умножения, который включен в блок 38a разделения и оценки каналов.

[уравнение 21]

Заметим, что в уравнении 21 n представляет номер символа, и k представляет номер несущей.

Заметим, что блок 56 умножения согласно данному варианту осуществления умножает результат деления (отклик первого смешанного канала), принятый от блока 53 деления, на волну комплексной плоскости, принятую от блока 55a генерации волны комплексной плоскости, а не на волну комплексной плоскости, принятую от блока 55 генерации волны комплексной плоскости. Затем блок 56 умножения выводит результат умножения (первый сдвинутый и смешанный отклик канала) на блок 57 интерполяции. Заметим, что умножение, осуществляемое блоком 56 умножения, эквивалентно процессу сдвига первого смешанного отклика канала на Tu/8 в направлении оси τ и на -1/(8Ts) в направлении оси f_D в плоскости τ-f_D.

[Блок разделения и оценки каналов 38a]

Блок 38a разделения и оценки каналов имеет такую же структуру, что и блок 38 разделения и оценки каналов. Заметим, что блок 66 умножения согласно данному варианту осуществления умножает результат деления (второй смешанный отклик канала), принятый от блока 63 деления, на волну комплексной плоскости, принятую от блока 55a генерации волны комплексной плоскости, а не на волну комплексной плоскости, принятую от блока 55 генерации волны комплексной плоскости. Блок 38a разделения и оценки каналов затем выводит результат умножения (отклик второго сдвинутого и смешанного канала) на блок 67 интерполяции. Заметим, что умножение, осуществляемое блоком 66 умножения, эквивалентно процессу сдвига отклика второго смешанного канала на Tu/8 в направлении оси τ и на -1/(8Ts) в направлении оси f_D в плоскости τ-f_D.

<<Дополнительное примечание>>

Настоящее изобретение не ограничено вышеописанными конкретными вариантами осуществления. Объем настоящего изобретения охватывает различные модификации, в том числе описанные ниже.

(1) Вышеприведенные варианты осуществления описаны с использованием термина "SP-сигнал", применительно к системе DVB-T или ISDB-T. Однако следует заметить, что настоящее изобретение применимо к различным другим случаям, когда используется пилот-сигнал, амплитуда и фаза которого известна приемнику.

(2) Первый вышеописанный вариант осуществления может быть изменен, таким образом, что блок 14 генерации волны комплексной плоскости генерирует волну комплексной плоскости, имеющую фазовый член, вычисленный путем умножения фазового члена уравнения 16 на -1, и что блок 55 генерации волны комплексной плоскости генерирует волну комплексной плоскости, имеющую фазовый член, вычисленный путем умножения фазового члена уравнения 18 на -1.

Второй вышеописанный вариант осуществления может быть изменен таким образом, что блок 14a генерации волны комплексной плоскости генерирует волну комплексной плоскости, имеющую фазовый член, вычисленный путем умножения фазового члена уравнения 20 на -1, и что блок 55a генерации волны комплексной плоскости генерирует волну комплексной плоскости, имеющую фазовый член, вычисленный путем умножения фазового члена уравнения 21 на -1.

(3) Вышеприведенные варианты осуществления описаны применительно к системе DVB-T или ISDB-T, поэтому интервал между SP-сигналами в одном и том же символе описан как 12 несущих, и интервал между SP-сигналами на одной и той же несущей описан как 4 символа. В этом случае номер несущей k_SP(n) SP-сигнала удовлетворяет уравнению 1. Однако настоящее изобретение применимо к случаю, когда шаблон расположения пилот-сигналов (т.е. сигналов, амплитуда и фаза которых известны приемникам) в плоскости несущая-символ обобщен следующим образом.

Пусть n обозначает номер символа, k обозначает номер несущей, τk обозначает интервал между пилот-сигналами в одном и том же символе, τn обозначает интервал между пилот-сигналами на одной и той же несущей, и p обозначает целое число, большее или равное 0. Тогда, номер несущей k_P(n) для несущей, передающей пилот-сигнал, удовлетворяет представленному ниже уравнению 22.

[уравнение 22]

В этом случае первый или второй вариант осуществления может быть изменен следующим образом.

(3-A) На фиг. 16 показаны отклики SP-сигналов, передаваемых с первой передающей антенны, согласно обобщенному шаблону расположения SP-сигналов, удовлетворяющему уравнению 22. Согласно фиг. 16 расстояние между точками A и B равно Tu/Δk в направлении оси τ и 1/(TsΔn) в направлении оси f_D. Каждый пилот-сигнал, подлежащий передаче со второй передающей антенны, настраивают так, чтобы совпадать со средней точкой между точками A и B.

Соответственно, пилот-сигналы, подлежащие передаче со второй передающей антенны, генерируют путем сдвига отклика соответствующего пилот-сигнала, передаваемого с первой передающей антенны, на Tu/(2Δk) в направлении оси τ и на 1/(2TsΔn) в направлении оси f_D.

