УСТРОЙСТВО РАДИОСВЯЗИ И СПОСОБ РАЗДЕЛЕНИЯ СИГНАЛОВ Российский патент 2014 года по МПК H04J11/00 

ОБЛАСТЬ ТЕХНИКИ, К КОТОРОЙ ОТНОСИТСЯ ИЗОБРЕТЕНИЕ

Настоящее изобретение относится к устройству радиосвязи и способу разделения сигналов.

УРОВЕНЬ ТЕХНИКИ

В соответствии с проектом 3GPP LTE (Проект партнерства 3-го поколения, долгосрочная эволюция), в стадии реализации находятся активные исследования по стандартизации в отношении стандарта мобильной связи для осуществления передачи с малой задержкой и высокой скоростью.

Чтобы осуществить передачу с малой задержкой и высокой скоростью, в качестве схемы множественного доступа нисходящей линии связи (DL) принимается схема OFDM (ортогональное мультиплексирование с частотным разделением), а в качестве схемы множественного доступа восходящей линии связи (UL) принимается схема SC-FDMA (множественный доступ с единственной несущей и частотным разделением), использующая предварительное кодирование с DFT (дискретным преобразованием Фурье).

Схема SC-FDMA, использующая предварительное кодирование с DFT, использует матрицу DFT (матрицу предварительного кодирования или последовательность DFT), представленную, например, матрицей N×N. Здесь N является размером матрицы DFT (количеством точек DFT). Дополнительно, в матрице DFT размером N×N векторы столбцов N(Nx1) ортогональны друг другу в матрице DFT размера N. Схема SC-FDMA, использующая предварительное кодирование с DFT, формирует сигнал (спектр) SC-FDMA, выполняя расширение и кодовое мультиплексирование последовательности символов, использующей эту матрицу DFT.

Дополнительно была начата стандартизация по стандарту LTE-Advanced или (IMT-Advanced), чтобы осуществлять передачу на более высокой скорости, чем по стандарту LTE. Согласно LTE-Advanced, для осуществления более высокоскоростной связи предполагается введение устройства базовой станции радиосвязи (здесь далее упоминаемого как "базовая станция") и устройства терминала радиосвязи (здесь далее упоминаемого как "терминал"), которые могут осуществлять связь, используя широкую полосу, например 40 МГц или более.

Что касается восходящей линии связи по LTE, то распределение частотных ресурсов восходящей линии связи ограничивается таким распределением, при котором сигналы SC-FDMA отображаются в непрерывные полосы частот локализованным способом, чтобы поддерживать характеристики единственной несущей (например, низкие характеристики PAPR (отношение пиковой мощности к средней мощности)) сигнала передачи для осуществления высокого охвата.

Однако когда распределение частотных ресурсов ограничивается, как описано выше, в совместно используемых частотных ресурсах восходящей линии связи (например, PUSCH (физический восходящий канал совместного пользования)), образуется пропуск, и эффективность использования частотных ресурсов ухудшается. Таким образом, в качестве предшествующего уровня техники для повышения эффективности использования частотных ресурсов предлагается кластеризованный SC-FDMA (C-SC-FDMA), в котором сигнал SC-FDMA делится на множество кластеров, и множество кластеров отображаются в дискретные частотные ресурсы (например, см. непатентную литературу 1).

При сигнале C-SC-FDMA, соответствующем упомянутому выше предшествующему уровню техники, терминал создает сигналы C-SC-FDMA путем деления сигнала (спектра) SC-FDMA, созданного посредством обработки с использованием DFT, на множество кластеров. Затем терминал отображает множество кластеров в дискретные частотные ресурсы (поднесущие или блоки ресурса (RB)). С другой стороны, базовая станция применяет обработку с коррекцией в частотной области (FDE) к принятым сигналам C-SC-FDMA (множеству кластеров) и после коррекции объединяет множество кластеров. Базовая станция затем применяет обработку с использованием IDFT (обратного дискретного преобразования Фурье) к объединенному сигналу и, таким образом, получает сигнал во временной области.

Схема C-SC-FDMA может распределять частотные ресурсы среди множества терминалов более гибко, чем схема SC-FDMA, преобразуя множество кластеров во множество дискретных частотных ресурсов, и может, таким образом, повысить эффективность использования частотных ресурсов и эффекта разнесения многочисленных пользователей. Дополнительно, схема C-SC-FDMA имеет меньшее отношение PAPR, чем схема OFDMA (множественного доступа с ортогональным частотным разделением), и может, таким образом, обеспечить покрытие восходящей линии связи, большее, чем схема OFDMA.

Дополнительно, конфигурация C-SC-FDMA может легко реализовываться простым добавлением к терминалу компонента, который делит сигнал (спектр) SC-FDMA на множество кластеров, и добавлением к базовой станции в стандартной конфигурации SC-FDMA компонента, объединяющего множество кластеров.

ЛИТЕРАТУРА

Непатентная литература

1. R1-081842, "LTE-A Proposal for evolution," 3GPP RAN WG1 №53, Канзас-Сити, штат Миссури, США, 5-9 мая 2008 г.

СУЩНОСТЬ ИЗОБРЕТЕНИЯ

ТЕХНИЧЕСКАЯ ПРОБЛЕМА

В соответствии с описанным выше предшествующим уровнем техники, базовая станция делит сигнал (спектр) SC-FDMA каждого терминала с произвольной частотой в соответствии с состоянием доступности частотных ресурсов восходящей линии связи и состоянием пути распространения сигнала между множеством терминалов и базовой станцией, распределяет множество кластеров, созданных таким образом, по множеству частотных ресурсов восходящей линии связи, соответственно, и сообщает терминалам информацию, показывающую результат распределения. Терминал делит сигнал (спектр) SC-FDMA, являющийся выходным сигналом с произвольной шириной полосы, полученным в результате обработки с использованием DFT, отображает множество кластеров во множество частотных ресурсов восходящей линии связи, выделенных, соответственно, базовой станцией, и, таким образом, создает сигналы C-SC-FDMA.

Однако, так как широкая полоса радиочастот восходящей линии связи (широкополосного радиоканала) является частотно-избирательной, корреляция частот между каналами, через которые распространяется множество кластеров, отображенных в различные дискретные полосы частот, уменьшается. Таким образом, даже когда базовая станция корректирует сигналы C-SC-FDMA (множество кластеров) посредством обработки с использованием FDE, усиление в канале коррекции (то есть, усиление в частотном канале после умножения на вес FDE) среди множества кластеров может значительно различаться. Следовательно, усиление в канале коррекции может резко изменяться в точке объединения множества кластеров (то есть, в точке деления, в которой терминал делит сигнал SC-FDMA). То есть, при изменении (то есть, огибающей спектра приема) усиления в канале коррекции в точке объединения множества кластеров может возникнуть точка разрыва.

Здесь, чтобы сохранить минимальной потерю ортогональности матрицы DFT во всех полосах частот (то есть, сумме полос частот, в которые отображается множество кластеров), в которые отображаются сигналы C-SC-FDMA, необходимо, чтобы усиление в канале коррекции во всех полосах частот, в которые отображается множество кластеров, изменялось медленно. Таким образом, когда при изменении усиления в канале коррекции в точке объединения множества кластеров возникает точка разрыва, как в упомянутом выше предшествующем уровне техники, ортогональность матрицы DFT значительно разрушается в полосе частот, на которую отображаются сигналы C-SC-FDMA. Поэтому на сигналы C-SC-FDMA большее влияние оказывает межсимвольная помеха (ISI), вызванная потерей ортогональности матрицы DFT. В частности, когда используется высокоуровневая М-модуляция, такая как 64 QAM, для которой евклидово расстояние между сигнальными точками является очень коротким, ISI оказывает большее влияние на сигналы C-SC-FDMA и поэтому ухудшение характеристик передачи увеличивается. Дополнительно, по мере увеличения количества кластеров (количества долей сигнала SC-FDMA) количество точек разрыва между кластерами увеличивается и поэтому ISI, вызванная потерей ортогональности матрицы DFT, дополнительно увеличивается.

Настоящее изобретение реализовывалось с точки зрения таких проблем, и поэтому задача настоящего изобретения заключается в обеспечении устройства радиосвязи и способа деления сигнала, способных уменьшить ISI, вызванную потерей ортогональности матрицы DFT, даже когда сигнал SC-FDMA делится на множество кластеров и множество кластеров соответственно отображаются в дискретные полосы частот, то есть, когда используется C-SC-FDMA.