Ввиду вышеизложенного блок генерации пилот-сигналов, обеспеченный в передатчике, сконфигурирован с возможностью генерировать опорные пилот-сигналы (т.е. сигналы, амплитуда и фаза которых известны приемникам, и то же самое справедливо для нижеследующего описания) и использовать сгенерированные опорные пилот-сигналы как пилот-сигналы, подлежащие передаче с первой передающей антенны. Ввиду вышеизложенного, кроме того, блок генерации волны комплексной плоскости, обеспеченный в передатчике, сконфигурирован с возможностью генерировать волну комплексной плоскости, выраженную левой стороной представленного ниже уравнения 23. Блок умножения сконфигурирован с возможностью умножать каждый опорный пилот-сигнал на сгенерированную таким образом волну комплексной плоскости и использовать результат умножения как пилот-сигнал, подлежащий передаче со второй передающей антенны.

[уравнение 23]

Заметим, что в уравнении 23 правая сторона получена путем преобразования левой стороны с использованием соотношения n=(1/Ts)t и k=Tuf.

Приемник делит каждый пилот-сигнал, принятый с помощью приемной антенны (первой или второй приемной антенны), на номинальный пилот-сигнал (опорный пилот-сигнал, генерируемый передатчиком, то же самое справедливо для нижеследующего описания). В результате деления приемник получает отклик канала, который ниже именуется "откликом смешанного канала ". Отклик смешанного канала представляет собой смесь отклика канала канала от первой передающей антенны к той приемной антенне (отклика канала, связанного с первой передающей антенной) и отклика канала канала от второй передающей антенны к той приемной антенне (отклика канала, связанного со второй передающей антенной). Блок интерполяции, обеспеченный для первой передающей антенны, оценивает, с использованием фильтра низких частот, отклик канала в каждой ячейке, связанный с первой передающей антенной, из смешанного отклика канала. Блок генерации волны комплексной плоскости, обеспеченный в приемнике, генерирует волну комплексной плоскости, выраженную левой стороной представленного ниже уравнения 24. Затем блок умножения умножает отклик смешанного канала на сгенерированную таким образом волну комплексной плоскости. С другой стороны, блок интерполяции, обеспеченный для второй передающей антенны, оценивает, с использованием фильтра низких частот, отклик канала, связанный со второй передающей антенной, в каждой ячейке из результата умножения, произведенного блоком умножения.

[уравнение 24]

Заметим, что в уравнении 24 правая сторона получена путем преобразования левой стороны с использованием соотношения n=(1/Ts)t и k=Tuf.

Заметим, что блок генерации волны комплексной плоскости, включенный в передатчик, может быть сконфигурирован с возможностью генерировать волну комплексной плоскости, имеющую фазовый член, вычисленный путем умножения фазового члена уравнения 23 на -1. Тогда блок генерации волны комплексной плоскости, обеспеченный в приемнике, может быть сконфигурирован с возможностью генерировать волну комплексной плоскости, имеющую фазовый член, вычисленный путем умножения фазового члена уравнения 24 на -1.

(3-B) Со ссылкой на фиг. 16, где показаны отклики пилот-сигналов, передаваемых с первой передающей антенны, расстояние между точками A и C равно 3Tu/Δk в направлении оси τ и 1/(TsΔn) в направлении оси f_D. Каждый пилот-сигнал, подлежащий передаче со второй передающей антенны, настроен так, чтобы совпадать со средней точкой между точками A и C.

Такие пилот-сигналы, подлежащие передаче со второй передающей антенны, генерируют путем сдвига отклика соответствующего пилот-сигнала, передаваемого с первой передающей антенны, на -3Tu/(2Δk) в направлении оси τ и на 1/(2TsΔn) в направлении оси f_D.

Ввиду вышеизложенного блок генерации пилот-сигналов, обеспеченный в передатчике, сконфигурирован с возможностью генерировать опорные пилот-сигналы и использовать сгенерированные опорные пилот-сигналы как пилот-сигналы, подлежащие передаче с первой передающей антенны. Ввиду вышеизложенного, кроме того, блок генерации волны комплексной плоскости, обеспеченный в передатчике, сконфигурирован с возможностью генерировать волну комплексной плоскости, выраженную левой стороной представленного ниже уравнения 25. Блок умножения сконфигурирован с возможностью умножать каждый опорный пилот-сигнал на сгенерированную таким образом волну комплексной плоскости и использовать результат умножения как пилот-сигнал, подлежащий передаче со второй передающей антенны.

[уравнение 25]

Заметим, что в уравнении 25 правая сторона получена путем преобразования левой стороны с использованием соотношения n = (1/Ts)t и k=Tuf.

Приемник делит каждый пилот-сигнал, принятый с помощью приемной антенны (первой или второй приемной антенны), на номинальный пилот-сигнал. В результате деления приемник получает отклик канала, который ниже именуется «откликом смешанного канала». Отклик смешанного канала представляет собой смесь отклика канала канала от первой передающей антенны к той приемной антенне (отклика канала, связанного с первой передающей антенной) и отклика канала канала от второй передающей антенны к той приемной антенне (отклика канала, связанного со второй передающей антенной). Блок интерполяции, обеспеченный для первой передающей антенны, оценивает, с использованием фильтра низких частот, отклик канала в каждой ячейке, связанный с первой передающей антенной, из смешанного отклика канала. Блок генерации волны комплексной плоскости, обеспеченный в приемнике, генерирует волну комплексной плоскости, выраженную левой стороной уравнения 26, и блок умножения умножает каждый смешанный отклик канала на волну комплексной плоскости. Блок интерполяции, обеспеченный для второй передающей антенны, оценивает, с использованием фильтра низких частот, отклик канала в каждой ячейке, связанный со второй передающей антенной, из результата умножения, вычисленного блоком умножения.

[уравнение 26]

Заметим, что в уравнении 26 правая сторона получена путем преобразования левой стороны с использованием соотношения n=(1/Ts)t и k=Tuf.

Заметим, что блок генерации волны комплексной плоскости, обеспеченный в передатчике, может генерировать волну комплексной плоскости, имеющую фазовый член, вычисленный путем умножения фазового члена уравнения 25 на -1, и что блок генерации волны комплексной плоскости, обеспеченный в приемнике, может генерировать волну комплексной плоскости, имеющую фазовый член, вычисленный путем умножения фазового члена уравнения 26 на -1.

(4) Согласно вышеописанным вариантам осуществления сигналы передачи передаются с первой передающей антенны 11 и второй передающей антенны 12. Однако передатчик может иметь M передающих антенн (M - целое число, большее или равное 2). Здесь каждый из набора пилот-сигналов (сигналов, амплитуда и фаза которых известны приемникам), передаваемых с m-й передающей антенны (m - целое число, удовлетворяющее условию 1≤m≤M), именуется m-м пилот-сигналом и расположен согласно обобщенному шаблону, выраженному вышеприведенным уравнением 22.

В этом случае вышеописанный первый или второй вариант осуществления может быть изменен, например, следующим образом.

(4-A) Со ссылкой на фиг. 16, где показаны отклики SP-сигналов, передаваемых с первой передающей антенны, расстояние между точками A и B равно Tu/Δk в направлении оси τ и 1/(TsΔn) в направлении оси f_D. Каждый из m-х пилот-сигналов, которые представляют собой пилот-сигналы, подлежащие передаче с m-й передающей антенны (где 2≤m≤M), настраивают так, чтобы отклик пилот-сигнала совпадал с (m-1)-й точкой от точки A, из (M-1) точек, полученных делением расстояния между точками A и B на M сегментов с равными интервалами.

Каждый из m-х пилот-сигналов, которые представляют собой пилот-сигналы, подлежащие передаче с m-й передающей антенны (где 2≤m≤M), генерируют путем сдвига отклика соответствующего первого пилот-сигнала, передаваемого с первой передающей антенны, на (m-1)Tu/(MΔk) в направлении оси τ и на (m-1)/(MTsΔn) в направлении оси f_D.

Ввиду вышеизложенного блок генерации пилот-сигналов, обеспеченный в передатчике, функционирует с возможностью генерировать опорные пилот-сигналы и использовать сгенерированные таким образом опорные пилот-сигналы как первые пилот-сигналы, подлежащие передаче с первой передающей антенны. Для каждой m-й передающей антенны, где 2≤m≤M, блок генерации волны комплексной плоскости, обеспеченный в передатчике, функционирует с возможностью, ввиду вышеизложенного, генерировать волну комплексной плоскости, выраженную левой стороной уравнения 27. Блок умножения функционирует с возможностью умножать каждый опорный пилот-сигнал на сгенерированную таким образом волну комплексной плоскости и использовать результат умножения как m-й пилот-сигнал, подлежащий передаче с m-й передающей антенны.

[уравнение 27]

Заметим, что в уравнении 27 правая сторона получается путем преобразования левой стороны с использованием соотношения n=(1/Ts)t и k=Tuf.

Приемник делит каждый пилот-сигнал, принятый с помощью приемной антенны, на номинальный пилот-сигнал для получения отклика канала, который ниже именуется «откликом смешанного канала». Отклик смешанного канала представляет собой смесь откликов каналов множественных каналов от множественных передающих антенн к приемной антенне. Блок интерполяции, обеспеченный для первой передающей антенны, оценивает, с использованием фильтра низких частот, отклик канала в каждой ячейке, связанный с первой передающей антенной, из отклика смешанного канала. Для оценки отклика, связанного с каждой m-й передающей антенной, где 2≤m≤M, блок генерации волны комплексной плоскости, обеспеченный в приемнике, генерирует волну комплексной плоскости, выраженную левой стороной представленного ниже уравнения 28. Блок умножения умножает каждый опорный пилот-сигнал на сгенерированную таким образом волну комплексной плоскости. Блок интерполяции оценивает, с использованием фильтра низких частот, отклик канала в каждой ячейке, связанный с m-й передающей антенной, из результата умножения, вычисленного блоком умножения.

[уравнение 28]

Заметим, что в уравнении 28 правая сторона получается путем преобразования левой стороны с использованием соотношения n=(1/Ts)t и k=Tuf.

Блок генерации волны комплексной плоскости, обеспеченный в передатчике, может быть изменен для генерации волны комплексной плоскости, имеющей фазовый член, вычисленный путем умножения фазового члена уравнения 27 на -1. Затем блок генерации волны комплексной плоскости, обеспеченный в приемнике, может быть изменен для генерации волны комплексной плоскости, имеющей фазовый член, вычисленный путем умножения фазового члена уравнения 28 на -1.