РЕШЕНИЕ ПРОБЛЕМЫ

Устройство радиосвязи, соответствующее настоящему изобретению, использует конфигурацию, содержащую секцию конвертирования, создающую сигнал в частотной области, применяя обработку с использованием DFT к последовательности символов, используя для этого матрицу DFT, секцию деления, которая делит сигнал с частично ортогональной шириной полосы, соответствующей длине частично ортогонального вектора некоторых из множества столбцов векторов, составляющих матрицу DFT, и создает множество кластеров, и секцию отображения, которая отображает множество кластеров во множество дискретных полос частот, соответственно.

Способ деления сигнала, соответствующий настоящему изобретению, позволяет делить сигнал в частотной области с частично ортогональной шириной полосы, соответствующей частично ортогональной векторной длине некоторых из множества столбцов векторов, составляющих матрицу DFT, используемую для конвертирования последовательности символов во временной области в сигнал в частотной области, и создает множество кластеров.

ПРЕДПОЧТИТЕЛЬНЫЕ ЭФФЕКТЫ ИЗОБРЕТЕНИЯ

При делении сигнала SC-FDMA на множество кластеров и отображении множества кластеров в дискретные полосы частот (при использовании C-SC-FDMA) настоящее изобретение может уменьшить ISI, обусловленную потерей ортогональности матрицы DFT.

КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ЧЕРТЕЖЕЙ

Фиг.1 - блок-схема терминала, соответствующего варианту 1 осуществления настоящего изобретения;

Фиг.2 - диаграмма, показывающая обработку с использованием DFT, соответствующую варианту осуществления 1 настоящего изобретения;

Фиг.3 - схема, показывающая пример матрицы DFT, соответствующей варианту 1 осуществления настоящего изобретения;

Фиг.4A - схема, показывая соотношение частичной ортогональности, соответствующее варианту 1 осуществления настоящего изобретения (когда |I| = 1);

Фиг.4B - схема, показывающая соотношение частичной ортогональности, соответствующее варианту 1 осуществления настоящего изобретения (когда |I| = 2);

Фиг.4C - схема, показывающая соотношение частичной ортогональности, соответствующее варианту 1 осуществления настоящего изобретения (когда |I| = 3);

Фиг.5A - схема процесса деления и процесса отображения в соответствии с вариантом 1 осуществления настоящего изобретения;

Фиг.5B - схема, показывающая сигнал после FDE в соответствии с вариантом 1 осуществления настоящего изобретения;

Фиг.5C - схема, показывающая сигнал после объединения в соответствии с вариантом 1 осуществления настоящего изобретения;

Фиг.6 - схема, показывающая соотношение ортогональности векторов столбцов в соответствии с вариантом 1 осуществления настоящего изобретения;

Фиг.7 - схема, показывающая соотношение ортогональности векторов столбцов в соответствии с вариантом 1 осуществления настоящего изобретения;

Фиг.8 - схема, показывающая обработку с чередованием частот в соответствии с вариантом 1 осуществления настоящего изобретения;

Фиг.9 - блок-схема терминала, соответствующая варианту 2 осуществления 2 настоящего изобретения;

Фиг.10A - процесс предварительного кодирования в соответствии с вариантом 2 осуществления настоящего изобретения;

Фиг.10B - процесс предварительного кодирования в соответствии с вариантом 2 осуществления настоящего изобретения;

Фиг.11 - процесс обработки, использующий FSTD в соответствии с вариантом 2 осуществления настоящего изобретения;

Фиг.12 - процесс обработки, использующий FSTD в соответствии с вариантом 3 осуществления настоящего изобретения;

Фиг.13 - процесс обработки, использующий FSTD в соответствии с вариантом 3 осуществления настоящего изобретения;

Фиг.14 - взаимосвязь между множителем и размером кластера в соответствии с вариантом 4 осуществления настоящего изобретения;

Фиг.15 - блок-схема терминала в соответствии с вариантом 5 осуществления настоящего изобретения;

Фиг.16 - блок-схема базовой станции в соответствии с вариантом 5 осуществления настоящего изобретения;

Фиг.17A - процесс смещения в соответствии с вариантом 5 осуществления настоящего изобретения (когда z=0);

Фиг.17B - процесс смещения в соответствии с вариантом 5 осуществления настоящего изобретения (когда z=3);

Фиг.18A - выходной сигнал DFT в соответствии с вариантом 5 осуществления 5 настоящего изобретения;

Фиг.18B - процесс смещения в соответствии с вариантом 5 осуществления настоящего изобретения;

Фиг.18C - процесс деления и процесс отображения в соответствии с вариантом 5 осуществления настоящего изобретения;

Фиг.19 - блок-схема терминала в соответствии с вариантом 5 осуществления настоящего изобретения;

Фиг.20 - блок-схема терминала в соответствии с вариантом 6 осуществления настоящего изобретения;

Фиг.21A - выходной сигнал DFT в соответствии с вариантом 6 осуществления настоящего изобретения;

Фиг.21B - процесс смещения в соответствии с вариантом 6 осуществления настоящего изобретения;

Фиг.21C - процесс деления и процесс отображения в соответствии с вариантом 6 осуществления настоящего изобретения;

Фиг.22A - выходной сигнал DFT в соответствии с вариантом 6 осуществления настоящего изобретения;

Фиг.22B - процесс смещения в соответствии с вариантом 6 осуществления настоящего изобретения;

Фиг.22C - процесс деления и процесс отображения в соответствии с вариантом 6 осуществления настоящего изобретения;

Фиг.23 - блок-схема терминала в соответствии с вариантом 7 осуществления 7 настоящего изобретения;

Фиг.24 - процесс частотного смещения и процесс отображения в соответствии с вариантом 7 осуществления настоящего изобретения;

Фиг.25 - процесс частотного смещения и процесс отображения в соответствии с вариантом 7 осуществления настоящего изобретения; и

Фиг.26 - процесс смещения в соответствии с вариантом 8 осуществления настоящего изобретения.

ОСУЩЕСТВЛЕНИЕ ИЗОБРЕТЕНИЯ

Здесь далее варианты осуществления настоящего изобретения будут описаны подробно со ссылкой на сопроводительные чертежи. Ниже будет описан случай, в котором терминал, снабженный устройством радиосвязи, соответствующим настоящему изобретению, передает сигнал C-SC-FDMA на базовую станцию.

ВАРИАНТ 1 ОСУЩЕСТВЛЕНИЯ

На Фиг.1 представлена конфигурация терминала 100, соответствующая настоящему варианту осуществления.

В терминале 100 радиоприемная секция 102 принимает сигнал управления, переданный от базовой станции (не показана) через антенну 101, применяет обработку, используемую при приеме, такую как преобразование вниз по частоте и аналого-цифровое (A/D) преобразование, к управляющему сигналу и выводит управляющий сигнал, подвергнутый обработке, используемой при приеме, в секцию 103 демодуляции. Этот управляющий сигнал содержит информацию о частотных ресурсах, показывающую частотные ресурсы восходящей линии связи, выделенные каждому терминалу, и информацию MCS, показывающую схему MCS (схема модуляции и кодирования канала), установленную на каждом терминале.

Секция 103 демодуляции демодулирует управляющий сигнал и выводит демодулированный управляющий сигнал в секцию 104 декодирования.

Секция 104 декодирования декодирует управляющий сигнал и выводит декодированный управляющий сигнал в секцию 105 выделения.

Секция 105 выделения выделяет информации о частотных ресурсах, направленную терминалу 100, введенную в управляющий сигнал, поступающий от секции 104 декодирования, и выводит выделенную информацию о частотных ресурсах на секцию 106 управления.

Секция 106 управления принимает информацию о категории терминала, содержащую размер DFT (количество точек DFT) матрицы DFT, которая будет использоваться в секции 110 DFT, и информацию о состоянии частичной ортогональности, показывающую состояние частичной ортогональности сигнала C-SC-FDMA, как входную информацию, а также принимает информацию о частотных ресурсах, сообщенную от секции 105 выделения базовой станции, как входную информацию.