(4-B) Со ссылкой на фиг. 16, где показаны отклики SP-сигналов, передаваемых с первой передающей антенны, расстояние между точками A и C равно 3Tu/Δk в направлении оси τ и 1/(TsΔn) в направлении оси f_D. Каждый из набора m-х пилот-сигналов, подлежащих передаче с m-й передающей антенны (где 2≤m≤M), настраивают так, чтобы отклик пилот-сигнала совпадал с (m-1)-й точкой от точки A, из (M-1) точек, полученных делением расстояния между точками A и C на M сегментов с равными интервалами.

Каждый из m-х пилот-сигналов, которые представляют собой пилот-сигналы, подлежащие передаче с m-й передающей антенны (где 2≤m≤M), генерируют путем сдвига отклика соответствующего первого пилот-сигнала, передаваемого с первой передающей антенны, на -3(m-1)Tu/(MΔk) в направлении оси τ и на (m-1)/(MTsΔn) в направлении оси f_D.

Ввиду вышеизложенного блок генерации пилот-сигналов, обеспеченный в передатчике, генерирует опорные пилот-сигналы и использует сгенерированные таким образом опорные пилот-сигналы как первые пилот-сигналы, подлежащие передаче с первой передающей антенны. Кроме того, блок генерации волны комплексной плоскости, обеспеченный в передатчике, выполнен с возможностью, ввиду вышеизложенного, генерировать волну комплексной плоскости, выраженную левой стороной уравнения 29. Для каждой m-й передающей антенны, где 2≤m≤ M, блок умножения умножает каждый опорный пилот-сигнал на сгенерированную таким образом волну комплексной плоскости и использует результат умножения как m-й пилот-сигнал, подлежащий передаче с m-й передающей антенны.

[уравнение 29]

Заметим, что в уравнении 29 правая сторона получается путем преобразования левой стороны с использованием соотношения n=(1/Ts)t и k=Tuf.

Приемник делит каждый пилот-сигнал, принятый с помощью приемной антенны, на номинальный пилот-сигнал для получения отклика канала, который ниже именуется «откликом смешанного канала». Отклик смешанного канала представляет собой смесь откликов каналов множественных каналов от множественных передающих антенн к приемной антенне. Блок интерполяции, обеспеченный для первой передающей антенны, оценивает, с использованием фильтра низких частот, отклик канала в каждой ячейке, связанный с первой передающей антенной, из смешанного отклика канала. Для оценки каждой m-й передающей антенны, где 2≤m≤M, блок генерации волны комплексной плоскости, обеспеченный в приемнике, генерирует волну комплексной плоскости, выраженную левой стороной представленного ниже уравнения 30. Блок умножения умножает каждый опорный пилот-сигнал на сгенерированную таким образом волну комплексной плоскости. Блок интерполяции оценивает, с использованием фильтра низких частот, отклик канала в каждой ячейке, связанный с m-й передающей антенной, из результата умножения.

[уравнение 30]

Заметим, что в уравнении 30 правая сторона получена путем преобразования левой стороны с использованием соотношения n = (1/Ts)t и k=Tuf.

Блок генерации волны комплексной плоскости, обеспеченный в передатчике, может быть изменен для генерации волны комплексной плоскости, имеющей фазовый член, вычисленный путем умножения фазового члена уравнения 29 на -1. Затем блок генерации волны комплексной плоскости, обеспеченный в приемнике, может быть изменен для генерации волны комплексной плоскости, имеющей фазовый член, вычисленный путем умножения фазового члена уравнения 30 на -1.

Кроме того, изменение, описанное в (4-B), требует, чтобы -3(m-1) не являлось целым кратным M, где 2≤m≤M.

(5) Со ссылкой на фиг. 16 ниже приведено описание дополнительного обобщения способов передачи SP-сигнала согласно вышеописанным вариантам осуществления. На фиг. 16 черная точка представляет отклик первого пилот-сигнала, передаваемого с первой передающей антенны, тогда как крестик представляет отклик второго пилот-сигнала, передаваемого со второй передающей антенны. Здесь пусть M обозначает количество передающих антенн (где M - целое число, большее или равное 2). Тогда набор m-х пилот-сигналов, передаваемых с m-й передающей антенны (где m - целое число, удовлетворяющее условию 1≤m≤M), расположен согласно обобщенному шаблону, заданному вышеприведенным уравнением 22.

На фиг. 16 сплошные прямые линии проходят параллельно оси τ или f_D, чтобы проходить через отклики первых пилот-сигналов. Аналогично, пунктирные прямые линии проходят параллельно оси τ или f_D, чтобы проходить через отклики вторых пилот-сигналов.

Сущность способа передачи пилот-сигналов с множественных передающих антенн состоит в том, чтобы гарантировать, что отклики пилот-сигналов, передаваемых с одной передающей антенны, не появятся в одном и том же шаблоне решетки с откликами пилот-сигналов, передаваемых с другой передающей антенны.

Вышеописанное расположение сигналов реализуют следующим образом. Прежде всего, расстояние между каждой парой соседних линий в шаблоне решетки откликов первых пилот-сигналов, передаваемых с первой передающей антенны, делят на M, чтобы задать M разных шаблонов решетки. Затем наборы пилот-сигналов, передаваемых с соответствующих передающих антенн, настраивают так, чтобы их отклики появлялись во взаимно различных шаблонах решетки.