Секция 106 управления вычисляет количество кластеров, создаваемых секцией 111 деления посредством деления сигнала SC-FDMA (то есть, выходного сигнала DFT секции 110), и размер кластеров, показывающий ширину полосы каждого кластера, основываясь на информации о размере DFT (информации о категории), показывающей размер DFT терминала, информации о состоянии частичной ортогональности и информации о частотных ресурсах, сообщаемой от базовой станции. Предположим, что между опорным пунктом и терминалом заранее определяется, что когда сигнал (спектр) SC-FDMA делится на множество кластеров, сигнал (спектр) SC-FDMA делится по порядку от более низких частот спектра (меньшее количество выходных точек секции 110 DFT) или от участка более высоких частот спектра (большее количество выходных точек секции 110 DFT). Секция 106 управления вычисляет частотные ресурсы, в которые отображаются сигналы C-SC-FDMA (множество кластеров) терминала 100, основываясь на вычисленном количестве кластеров и размере кластеров. Например, секция 106 управления вычисляет частотные ресурсы, в которые отображаются кластеры по порядку от кластера с более низкой частотой (кластер с меньшим количеством выходных точек секции 110 DFT) или от кластера с более высокой частотой (кластер с большим количеством выходных точек секции 110 DFT) множества кластеров, созданных при делении. Секция 106 управления затем вводит информацию о кластерах, содержащую вычисленное количество кластеров и размер кластеров, в секцию 111 деления и выводит в секцию 112 отображения информацию об отображении, показывающую частотные ресурсы, в которые отображаются сигналы C-SC-FDMA (множество кластеров) терминала 100.

Секция 107 кодирования кодирует битовую последовательность передачи и выводит кодированную битовую последовательность передачи в секцию 108 модуляции.

Секция 108 модуляции модулирует битовую последовательность передачи, полученную от секции 107 кодирования, чтобы создать последовательность символов, и выводит созданную последовательность символов в секцию 109 мультиплексирования.

Секция 109 мультиплексирования мультиплексирует пилот-сигналы и последовательность символов, поступающую из секции 108 модуляции. Секция 109 мультиплексирования выводит последовательность символов, мультиплексированных с пилот-сигналами, в секцию 110 DFT. Например, в качестве пиолот-сигналов может использоваться, например, последовательность CAZAC (постоянной амплитуды, с нулевой автокорреляцией). Дополнительно, хотя на Фиг.1 принята конфигурация, в которой пилот-сигналы и символьная последовательность мультиплексируются перед процессом обработки с использованием DFT, конфигурация, в которой пилот-сигналы и символьная последовательность мультиплексируются после применения процесса обработки с использованием DFT, также может быть принята.

Секция DFT 110 создает сигналы в частотной области (сигналы SC-FDMA), применяя обработку с использованием DFT к последовательности временных символов, приходящей из секции 109 мультиплексирования, используя матрицу DFT. Секция 110 DFT выводит созданные сигналы (спектр) SC-FDMA в секцию 111 деления.

Секция 111 деления делит сигнал (спектр) SC-FDMA, приходящий из секции 110 DFT, на множество кластеров в соответствии с количеством кластеров и размером кластеров, указанными в информации о кластерах, приходящей из секции 106 управления. Для большей конкретности, секция 111 деления создает множество кластеров делением сигнала (спектра) SC-FDMA с шириной полосы (частично ортогональной шириной полосы), соответствующей длине (векторной длине) некоторых из множества векторов столбцов, составляющих матрицу DFT, используемую в секции 110 DFT, и частично ортогональных друг другу. Секция 111 деления затем выводит сигналы C-SC-FDMA, состоящие из множества созданных кластеров, в секцию 112 отображения. Подробности способа деления сигнала (спектра) SC-FDMA в секции 111 деления будут описаны далее.

Секция 112 отображения отображает сигналы C-SC-FDMA (множества кластеров), приходящие из секции 111 деления, в частотные ресурсы (поднесущие или RB), основываясь на информации об отображении, приходящей из секции 106 управления. Например, секция 112 отображения отображает множество кластеров, составляющих сигналы C-SC-FDMA, во множество дискретных полос частот, соответственно. Секция 112 отображения затем выводит сигналы C-SC-FDMA, отображенные в частотные ресурсы, в секцию 113 IFFT.

Секция 113 IFFT создает сигнал C-SC-FDMA во временной области, выполняя IFFT на множестве полос частот, приходящих из секции 112 отображения, в которые отображаются сигналы C-SC-FDMA. Здесь секция 113 IFFT вводит нули в полосы частот, кроме множества полос частот, в которые отображаются сигналы C-SC-FDMA (множество кластеров). Секция 113 IFFT затем выводит сигнал C-SC-FDMA во временной области в секцию 114 вставки CP (циклического префикса).

Секция 114 вставки CP добавляет тот же самый сигнал, что и тот, который находится в конце сигнала C-SC-FDMA, приходящего из секции 113 IFFT, в начальную часть сигнала C-SC-FDMA в качестве CP.

Секция 115 радиопередачи применяет процесс обработки при передаче, такой как цифроаналоговое (D/A) преобразование, усиление и преобразование вверх по частоте, к сигналу C-SC-FDMA и передает сигнал, подвергнутый процессу обработки при передаче, на базовую станцию через антенну 101.

С другой стороны, базовая станция выполняет процесс обработки с использованием веса FDE для сигналов C-SC-FDMA (множества кластеров), переданных от каждого терминала, и после процесса обработки с использованием FDE объединяет сигналы C-SC-FDMA (множество кластеров) в частотной области. Базовая станция получает сигнал во временной области, применяя процесс обработки с использованием IDFT к объединенному сигналу C-SC-FDMA.

Дополнительно, базовая станция создает информацию о качестве канала (например. CQI: индикатор качества канала) каждого терминала, измеряя SINK (отношение сигнал/помеха плюс мощность шума) для каждой ширины полосы (например, поднесущей) между каждым терминалом и базовой станцией, используя управляющие сигналы, передаваемые от каждого терминала. Базовая станция затем планирует распределение частотных ресурсов восходящей линии связи (например, PUSCH) каждого терминала, используя показатели CQI и QoS (качество обслуживания) и т.п. множества терминалов. Базовая станция затем сообщает каждому терминалу информацию о частотных ресурсах, показывающую результат распределения частотных ресурсов восходящей линии связи (то есть, результат планирования) каждого терминала. Например, PF (пропорциональное равноправие) может использоваться в качестве алгоритма, используемого, когда базовая станция выделяет частотные ресурсы каждому терминалу.

Дополнительно, базовая станция управляет количеством кластеров и размером кластеров, используя размер DFT и состояние частичной ортогональности, как в случае секции 106 управления терминала 100, и объединяет сигналы C-SC-FDMA (множество кластеров), основываясь на количестве кластеров и размере кластеров.

Далее будут описаны подробности способа деления сигнала (спектра) SC-FDMA секцией 111 деления.

Здесь, сигнал SC-FDMA, являющийся выходным сигналом секции 110 DFT, определяется, применяя ортогональное частотное расширение к каждому символу последовательности символов в ширине полосы, соответствующей размеру DFT (длине вектора столбцов) матрицы DFT, и кодовое мультиплексирование каждого символа после ортогонального частотного расширения. Здесь, полагая, что размер DFT равен N, матрица DFT, используемая в секции 110 DFT, может быть выражена как матрица размера N×N F= [f₀, f₁..., f_N-i]. Дополнительно, f_i (i=0-(N-1)) является вектором столбца N×1, имеющим (1/√N)exp(-j2π(i*k)/N) (k=0-(N-1)) в качестве k-го элемента.

Кроме того, все векторы столбцов f_i(i=0-(N-1) в матрице DFT размера N являются ортогональными друг другу. То есть, секция 110 DFT умножает символы N (например, символы №0-№(N-1)), образуя последовательность символов из соответствующих векторов столбцов f_i(i=0-(N-1)) матрицы DFT, и, таким образом, делает все символы (символы №0-№(N-1)), ортогональные друг другу в ортогональной ширине полосы (то есть, полосе частот, в которую отображаются символы N), соответствующими длине N вектора столбцов.

Например, в случае размера DFT N=8, последовательность символа, составленная из восьми символов от №0 до №7, как показано в верхней части Фиг.2, приходит в секцию 110 DFT. Как показано в нижней части Фиг.2, секция 110 DFT расширяет по частоте символы №0-№7 с использованием векторов столбцов f₀-f_y матрицы DFT, соответственно. Секция 110 DFT затем выполняет кодовое мультиплексирование расширенных по частоте символов №0 - №7. Это позволяет сигналу SC-FDMA, имеющему ортогональную ширину полосы, получить соответствующую матрицу DFT размера N. Дополнительно, на Фиг.3 показан пример матрицы DFT, когда размер матрицы DFT N=8. Таким образом, вектор столбцов f_i (i=0-7) является вектором столбцов 8x1, который имеет (1/√8)exp(-j2π(i*k)/8) в качестве k-го элемента (где k=0-7). Дополнительно, векторы столбцов f₀-f₇ являются ортогональными друг другу в матрице DFT размера N=8.