Ввиду вышеизложенного блок генерации пилот-сигналов, обеспеченный в передатчике, сконфигурирован с возможностью генерировать опорные пилот-сигналы и использовать сгенерированные таким образом опорные пилот-сигналы как первые пилот-сигналы, подлежащие передаче с первой передающей антенны. Кроме того, ввиду вышеизложенного, блок генерации волны комплексной плоскости, обеспеченный в передатчике, сконфигурирован с возможностью генерировать волну комплексной плоскости, выраженную левой стороной уравнения 31 для каждой m-й передающей антенны (где 2≤m≤M). Затем блок умножения умножает каждый опорный пилот-сигнал на сгенерированную таким образом волну комплексной плоскости, и результат умножения используют как m-й пилот-сигнал, подлежащий передаче с m-й передающей антенны.

[уравнение 31]

Заметим, что, когда 2≤m≤M, n_s и k_s являются ненулевыми целыми числами, причем ни (m-1)n_s, ни (m-1)k_s не является целым, кратным M.

В вышеприведенном уравнении 31 правая сторона получена путем преобразования левой стороны с использованием соотношения n = (1/Ts)t и k=Tuf.

Кроме того, вышеприведенное уравнение 31 эквивалентно процессу сдвига первых пилот-сигналов к другому шаблону решетки, заданному делением на M исходного шаблона решетки. Кроме того, условие, выраженное уравнением 31, что n_s и k_s являются ненулевыми целыми числами, причем ни (m-1)n_s, ни (m-1)k_s, не является целым, кратным M, призвано гарантировать, что никакие шаблоны решетки откликов пилот-сигналов не совпадают друг с другом.

Приемник делит каждый пилот-сигнал, принятый с помощью приемной антенны, на номинальный пилот-сигнал для получения отклика канала, который ниже именуется «откликом смешанного канала». Отклик смешанного канала представляет собой смесь откликов каналов множественных каналов от множественных передающих антенн к приемной антенне. Блок интерполяции, обеспеченный для первой передающей антенны, оценивает, с использованием фильтра низких частот, отклик канала в каждой ячейке, связанный с первой передающей антенной, из смешанного отклика канала. Для оценки отклика, связанного с каждой m-й передающей антенной, где 2≤m≤M, блок генерации волны комплексной плоскости, обеспеченный в приемнике, генерирует волну комплексной плоскости, выраженную левой стороной представленного ниже уравнения 32. Блок умножения умножает отклик смешанного канала на сгенерированную таким образом волну комплексной плоскости. Затем блок интерполяции оценивает, с использованием фильтра низких частот, отклик канала в каждой ячейке, связанный с m-й передающей антенной, из результата умножения, вычисленного блоком умножения.

[уравнение 32]

Заметим, что в уравнении 32 правая сторона получена путем преобразования левой стороны с использованием соотношения n = (1/Ts)t и k=Tuf.

(6) В вышеописанных вариантах осуществления и их модификациях процесс сдвига фазы сигнала (SP-сигнала, SP-сигнала приема или результата, полученного делением на номинальный SP-сигнал) осуществлен путем генерации волны комплексной плоскости с последующим умножением сигнала на сгенерированную таким образом волну комплексной плоскости. Заметим, однако, что этот процесс сдвига фазы является лишь одним примером и не предусматривает никакого ограничения. Сдвиг фазы может быть осуществлен, например, следующим образом.

(6-A) Здесь пусть M обозначает количество передающих антенн (M - целое число, большее или равное 2), и набор m-х пилот-сигналов, передаваемых с m-й передающей антенны (где m - целое число, удовлетворяющее условию 1≤m≤M), расположен согласно обобщенному шаблону, заданному вышеприведенным уравнением 22.

Блок генерации пилот-сигналов, обеспеченный в передатчике, генерирует опорные пилот-сигналы и использует сгенерированные таким образом опорные пилот-сигналы как первые пилот-сигналы, подлежащие передаче с первой передающей антенны. Для каждой m-й передающей антенны, где 2≤m≤M (M - целое число, большее или равное 2), блок генерации фазы, обеспеченный в передатчике, генерирует фазу любой из волн комплексной плоскости, сгенерированных блоком генерации волны комплексной плоскости, также обеспеченным в вышеупомянутом передатчике. Затем блок фазовращения, также обеспеченный в передатчике, вращает фазу каждого опорного пилот-сигнала на величину, соответствующую фазе, сгенерированной блоком генерации фазы. Опорные пилот-сигналы после фазовращения используют как m-е пилот-сигналы, которые являются набором пилот-сигналов, подлежащих передаче с m-й передающей антенны. Заметим, что фазовращение может быть осуществлено с использованием известного алгоритма, например, CORDIC.

Приемник делит каждый пилот-сигнал, принятый с помощью приемной антенны, на номинальный пилот-сигнал для получения отклика канала, который ниже именуется «откликом смешанного канала». Отклик смешанного канала представляет собой смесь откликов каналов множественных каналов от множественных передающих антенн к приемной антенне. Блок интерполяции, обеспеченный для первой передающей антенны, оценивает, с использованием фильтра низких частот, отклик канала в каждой ячейке, связанный с первой передающей антенной. Для оценки каждой m-й передающей антенны, где 2≤m≤M (M - целое число, большее или равное 2), блок генерации фазы, обеспеченный в приемнике, генерирует фазу любой из волн комплексной плоскости, сгенерированных блоком генерации волны комплексной плоскости, также обеспеченным в приемнике и соответствующим блоку генерации фазы, обеспеченному в передатчике. Затем блок фазовращения, также обеспеченный в приемнике, вращает фазу каждого опорного пилот-сигнала на величину, соответствующую фазе, сгенерированной блоком генерации фазы. Блок интерполяции оценивает, с использованием фильтра низких частот, отклик канала в каждой ячейке, связанный с m-й передающей антенной, из отклика смешанного канала после фазовращения. Заметим, что фазовращение может быть осуществлено с использованием известного алгоритма, например, CORDIC.

Что касается передатчика, блок генерации волны комплексной плоскости и блок умножения заменены блоком генерации фазы и блоком фазовращения. Что касается приемника, блок генерации волны комплексной плоскости и блок умножения заменены блоком генерации фазы и блоком фазовращения.

(6-B) Блок генерации пилот-сигналов, обеспеченный в передатчике, генерирует опорные пилот-сигналы и использует сгенерированные таким образом опорные пилот-сигналы как первые пилот-сигналы, подлежащие передаче с первой передающей антенны. Передатчик снабжен блоком обращения полярности вместо блока генерации волны комплексной плоскости и блока умножения. Блок обращения полярности попеременно инвертирует и не инвертирует полярность опорных пилот-сигналов в одном и том же символе, тем самым генерируя пилот-сигналы, подлежащие передаче со второй передающей антенны.

(7) В вышеприведенном описании вариантов осуществления SP-сигналы, передаваемые с передающей антенны, отличной от первой передающей антенны, генерируют путем умножения, фазовращения и обращения полярности волны комплексной плоскости. Однако это является лишь одним примером и не предусматривает никакого ограничения. SP-сигнал, передаваемый с передающей антенны, отличной от первой передающей антенны, может быть генерирован, например, следующим образом.

Пусть M обозначает количество передающих антенн (где M - целое число, большее или равное 2), и набор m-х пилот-сигналов, передаваемых с m-й передающей антенны (где m - целое число, удовлетворяющее условию 1≤m≤M), расположен согласно обобщенному шаблону, заданному вышеприведенным уравнением 22.

Достаточно обеспечить средство для генерации множества m-х пилот-сигналов, которые образуют набор пилот-сигналов, подлежащих передаче с m-й передающей антенны (где m - целое число, удовлетворяющее условию 1≤m≤M), таким образом, чтобы разность фаз между каждым m-м пилот-сигналом и опорным пилот-сигналом была равна значению, заданному представленным ниже уравнением 33.

[уравнение 33]

Обратим внимание на требование, что, когда 2≤m≤M, n_s и k_s должны быть ненулевыми целыми числами, причем ни (m-1)n_s, ни (m-1)k_s не должно быть целым, кратным M.

(8) В вышеприведенном описании передатчик имеет M передающих антенн (где M - целое число, большее или равное 2). Здесь M - это максимальное количество передающих антенн, которое передатчик может использовать для передачи. На практике, однако, фактически используемое количество передающих антенн может быть меньше или равно числу M.

(9) Согласно вышеописанным вариантам осуществления приемник проводит обработку последовательно, с помощью блоков 53 и 63 деления, блоков 56 и 66 умножения, фильтров низких частот, включенных в блоки 57 и 64 интерполяции, в указанном порядке. Заметим, однако, что порядок обработки не ограничен вышеуказанным. Например, обработка посредством соответствующих блоков может быть проведена, по порядку, блоками 53 и 63 деления, фильтрами высоких частот, которые используют альтернативно фильтрам низких частот, и блоками 56 и 66 умножения.

(10) Передатчик можно снабдить механизмом для избирательного переключения между способом передачи SP-сигнала согласно вышеописанным вариантам осуществления и традиционным способом передачи SP-сигнала.

Ниже представлены примеры выбора и выполнения способа передачи SP-сигнала согласно вышеописанным вариантам осуществления. Один из них соответствует случаю, когда выбирают длительность защитного интервала, превышающую длительность полезного символа (например, Tu/4), и импульсный отклик канала имеет задержку, равную длительности защитного интервала. Другой соответствует случаю, когда задержка импульсного отклика относительно коротка, и способность адаптации к временной вариативности канала подлежит улучшению.

С другой стороны, ниже представлены примеры выбора и выполнения традиционного способа передачи SP-сигнала. Один из них соответствует случаю, когда выбирают длительность защитного интервала, которая короче длительности полезного символа. Другой соответствует случаю, когда расширение задержки импульсного отклика и временная вариативность канала относительно малы.

Заметим, что передатчик может быть модифицирован с возможностью передачи информации управления, которая представляет собой TPS в случае системы DVB-T и TMCC в случае системы ISDB-T, и включает в себя информацию, указывающую тип волны комплексной плоскости. Благодаря такой модификации приемник имеет возможность выбирать, на основании информации управления, волну комплексной плоскости, соответствующую волне комплексной плоскости, используемой на стороне передатчика, что позволяет осуществлять надлежащую последующую обработку.

В случае осуществления связи между одним передатчиком и одним приемником приемник может наблюдать импульсный отклик и временную вариативность канала, чтобы сделать вывод, какой способ передачи пригодный, и пересылать результат вывода на передатчик. Передатчик может переключаться со способа передачи SP-сигнала на другой способ согласно выводу, полученному от приемника.