Здесь, вектор f_i столбца матрицы F DFT является не только ортогональным ко всем другим векторам столбцов в матрице DFT размера N, но также и частично ортогональным к некоторым другим векторам столбцов векторной длины N' (где N'<N), которые меньше, чем размер N матрицы DFT (векторные длины столбцов). Для большей конкретности, существует соотношение, показанное в приведенном ниже уравнении 1 (условие частичной ортогональности) между длиной N' вектора, когда два произвольных различных вектора f_i и f_i' столбцов (где i'≠i) множества векторов столбцов, составляющих матрицу DFT, частично ортогональны друг другу, и размером N DFT (длина вектора столбцов) матрицы F DFT. Здесь, I - ненулевое целое число, удовлетворяющее соотношению |I|<|i-i'|.

$$N\text{'}=\frac{\left|I\right|}{\left|i-i\text{'}\right|}N$$ (Уравнение 1)

Условие частичной ортогональности вектора f₁ столбца (то есть, i=1) и вектора f₅ столбца (то есть, i'=5), показанное на Фиг.3, будет описано в качестве примера. Поскольку |I|<i-i'|=|-4|=4, |I| принимает одно из значений 1, 2 и 3.

Когда |I| = 1, то, согласно уравнению 1, векторная длина N'=2. Таким образом, как показано на Фиг.4A, вектор f₁ столбца и вектор f₅ столбца являются частично ортогональными при векторной длине N'=2, то есть, между двумя элементами. Например, как показано на Фиг.4A, вектор f₁ столбца и вектор f₅ столбца являются частично ортогональными между двумя элементами: 0-м (k=0) элементом и первым (k=1) элементом, являются частично ортогональными между двумя элементами: вторым (k=2) элементом и третьим (k=3) элементом. То же самое относится к четвертому (k=4)-седьмому (k=7) элементам.

Аналогично, когда |I|=2, из уравнения 1 векторная длина N'=4. Таким образом, как показано на Фиг.4B, вектор f₁ столбца и вектор f₅ столбца являются частично ортогональными при векторной длине N'=4, то есть, между четырьмя элементами. Например, как показано на Фиг.4B, вектор f₁ столбца и вектор f₅ столбца являются частично ортогональными между четырьмя элементами, с 0-го (k=0) элемента по третий (k=3) элемент, и частично ортогональными между четырьмя элементами, с четвертого (k=4) элемента по седьмой (k=7) элемент.

Дополнительно, когда |I| = 3, то, согласно уравнению 1, векторная длина N'=6. Таким образом, как показано на Фиг.4C, вектор f₁ столбца и вектор f₅ столбца являются частично ортогональными при векторной длине N'=6, то есть, между шестью элементами. Например, как показано на Фиг.4C, вектор f₁ столбца и вектор f₅ столбца являются частично ортогональными между шестью элементами, с 0-го (k=0) элемента по пятый (k=5) элемент, и частично ортогональными между шестью элементами, со второго (k=2) элемента по седьмой (k=7) элемент.

Здесь, ширина B полосы (то есть, ортогональная ширина полосы матрицы DFT), соответствующая размеру N матрицы DFT, представляется как N*B_sub. Здесь, B_sub означает ортогональный частотный интервал (интервал поднесущих). Точно так же, частично ортогональная ширина полосы B', соответствующая векторной длине N' (где N'<N), где вектор f₁ столбца и вектор f₅ столбца являются частично ортогональными друг другу, представляется как N'*B_sub. Таким образом, соотношение (условие частичной ортогональности) между ортогональной шириной полосы матрицы DFT, то есть, общей шириной полосы (ортогональной шириной полосы) B, используемой для передачи сигнала SC-FDMA, и частично ортогональной шириной полосы B' может быть выражено следующим уравнением 2

$$B\text{'}=N\text{'}{B}_{sub}=\frac{\left|I\right|}{\left|i-i\text{'}\right|}N{B}_{sub}=\frac{\left|I\right|}{\left|i-i\text{'}\right|}B$$ (Уравнение 2)

Таким образом, не только векторы f_i (i=0-(N-1)) столбцов являются ортогональными друг другу при размере N матрицы DFT, но также существуют векторы столбцов, имеющие ортогональное соотношение для векторной длины N', которая меньше, чем размер N матрицы DFT.

Как описано выше, когда сигнал SC-FDMA делится на множество кластеров, соответствующие кластеры отображаются в дискретные полосы частот и поэтому, вероятно, в точке объединения кластеров должно происходить резкое изменение (точка разрыва) коэффициента усиления в канале коррекции. С другой стороны, при выполнении процесса обработки с использованием FDE изменение коэффициента усиления в канале коррекции в каждом кластере становится более медленным. То есть, даже когда происходит резкое изменение коэффициента усиления в канале коррекции (точка разрыва) (когда ортогональность матрицы DFT в ортогональной ширине полосы матрицы DFT теряется), возможно снизить ISI, поддерживая ортогональность внутри кластеров.

Таким образом, в настоящем варианте осуществления, секция 111 деления делит сигнал (спектр) SC-FDMA с частично ортогональной шириной полосы B'(=N'*B_sub), соответствующей векторной длине N', имеющей частично ортогональное соотношение с длиной N вектора столбцов матрицы DFT.

Здесь далее будут описаны способы 1-1-1-4 деления сигнала SC-FDMA.

Способ 1-1 деления

В соответствии с настоящим способом деления, секция 111 деления делит сигнал SC-FDMA с частично ортогональной шириной полосы B'(=N'*B_sub), соответствующей векторной длине N', вычисленной согласно уравнению 1.

В последующих описаниях предполагается, что количество кластеров равно 2, размер одного кластера является частично ортогональной шириной полосы B', которая удовлетворяет уравнению 2 (или уравнению 1), и размер другого кластера является разностной шириной полосы B"(=B-B') между ортогональной шириной полосы B и частично ортогональной шириной полосы B'. Дополнительно, предположим, что размер N DFT равен 8.

Таким образом, секция 111 деления делит сигнал (спектр) SC-FDMA, приходящий из секции 110 DFT, на два кластера; кластер №0 и кластер №1, как показано на Фиг.5A. Для большей конкретности, секция 111 деления делит сигнал SC-FDMA, имеющий ортогональную ширину полосы B, с использованием частично ортогональной ширины полосы B', вычисленной согласно уравнению 2. Другими словами, секция 111 деления делит сигнал SC-FDMA с частично ортогональной шириной полосы B', соответствующей векторной длине N', вычисленной согласно уравнению 1. Таким образом, секция 111 деления создает кластер №0, имеющий частично ортогональную ширину полосы B', и кластер №1, имеющий ширину полосы B"(=B-B'), являющуюся разностью между ортогональной шириной полосы B и частично ортогональной шириной полосы B'.

Как показано на Фиг.5A, секция 112 отображения затем отображает кластер №0 и кластер №1 в две дискретные полосы частот, соответственно.

С другой стороны, базовая станция принимает сигнал C-SC-FDMA, составленный из кластера №0 и кластера №1, показанный на Фиг.5A. Базовая станция применяет процесс обработки с использованием FDE к сигналу C-SC-FDMA, и, таким образом, после обработки с использованием FDE получается сигнал C-SC-FDMA, как показано на Фиг.5B. Базовая станция затем объединяет кластер №0 и кластер №1, прошедшие обработку с использованием FDE, показанные на Фиг.5B, и, таким образом, создает сигнал, имеющий ортогональную ширину полосы B(=B' +B") матрицы DFT, как показано на Фиг.5C.

Как показано на Фиг.5C, изменение коэффициента усиления в канале коррекции терпит разрыв в точке объединения между кластером №0 и кластером №1. С другой стороны, изменение коэффициента усиления в канале коррекции в каждом кластере является медленным. Таким образом, в кластере №0 ISI между мультиплексированными символами, соответствующими векторам f_i и f_i', которые удовлетворяют уравнению 2 или уравнению 1 (то есть, между частично ортогональными мультиплексированными символами), снижается. Таким образом, в кластере №0 (то есть, кластере, имеющем частично ортогональную ширину полосы B'), возможно снизить ISI, вызванную значительным изменением коэффициента усиления в канале коррекции в точке объединения (точка деления сигнала SC-FDMA) между кластером №0 и кластером №1.