(11) В вышеописанных вариантах осуществления система передачи MIMO описана в порядке примера. Однако настоящее изобретение применимо к системе передачи MIMO, имеющей две или более передающие антенны и две или более приемные антенны, а также к системе передачи MISO (множество входов, один выход).

Кроме того, настоящее изобретение было описано выше для случая, когда систему передачи MIMO используют как систему передачи с пространственным мультиплексированием. Однако настоящее изобретение применимо к системе разнесенных передач, где применяется схема кодирования, например STC (пространственно-временное кодирование), STBC (пространственно-временное блочное кодирование) и SFBC (пространственно-частотное блочное кодирование).

(12) Передатчики и приемники, отвечающие вышеописанным вариантам осуществления, могут быть реализованы в виде БИС (большой интегральной схемы), которая является разновидностью интегральной схемы. Отдельные цепи могут быть реализованы на отдельных микросхемах, или же все цепи или их часть могут быть реализованы на одной микросхеме.

Хотя здесь конкретно упомянута БИС, то же самое можно сказать и об ИС (интегральной схеме), системной БИС, супер-БИС или ультра-БИС, в зависимости от плотности компоновки.

Схема, применяемая для интеграции цепей, не ограничена БИС, и интегральная схема может быть реализована в виде специализированной микросхемы или процессора общего назначения. Можно также использовать FPGA (программируемую пользователем вентильную матрицу), которая допускает программирование БИС после ее изготовления, или использовать перестраиваемый процессор, который позволяет перестраивать соединения между ячейками схемы в БИС или задавать ячейки схемы.

Кроме того, если развитие полупроводниковой технологии или другой технологии, полученной из нее, приведет к созданию новой технологии интеграции, которая заменит БИС, эту новую технологию можно использовать для интеграции функциональных блоков. Например, возможно применение биотехнологии.

Промышленное применение

Настоящее изобретение применимо к цифровому вещанию, которое передает информацию параметров передачи. Настоящее изобретение также применимо к цифровой связи с использованием мобильных телефонов, беспроводных LAN, ВЧ-связи по ЛЭП, xDSL и т.д.

Изобретение относится к технике связи и может использоваться в системах с OFDM. Технический результат состоит в повышении помехоустойчивости в системах с многолучевым распространением. Для этого расположение сигнала SP-сигнала, передаваемого с первой передающей антенны, сделано идентичным расположению SP-сигнала, передаваемого со второй передающей антенны. SP-сигнал, передаваемый со второй передающей антенны, имеет полярность, попеременно повторяющуюся инвертированную и не инвертированную в одном символе по отношению к SP-сигналу, передаваемому с первой передающей антенны. Кроме того, SP-сигнал, передаваемый со второй передающей антенны, генерируют из условия, чтобы в направлении, в котором номер символа увеличивают на 1 и номер несущей увеличивают на 3, полярность была полностью инвертирована или не инвертирована по отношению к SP-сигналу, передаваемому с первой передающей антенны. 3 н. и 6 з.п. ф-лы, 26 ил.

1. Передатчик, имеющий передающие антенны с первой по М-ю (где М - целое число, большее или равное 2) и предназначенный для передачи сигнала OFDM, полученного путем модуляции множества несущих в течение длительности каждого символа, сигнал OFDM содержит пилот-сигналы, рассеянные в плоскости несущая-символ, в плоскости несущая-длительность символа k обозначает номер несущей, n обозначает номер символа, Δk обозначает интервал между пилот-сигналами в одном и том же символе, Δn обозначает интервал между пилот-сигналами на одной и той же несущей, и р обозначает целое число, большее или равное 0, n_s и k_s каждое обозначает ненулевое целое число, и m обозначает целое число, удовлетворяющее условию 1≤m≤M, когда 2≤m≤M, ни (m-1)n_s, ни (m-1)k_s не является целым кратным М, номер несущей k_P(n) несущей, которая передает пилот-сигнал в символе с номером символа n, удовлетворяет уравнению 1,
[уравнение 1]

причем передатчик содержит
блок генерации, функционирующий с возможностью генерировать множество пилот-сигналов в качестве m-х пилот-сигналов для m-й антенны (где 1≤m≤M), из условия, чтобы разность фаз между фазой каждого m-ого пилот-сигнала и фазой опорного пилот-сигнала была равна значению, заданному уравнением 2, [уравнение 2]
; и
передатчик, функционирующий с возможностью передавать, с m-ой передающей антенны, сигнал OFDM, содержащий m-ые пилот-сигналы, сгенерированные блоком генерации.

2. Передатчик по п.1, в котором блок генерации включает в себя:
блок генерации опорного сигнала, функционирующий с возможностью генерировать множество первых пилот-сигналов, каждый первый пилот-сигнал является опорным пилот-сигналом, и
блок умножения, функционирующий с возможностью генерировать m-ые пилот-сигналы, где 2≤m≤М, каждый m-ый пилот-сигнал генерируют путем умножения опорного пилот-сигнала на волну комплексной плоскости, выраженную уравнением 3 в плоскости несущая-длительность символа,
[уравнение 3]
.

3. Передатчик по п.1, в котором блок генерации включает в себя:
блок генерации опорного сигнала, функционирующий с возможностью генерировать множество первых пилот-сигналов, каждый первый пилот-сигнал является опорным сигналом, и
блок фазовращения, функционирующий с возможностью генерировать m-ые пилот-сигналы, где 2≤m≤М, каждый m-ый пилот-сигнал генерируют путем вращения фазы опорного пилот-сигнала на значение, заданное уравнением 2.

4. Передатчик по п.1, в котором М равно 2, и
блок генерации включает в себя:
блок генерации опорного сигнала, функционирующий с возможностью генерировать множество первых пилот-сигналов, каждый первый пилот-сигнал является опорным сигналом, и
блок обращения полярности, функционирующий с возможностью генерировать множество вторых пилот-сигналов таким образом, чтобы полярность каждого из вторых пилот-сигналов была попеременно инвертирована и не инвертирована в направлении несущей по отношению к полярности соответствующего опорного сигнала в одном и том же символе.

5. Передатчик по п.1, в котором
М равно 2,
Δn равно 4,
Δk равно 12,
n_s равно 1 и
k_s равно 1.

6. Передатчик по п.1, в котором
М равно 2,
Δn равно 4,
Δk равно 12,
n_s равно 1 и
k_s равно -3.

7. Приемник для приема сигнала OFDM, переданного от передатчика, имеющего множество передающих антенн с первой по М-ю (где М - целое число, большее или равное 2), сигнал OFDM получают путем модуляции множества несущих в течение длительности каждого символа, сигнал OFDM содержит множество пилот-сигналов, рассеянных в плоскости несущая-длительность символа, в плоскости несущая-длительность символа k обозначает номер несущей, n обозначает номер символа, Δk обозначает интервал между пилот-сигналами в одном и том же символе, Δn обозначает интервал между пилот-сигналами на одной и той же несущей, и р обозначает целое число, большее или равное 0,
n_s и k_s каждое обозначает ненулевое целое число, и m обозначает целое число, удовлетворяющее условию 1≤m≤M, когда 2≤m≤М, ни (m-1)n_s, ни (m-1)k_s не является целым кратным M, номер несущей k_P(n) для несущей, которая передает пилот-сигнал в символе с номером символа n, удовлетворяет уравнению 4,
[уравнение 4]

множество пилот-сигналов, передаваемых с m-й одной из передающих антенн (где m - целое число, удовлетворяющее условию 1≤m≤M), представляют собой m-е пилот-сигналы, таким образом, чтобы разность фаз между фазой каждого m-го пилот-сигнала и фазой опорного пилот-сигнала была равна значению, заданному уравнением 5,
[уравнение 5]

причем приемник содержит
приемную антенну, с помощью которой принимают сигнал OFDM от передатчика,
блок оценки отклика, функционирующий с возможностью оценивать отклик канала каждого из каналов с первого по М-й, соответственно, от антенн с первой по М-ю к приемной антенне, оценку осуществляют на основании уравнения 5 и пилот-сигналов, содержащихся в сигнале OFDM, принятом с помощью приемной антенны, и
блок оценки сигнала, функционирующий с возможностью оценивать сигналы передачи с первого по М-й на основании принятого сигнала OFDM и оцененных откликов каналов для каналов передачи с первого по М-й, сигналы передачи с первого по М-й соответствуют сигналам OFDM с первого по М-й, переданным, соответственно, с передающих антенн с первой по М-ю.

8. Приемник по п.7, причем
блок оценки отклика функционирует с возможностью извлекать пилот-сигналы из сигнала OFDM, принятого с помощью приемной антенны, делить каждый извлеченный пилот-сигнал на опорный пилот-сигнал, и оценивать отклик канала первого канала на основании результата каждого деления, и
дополнительно функционирует с возможностью оценивать отклик канала m-го канала, где 2≤m≤М, на основании результата каждого деления и уравнения 5.

9. Способ передачи в режиме OFDM для передачи сигнала OFDM от передатчика, имеющего передающие антенны с первой по М-ю (где М - целое число, большее или равное 2), сигнал OFDM получают путем модуляции множества несущих в течение длительности каждого символа, сигнал OFDM содержит пилот-сигналы, рассеянные в плоскости несущая-длительность символа,
в плоскости несущая-длительность символа k обозначает номер несущей, n обозначает номер символа, Δk обозначает интервал между пилот-сигналами в одном и том же символе, Δn обозначает интервал между пилот-сигналами на одной и той же несущей, и р обозначает целое число, большее или равное 0,
n_s и k_s каждое обозначает ненулевое целое число, и m обозначает целое число, удовлетворяющее условию 1≤m≤М, когда 2≤m≤М, ни (m-1)n_s, ни (m-1)k_s не являются целым кратным М, номер несущей k_P(n) для несущей, которая передает пилот-сигнал в символе с номером символа n, удовлетворяет уравнению 6,
[уравнение 6]

причем способ передачи в режиме OFDM содержит этапы, на которых:
генерируют множество пилот-сигналов в качестве m-х пилот-сигналов для m-й антенны (где 1≤m≤M), из условия, чтобы разность фаз между фазой каждого m-го пилот-сигнала и фазой опорного пилот-сигнала была равна значению, заданному уравнением 7,
[уравнение 7]
и
передают с m-й передающей антенны сигнал OFDM, содержащий m-е пилот-сигналы, сгенерированные на этапе генерации.