Таким образом, в соответствии с представленным способом деления, хотя изменение коэффициента усиления в канале коррекции терпит разрыв в точке объединения множества кластеров, возможно понизить потерю ортогональности между мультиплексированными символами в кластере, имеющем частично ортогональную ширину полосы. Поэтому, в соответствии с настоящим способом деления, возможно понизить ISI, вызванную резким изменением коэффициента усиления в канале коррекции, даже когда сигнал SC-FDMA делится на множество кластеров.

Способ l-2 деления

В соответствии с представленным способом деления, секция 111 деления делит сигнал SC-FDMA с использованием частично ортогональной ширины полосы B', соответствующей векторной длине N', для которой (|I|/|i-i'|)^-1 в уравнении 1 равно 2 или больше и меньше, чем N, и в то же время с использованием одного из делителей N.

Ниже это будет описано более конкретно. Здесь предположим, что размер N DFT равен 12 и количество кластеров равно 2.

Когда N=12, делителями для N=12, равными 2 и больше и меньшими 12, являются 2, 3, 4 и 6. Таким образом, секция 111 деления выбирает один из делителей (|I|/|i-i'|)^-1 =2, 3, 4, 6, который является обратной величиной (|I|/|i-i'|), показанной в уравнении 1. То есть, секция 111 деления выбирает одну из векторных длин N'=6, 4, 3 и 2 согласно уравнению 1. То есть, вектор f_i столбца и вектор f_i' столбца, которые удовлетворяют выражению (|I|/|i-i'|)=l/2, 1/3, 1/4 и 1/6, соответственно, в уравнении 1, являются частично ортогональными при векторных длинах N'=6, 4, 3 и 2, соответственно.

Когда, например, деление вектора столбца f_i (i=0-11) с использованием векторной длины N' =6 (то есть, когда (|I|/|i-i'|)^-1=2), секция деления 111 предполагает, что векторная длина N' кластера №0 должна равняться 6, и предполагает, что векторная длина N" кластера №1 должна равняться 6 (=N-N'= 12-6). То есть, секция 111 деления делит сигнал SC-FDMA, имеющий ортогональную ширину полосы B(=N*B_sub=12B_sub), на кластер №0, имеющий частично ортогональную ширину полосы B'(=N'*B_sub=6B_sub), и кластер №1, имеющий ширину полосы B"(=N"*B_sub=6B_sub). То же самое применяется к случаям, когда векторная длина N'=4, 3, 2.

Таким образом, комбинация (N', N") векторных длин двух кластеров (кластер №0 и кластер №1), содержащая кластер с векторной длиной N', вычисленной, используя представленный способ деления, является одной из следующих: (6, 6), (4, 8), (3, 9) и (2, 10). То есть, все комбинации векторных длин двух кластеров являются целыми числами. Поэтому, хотя размер DFT (количество точек DFT) матрицы DFT принимает целочисленное значение от 0 до N-1, векторная длина N' и векторная длина N" = (N-N'), которые делят вектор f_i столбца, могут всегда быть целочисленными значениями, не становясь дробными. Другими словами, частично ортогональная ширина полосы B', которая делит ортогональную ширину полосы B (=N*B_sub), всегда может ограничиваться целочисленным множителем B_sub.

Таким образом, в соответствии с представленным способом деления, возможно улучшить сходство между обработкой с использованием DFT с выводом сигнала SC-FDMA, используя размер DFT, равный N, который является целочисленным значением, и обработкой с использованием деления посредством деления сигнала SC-FDMA, который является выходным сигналом обработки с использованием DFT, на множество кластеров, получая при этом эффекты, подобные эффектам способа 1 деления.

Способ l-3 деления

В соответствии с представленным способом деления, секция 111 деления делит сигнал SC-FDMA с частично ортогональной шириной полосы B', соответствующей векторной длине N', которая кратна простому числу.

Ниже это будет описано более конкретно. Например, секция 111 деления предполагает, что векторная длина N' должна быть числом a₀x₀ (где коэффициент a₀ является целым числом, равным или большим чем 1), кратным простому числу x₀. Здесь, предположим, что размер N матрицы DFT равен 12 и количество кластеров равно 2. Дополнительно, предположим, что простое число x₀=3 и коэффициент a₀=3.

Таким образом, секция 111 деления предполагает, что векторная длина N' кластера №0 должна быть равна 9 (=3x3) и векторная длина N" кластера №1 должна быть равна 3 (=N-N'=12-9). То есть, секция 111 деления делит сигнал SC-FDMA, имеющий ортогональную ширину полосы B(=N*B_sub=12b_sub), соответствующую размеру N=12 DFT, на кластер №0, имеющий частично ортогональную ширину полосы B'(=N'*B_sub=9b_sub), соответствующую векторной длине N' =9, и кластер №1, имеющий ширину полосы B" (=N"*B_sub=3B_sub), соответствующую векторной длине N"=3.

Здесь, в кластере №0 с векторной длиной N'=9, которая является числом a₀x₀, кратным простому числу x₀=3, существует вектор столбца, который является ортогональным (иерархически ортогональным) для векторной длины 3, 6, 9. Например, в реальных частях и мнимых частях векторов f₀-f₁₁ столбцов, показанных на Фиг.6, их соответствующие формы сигнала ортогональны друг другу для векторной длины 3, 6, 9 между векторами f₀ и f₄ столбцов, между векторами f₀ и f₈ столбцов и между векторами f₄ и f₈ столбцов. Здесь показано только соотношение ортогональности между векторными длинами, которые кратны простому числу x₀=3. Например, между векторами f₄ и f₈ столбцов векторная длина 3 совпадает с частью одного цикла вектора f₄ столбцов и с частью двух циклов вектора f₈ столбца, векторная длина 6 совпадает с частью двух циклов вектора f₄ столбцов и с частью четырех циклов вектора f₈ и векторная длина 9 совпадает с частью трех циклов вектора f₄ столбца и частью шести циклов вектора f₈ столбца.

То есть, векторы f₀, f₄ и f₈ столбцов из 12 векторов f₀-f₁₁ в кластере №0 (векторная длина N'=9) имеют иерархически ортогональное соотношение, в котором эти векторы столбцов являются ортогональными друг другу в цикле векторной длины 3, 6, 9. Таким образом, в кластере №0 (векторная длина N'=9), ISI уменьшается между векторами f₀, f₄ и f₈ столбцов (например, мультиплексированные символы №0, №4, №8) из 12 векторов f₀-f₁₁ столбцов (например, мультиплексированные символы №0-№11), показанных на Фиг.6.

Таким образом, в соответствии с представленным способом деления, секция 111 деления делит сигнал SC-FDMA с частично ортогональной шириной полосы B', соответствующей векторной длине N', которая является числом a₀x₀, кратным простому числу x₀, и может, таким образом, создавать кластер, содержащий больше мультиплексированных символов, которые иерархически ортогональны в цикле (x₀, 2x₀..., a₀x₀), кратном простому числу x₀. То есть, возможно создать больше мультиплексированных символов (векторов столбцов), которые частично ортогональны друг другу на размере кластеров для кластеров, созданных делением сигнала SC-FDMA. Другими словами, уменьшая мультиплексированные символы (векторы столбцов), которые не являются частично ортогональными друг другу на размере кластера для кластеров, созданных делением сигнала SC-FDMA, возможно снизить ISI, вызванную потерей ортогональности между мультиплексированными символами, не являющимися частично ортогональными друг другу.

Дополнительно, в соответствии с представленным способом деления, коэффициент a₀ является единственной информацией, которую необходимо сообщить от базовой станции на терминал 100 в качестве управляющей информации для деления сигнала (спектра) SC-FDMA, и, таким образом, возможно уменьшить объем информации, требующейся для сообщения управляющей информации.

В представленном способе деления был описан случай, когда секция 111 деления делит сигнал SC-FDMA с частично ортогональной шириной полосы B', соответствующей векторной длине N', кратной одному простому числу. Однако в настоящем изобретении секция 111 деления может также, например, делить сигнал SC-FDMA с частично ортогональной шириной полосы B', соответствующей векторной длине N', кратной произведению двух или более простых чисел.

Например, секция 111 деления предполагает, что векторная длина N' должна быть кратна (например, b₀(x₀*x_i)) (где b₀ является целым числом, равным или большим чем 1) произведению (например, x₀*x_i), по меньшей мере, двух простых чисел (двух или более простых числа) из числа простых чисел x₀, x₁, x₂.... Таким образом, кластер, имеющий частично ортогональную ширину полосы B', соответствующую векторной длине N'=b₀(x₀*x₁), может содержать мультиплексированные символы (векторы столбцов), которые иерархически частично ортогональны друг другу в цикле кратных чисел (x₀, 2x₀, ... bx₀) простого числа x₀, и мультиплексированные символы (векторы столбцов), которые иерархически частично ортогональны друг другу в цикле кратного числа (x₁, 2x₁, ... bx₁) простого числа x₁. То есть, поскольку минимальный блок деления (например, x₀*x₁) сигнала SC-FDMA увеличивается, возможно увеличение количества мультиплексированных символов (векторов столбцов), частично ортогональных друг другу для размера кластера при кластере, имеющем частично ортогональную ширину полосы B', соответствующую векторной длине N'=b₀(x₀*x₁). Таким образом, возможно дополнительно уменьшить ISI, вызванную потерей ортогональности между мультиплексированными символами (векторами столбцов).

Когда выбираются два или более простых числа, предпочтительно выбирать простые числа в порядке от меньшего простого числа (2, 3, 5, 7...). Таким образом, возможно создать больше мультиплексированных символов (векторов столбцов), которые иерархически ортогональны друг другу в цикле кратного числа для простого числа в кластере, имеющем частично ортогональную ширину полосы B', и дополнительный снизить ISI, вызванную потерей ортогональности между мультиплексированными символами (векторами столбцов).

Способ l-4 деления

В настоящем способе деления секция 111 деления делит сигнал SC-FDMA, имеющий частично ортогональную ширину полосы B', соответствующую векторной длине N', которая является степенью простого числа.

Ниже это будет описано более конкретно. Например, секция 111 деления предполагает, что длина N' вектора столбцов должна быть степенью x₀ ^a0 (где a₀ является целым числом, равным или большим чем 1) простого числа x₀. Здесь, предположим, что размер N DFT равен 12 и количество кластеров равно 2, как в случае способа 1-3 деления. Дополнительно, предположим простое число x₀=2 и коэффициент а₀=3.

Таким образом, например, секция 111 деления предполагает, что векторная длина N' кластера №0 должна быть равна 8(=2³), и предполагает, что векторная длина N" кластера №1 должна быть равна 4(=N-N'=12-8). Таким образом, секция 111 деления делит сигнал SC-FDMA, имеющий ортогональную ширину полосы B(=N*B_sub=12B_sub), соответствующую размеру N=12 DFT, на кластер №0, имеющий частично ортогональную ширину полосы B'(=N'*B_sub=8B_sub), соответствующую векторной длине N'=8, и кластер №1, имеющий ширину полосы B"(=N"*B_sub=4B_sub), соответствующую векторной длине N"=4.

Здесь существуют векторы столбцов, которые ортогональны друг другу при векторных длинах 2, 4, 8 в кластере №0, имеющем векторную длину N'=8, которая является степенью x₀ ^a0 простого числа x₀=2. Например, в реальных частях и мнимых частях векторов столбцов f₀-f₁₁, показанных на Фиг.7, их соответствующие формы сигнала ортогональны друг другу при векторной длине 2, 4, 8 между векторами столбцов f₀ и f₃, между векторами столбцов f₀ и f₆ и между векторами столбцов f₃ и f₆ , как в случае способа 1-3 деления (Фиг.6). Здесь показано только ортогональное соотношение между векторными длинами, которые являются степенями простого числа x₀=2.

То есть, векторы f₀, f₃, f₆ столбцов из 12 векторов f₀-f₁₁ столбцов в кластере №0 (векторная длина N'=8) имеют иерархическое ортогональное соотношение, при котором эти векторы столбцов ортогональны друг другу в цикле векторной длины 2, 4, 8. Таким образом, в кластере №0 (векторная длина N'=8) ISI уменьшается между векторами f₀, f₃, f₆ столбцов (например, мультиплексированные символы №0, №3, №6) из 12 векторов f₀-f₁₁ столбцов (например, мультиплексированные символы №0-№11), показанных на Фиг.7.

Таким образом, в соответствии с представленным способом деления, секция 111 деления делит сигнал SC-FDMA с частично ортогональной шириной полосы B', соответствующей векторной длине N', которая является степенью x₀ ^a0 простого числа x₀, и может, таким образом, создавать кластеры, содержащие больше мультиплексированных символов (векторов столбцов), которые иерархически ортогональны в цикле степени (x₀, x₀ ²..., x₀ ^a0) простого числа x₀. Таким образом, можно снизить ISI, вызванную потерей ортогональности между мультиплексированными символами (векторами столбцов), которые не являются частично ортогональными друг другу при размере кластера для кластеров, созданных делением сигнала SC-FDMA, как в случае способа 1-3 деления.

Дополнительно, в соответствии с представленным способом деления, коэффициент a₀ является единственной информацией, которая должна быть сообщена от базовой станции терминалу 100 в качестве управляющей информации для деления сигнала (спектра) SC-FDMA, и, таким образом, возможно снизить объем информации, который требуется, чтобы сообщить информацию управления, как в случае способа 1-3 деления.

Для представленного способа деления был описан случай, когда секция 111 деления делит сигнал SC-FDMA с частично ортогональной шириной полосы B', соответствующей векторной длине N', являющейся степенью простого числа. Однако в настоящем изобретении, например, секция 111 деления может также делить сигнал SC-FDMA с частично ортогональной шириной полосы B', соответствующей векторной длине N', которая является степенью произведения двух или более простых чисел.

Например, секция 111 деления предполагает, что векторная длина N' должна быть степенью (например, (x₀*x₁)^b0) (где b₀ является целым числом, равным или большим чем 1) произведения (например, x₀*x₁), по меньшей мере, двух простых чисел (двух или более простых числа) из числа простых чисел x₀, x₁, x₂.... Таким образом, кластер, имеющий частично ортогональную ширину полосы B', соответствующую векторной длине N'= (x₀*x₁)^b0, может содержать мультиплексированные символы (векторы столбцов), которые иерархически частично ортогональны друг другу в цикле степени (x₀, x₀ ²..., x₀ ^b0) простого числа x₀, и мультиплексированные символы (векторы столбцов), которые иерархически частично ортогональны друг другу в цикле степени (x₁, x₁ ²..., x₁ ^b0) простого числа x₁. То есть, поскольку минимальный блок деления (например, x₀*x₁) сигнала SC-FDMA увеличивается, возможно увеличить количество мультиплексированных символов (векторов столбцов), которые частично ортогональны друг другу в размере кластера для кластера, имеющего частично ортогональную ширину полосы B', соответствующую векторной длине N'= (x₀*x₁)^b0. Таким образом, возможно дополнительно снизить ISI, вызванную потерей ортогональности между мультиплексированными символами (векторы столбцов).

Дополнительно, в настоящем изобретении, секция 111 деления может также предполагать, чтобы векторная длина N' была кратна (например, р₀(x₀*x₁)^b0)) (где р₀ - целое число, равное или большее чем 1) степени (например, (x₀*x₁)) произведения (например, x₀*x₁), по меньшей мере, двух простых чисел (два или больше простых числа) из числа простых чисел x₀, x₁, x₂.... Эффекты, подобные этим, для представленного способа деления могут быть получены также и в этом случае.

Дополнительно, в настоящем изобретении, секция 111 деления может также предполагать, чтобы векторная длина N' была произведением x₀ ^c0*x₁ ^c1*..., по меньшей мере, двух (двух или более) степеней x₀ ^c0,x₁ ^c1,... (с_0, с₁... - целое число, равное или большее, чем 0, где, по меньшей мере, одно из с_0, с₁, ... является целым числом, равным или большим, чем 1) простых чисел x₀, x₁ .... Эффекты, подобные этим, для настоящего способа деления также могут быть получены в этом случае. Здесь, при FFT (быстрое преобразование Фурье), которое осуществляет обработку, эквивалентную обработке с использованием DFT, при меньшем объеме вычислений, произведение степени определенного значения может использоваться в качестве размера FFT (количества точек FFT). Таким образом, при использовании FFT вместо DFT, возможно улучшить сродство между обработкой с использованием FFT и обработкой с использованием деления сигнала SC-FDMA, используя произведение степеней простых чисел X₀ ^C0*X₁ ^C1*... как векторную длину N' для деления длины N векторов столбцов. Дополнительно, секция 111 деления может также допустить, чтобы векторная длина N' была кратна р₀(x₀ ^c0*x₁ ^c1*...) (где р₀ - целое число, равное или большее чем 1) произведению степеней простых чисел x₀ ^c0, x_1,....

Когда выбираются два или более простых числа, предпочтительно выбирать простые числа по порядку, начиная с меньшего простого числа (2, 3, 5, 7...). Таким образом, возможно создать больше мультиплексированных символов (векторов столбцов), иерархически частично ортогональных друг другу в цикле степени простого числа в кластерах, имеющих частично ортогональную ширину полосы B', и дополнительно снижать ISI, вызванную потерей ортогональности между мультиплексированными символами (векторами столбцов).

До этого были описаны способы 1-1-1-4 деления сигнала SC-FDMA посредством секции 111 деления.

Таким образом, даже при делении сигнала SC-FDMA на множество кластеров и отображении множества кластеров, соответственно, в дискретные ширины полосы, представленный вариант осуществления может снизить ISI, вызванную потерей ортогональности матрицы DFT, делением сигнала SC-FDMA с частично ортогональной шириной полосы.

Таким образом, настоящий вариант осуществления снижает ISI, вызванную потерей ортогональности матрицы DFT, и может, таким образом, улучшить характеристики передачи, не ухудшая эффективность передачи данных даже при использовании высокоуровневой многоуровневой модуляции, такой как 64 QAM, имеющей очень короткое евклидово расстояние между сигнальными точками.

В настоящем варианте осуществления был описан случай, когда терминал делит сигнал SC-FDMA на множество кластеров, так чтобы полоса частот одного кластера (здесь, кластера №0) была частично ортогональной шириной полосы. Однако терминал в настоящем изобретении также может делить сигнал SC-FDMA на множество кластеров, используя один из способов 1-1-1-4 деления, так чтобы полосы частот всего множества кластеров были частично ортогональными полосами частот. Таким образом, возможно увеличить количество мультиплексированных символов, имеющих частично ортогональное соотношение друг с другом во всех кластерах и, таким образом, снизить ISI в кластере за кластером.

Дополнительно, в настоящем варианте осуществления терминал может выполнять чередование частот для каждой полосы частот (или кластера), имеющей частично ортогональную ширину полосы, как показано на Фиг.8. Для большей конкретности, когда секция 111 деления делит сигнал SC-FDMA на кластер №0 и кластер №1, как показано в верхней части на Фиг.8, секция чередования (не показана) выполняет чередование частот в блоках с частично ортогональной полосой. То есть, секция чередования выполняет чередование частот на первой половине кластера №0, имеющей частично ортогональную ширину полосы В₀', второй половине кластера №0, имеющей частично ортогональную ширину полосы В₀', и на кластере №1, имеющем частично ортогональную ширину полосы В₁'. Таким образом, возможно дополнительно улучшить эффект разноса частот, снижая в то же время потерю ортогональности в кластерах, как в случае настоящего варианта осуществления.

Дополнительно, в настоящем варианте изобретения был описан случай, когда базовая станция сообщает терминалу 100 только информацию о частотном ресурсе каждый раз, когда базовая станция связывается с терминалом 100, и терминал 100 вычисляет информацию о кластерах (количество кластеров и размер кластеров), основываясь на информации о категории и, частично, на информации об ортогональном состоянии (уравнение 1 и уравнение 2), сообщенной заранее. Однако в настоящем изобретении, например, базовая станция может сообщать терминалу 100 всю информацию о частотных ресурсах и информацию о кластерах (количество кластеров и размер кластеров) каждый раз, когда базовая станция связывается с терминалом 100 и терминал 100 может делить сигнал SC-FDMA, основываясь на полученной информации о частотных ресурсах и информации о кластерах.

Дополнительно, например, базовая станция может также сообщать терминалу 100 информацию о частотных ресурсах, показывающую полосы частот, выделенные с учетом количества кластеров и размера кластеров. Для большей конкретности, базовая станция (планировщик базовой станции) выполняет планирование и, таким образом, выполняет процесс выделения для выделения полос частот частично ортогональной ширины полосы B', которая содержит полосу частот терминала 100, показывающую максимальное отношение SINR в конкретной ширине полосы (поднесущая), и удовлетворяет уравнению 2 (или уравнение 1) на терминале 100. То есть, базовая станция распределяет полосы частот частично ортогональной ширины полосы B', вычисленной согласно уравнению 2 (или уравнению 1), по множеству кластеров, составляющих сигнал C-SC-FDMA терминала 100. Базовая станция распределяет частотные ресурсы сигнала C-SC-FDMA, составленного из множества кластеров, имеющих частично ортогональную ширину полосы, многократно выполняя описанный выше процесс распределения в различных полосах частот. Базовая станция затем сообщает терминалу 100 информацию о частотных ресурсах, показывающую результат распределения частотных ресурсов сигнала C-SC-FDMA терминала 100. Базовая станция также выполняет описанный выше процесс распределения частотных ресурсов по терминалам, отличным от терминала 100. Это позволяет базовой станции планировать распределение частотных ресурсов по всем терминалам, расположенным в ячейке базовой станции. Дополнительно, терминал 100 может отображать сигнал C-SC-FDMA в соответствии с полосой частот, показанной в информации о частотных ресурсах, сообщенной базовой станцией. Это позволяет терминалу 100 делить SC-FDMA на множество кластеров, отображать множество кластеров в полосы частот, имеющие частично ортогональную ширину полосы, и получать, таким образом, эффекты, подобные эффектам настоящего варианта осуществления.

Вариант 2 осуществления

Настоящий вариант осуществления будет описывать случай, когда используется передача MIMO (множество входов, множество выходов), являющаяся одним из способов передачи для осуществления высокоскоростной передачи больших объемов данных. Способ передачи MIMO предусматривает множество антенн как для базовой станции, так и для терминала, предусматривает множество путей распространения (потоков) сигнала в пространстве между точками радиопередачи/радиоприема, пространственно мультиплексирует соответствующие потоки и может, таким образом, увеличивать пропускную способность.

Ниже это будет описано более конкретно. На Фиг.9 показана конфигурация терминала 200, соответствующая настоящему варианту осуществления. Терминал 200 снабжен двумя антеннами (антенны 101-1 и 101-2), которые передают сигналы C-SC-FDMA (множество кластеров), используя два потока (поток №1 и поток №2).

Дополнительно, терминал 200 содержит секции 201-1 и 201 обработки сигнала C-SC-FDMA, состоящие из секции 107 кодирования, секции 108 модуляции, секции 109 мультиплексирования, секции 110 DFT и секции 111 деления, соответственно предусмотренных для антенн 101-1 и 101-2.

Дополнительно, терминал 200 также содержит секции 203-1 и 203-2 обработки для передачи, состоящие из секции 112 отображения, секции 113 IFFT, секции 114 вставки CP и секции 115 радиопередачи, соответственно предусмотренных для антенн 101-1 и 101-2.

Секции 201-1 и 201-2 обработки C-SC-FDMA создают сигналы C-SC-FDMA (множество кластеров), применяя обработку, подобную обработке с использованием секции 107 кодирования в секции 111 деления в варианте 1 осуществления, к соответственно введенным битовым последовательностям передачи. Секции 201-1 и 201-2 обработки сигнала C-SC-FDMA затем выводят созданные сигналы C-SC-FDMA в секцию 202 предварительного кодирования, соответственно.

В качестве входного сигнала секция 202 предварительного кодирования принимает от секции 106 управления различные матрицы пространственного предварительного кодирования (PM) для каждой идентичной полосы частот, имеющей частично ортогональную ширину полосы, или для каждого идентичного кластера частично ортогональной ширины полосы. То есть, секция 202 предварительного кодирования использует одну и ту же матрицу пространственного предварительного кодирования для каждой идентичной полосы частот, имеющей частично ортогональную ширину полосы, или для каждого идентичного кластера, имеющего частично ортогональную ширину полосы. Здесь, информация о предварительном кодировании, показывающая матрицу пространственного предварительного кодирования, сообщается от базовой станции терминалу 200. Например, информация о предварительном кодировании показывает число, указывающее каждую матрицу пространственного предварительного кодирования, и секция 106 управления может вычислить каждую матрицу пространственного предварительного кодирования, основываясь на числе, указанном в информации о предварительном кодировании.

Секция 202 предварительного кодирования умножает сигналы C-SC-FDMA, приходящие из секций 201-1 и 201-2 обработки сигнала C-SC-FDMA, на матрицу пространственного предварительного кодирования, соответственно. Здесь, секция 202 предварительного кодирования умножает сигналы C-SC-FDMA, отображенные в полосы частот, имеющие одну и ту же частично ортогональную ширину полосы, или кластеры, имеющие одну и ту же частично ортогональную ширину полосы, на одну и ту же матрицу пространственного предварительного кодирования в каждом из множества потоков. Секция 202 предварительного кодирования затем выводит предварительно кодированные сигналы C-SC-FDMA в соответствующие секции 203-1 и 203-2 обработки для передачи для каждого потока.

Секции 203-1 и 203-2 обработки для передачи применяют обработку, подобную обработке, применяемой секцией 112 отображения к секции 115 радиопередачи из варианта 1 осуществления, к соответственно приходящим предварительно кодированным сигналам C-SC-FDMA и передает сигналы C-SC-FDMA после обработки для передачи базовой станции через антенны 101-1 и 101-2, соответственно.

Далее будут описаны подробности обработки с использованием предварительного кодирования с использованием секции 202 предварительного кодирования терминала 200.

Сначала будет описан случай, в котором матрица предварительного кодирования используется для каждой частично ортогональной полосы. Например, на Фиг.10A каждая секция 111 деления (Фиг.9) секций 201-1 и 201-2 обработки сигнала C-SC-FDMA делит сигнал SC-FDMA на кластер №0, имеющий ширину полосы, в два раза большую частично ортогональной ширины полосы B₀', и кластер №1, имеющий частично ортогональную ширину полосы B₁'.

Поэтому секция 202 предварительного кодирования умножает переданные кластер №0 и кластер №1 на одну и ту же матрицу пространственного предварительного кодирования для каждой частично ортогональной ширины полосы, используя поток №1 и поток №2. Для большей конкретности, как показано на Фиг.10A, секция 202 предварительного кодирования использует одну и ту же матрицу пространственного предварительного кодирования PM №0 как для потока №1, так и для потока №2, в одной частично ортогональной ширине полосы B₀' кластера №0 и использует одну и ту же матрицу PM №1 предварительного кодирования как для потока №1, так и для потока №2 в другой частично ортогональной ширине полосы B₀'. Дополнительно, секция 202 предварительного кодирования использует одну и ту же матрицу PM №2 предварительного кодирования как для потока №1, так и для потока №2 в кластере №1, имеющем частично ортогональную ширину полосы В₁'.

Далее будет описан случай, в котором одна и та же матрица пространственного кодирования используется для каждого кластера. Например, на Фиг.10B каждая секция 111 деления (Фиг.9) секций 201-1 и 201-2 обработки сигнала C-SC-FDMA делит сигнал SC-FDMA на кластер №0, имеющий частично ортогональную ширину полосы B₀', и кластер №1, имеющий частично ортогональную ширину полосы B₁'.

Секция 202 предварительного кодирования затем умножает кластер №0 и кластер №1, переданные, используя поток №1 и поток №2, на одну и ту же матрицу пространственного предварительного кодирования для каждого кластера. Для большей конкретности, как показано на Фиг.10B, секция 202 предварительного кодирования использует одну и ту же матрицу PM №0 пространственного предварительного кодирования как для потока №1, так и для потока №2 для кластера №0, имеющего частично ортогональную ширину полосы В₀'. Дополнительно, секция 202 предварительного кодирования использует одну и ту же матрицу РМ №2 пространственного предварительного кодирования как для потока №1, так и для потока №2, для кластера №1, имеющего частично ортогональную ширину полосы В₁'.

Таким образом, например, на Фиг.10A, возможно снизить ISI между кластером №0 потока №1 и кластером №1 потока №2, сохраняя ортогональность между мультиплексированными символами (векторы столбцов) в соответствующих кластерах в частотной области, как в случае варианта 1 осуществления, в то время как в пространственной области между ними возможно поддерживать ортогональность, используя матрицы пространственного предварительного кодирования (например, унитарные матрицы), ортогональные друг другу. То есть, возможно дополнительно снизить ISI между кластером №0 потока №1 и кластером №1 потока №2 (то есть, между кластерами, переданными с различными полосами частот и различными потоками). То же самое применяется между кластером №1 потока №1 и кластером №0 потока №2.

То есть, при использовании способа передачи MIMO возможно снизить ISI между различными потоками и между различными полосами частот, используя одну и ту же матрицу пространственного предварительного кодирования для каждой идентичной частично ортогональной ширины полосы (или каждого кластера) в разных потоках.

Таким образом, настоящий вариант осуществления может снизить ISI в частотной области посредством деления сигнала SC-FDMA с частично ортогональной шириной полосы, как в случае варианта осуществления 1, и дополнительно снизить ISI в пространственной области при использовании матрицы пространственного предварительного кодирования для каждой частично ортогональной ширины полосы.

Хотя в настоящем варианте осуществления был описан случай, в котором используются два потока, количество потоков не ограничивается двумя, и настоящее изобретение может также применяться к случаям, где используются три или более потоков.

Дополнительно, настоящий вариант осуществления применяется как к системе передачи с одиночным пользователем (SU)-MIMO (то есть, к передаче MIMO между множеством антенн одной базовой станции и множеством антенн одного терминала), так и к системе передачи с многочисленными пользователями (MU)-MIMO (то есть, к передаче MIMO между множеством антенн одной базовой станции и множеством антенн множества терминалов).

Дополнительно, в настоящем варианте осуществления, когда используется FSTD (разнесение коммутируемых частот передачи), терминал может переключаться между передающими антеннами для каждой полосы частот (или кластера), имеющей частично ортогональную ширину полосы. Например, как показано на Фиг.11, когда количество передающих антенн равно 3 (антенны №0-№2) и количество кластеров равно 3 (кластеры №0-№2), первая половина кластера №0, имеющего частично ортогональную ширину полосы B₀', может передаваться от антенны №0, вторая половина кластера №0, имеющего частично ортогональную ширину полосы B₀', может передаваться от антенны №1, кластер №1, имеющий частично ортогональную ширину полосы B₁', может быть передан от антенны №0, и кластер №2, имеющий частично ортогональную ширину полосы B₂', может быть передан от антенны №2. Таким образом, переключаясь между передающими антеннами на основе блока полос частот (или кластеров), имеющего частично ортогональную ширину полосы при FSTD, возможно принимать изменения, связанные с федингом, различным для разных полос частот (В₀1'-В₂'), имеющих частично ортогональные ширины полосы. Поэтому возможно получить эффект пространственного разнесения, сохраняя в то же время ортогональность в пределах полосы частот, имеющей частично ортогональную ширину полосы.

Вариант 3 осуществления

В варианте осуществления 2 был описан случай, в котором, когда используется FSTD, терминал переключается между передающими антеннами для каждой полосы частот (или кластера), имеющей частично ортогональную ширину полосы. Дополнительно, при этом был описан случай, когда множество кластеров отображаются в дискретные полосы частот при их просмотре в области частот всех передающих антенн. В отличие от этого, в настоящем варианте осуществления при использовании режима FSTD, который переключает передающие антенны для каждой полосы частот (или кластера), имеющей частично ортогональную ширину полосы, терминал отображает множество кластеров в непрерывные полосы частот при рассмотрении в частотной области всех передающих антенн.

То есть, когда FSTD используется в варианте 2 осуществления, как показано на Фиг.11, кластеры, имеющие частично ортогональные ширины полосы, отображенные на соответствующие антенны, отображаются в дискретные полосы частот, и множество кластеров отображаются в дискретные полосы частот, также при рассмотрении на частотах всех антенн. Для большей конкретности, существует межантенная свободная полоса частот между кластером №0 антенны №1 и кластером №1 антенны №0, как показано на Фиг.11. Аналогично, также существует межантенная свободная полоса частот между кластером №1 антенны №0 и кластером №2 антенны №2. Дополнительно, согласно Фиг.11, никакой кластер не отображается ни в какую межантенную свободную полосу частот и множество кластеров отображаются в дискретные полосы частот, также при рассмотрении в частотной области всех антенн.

С другой стороны, в настоящем варианте осуществления, когда используется FSTD, как показано на Фиг.12, кластеры, имеющие частично ортогональную ширину полосы, которая должна быть отображена на соответствующую антенну (пространственные ресурсы), отображаются в дискретные полосы частот, как в случае варианта 2 осуществления. С другой стороны, как показано на Фиг.12, множество кластеров, имеющих частично ортогональные полосы частот, которые должны отображаться на соответствующие антенны (пространственные ресурсы), отображаются в непрерывные полосы частот, при рассмотрении в частотной области всех антенн. То есть, как показано на Фиг.12, ни между какими кластерами не существует никакой свободной полосы частот: между кластером №A антенны №0 (пространственный ресурс №0) и кластером №B антенны №1 (пространственный ресурс №1), между кластером №B антенны №1 (пространственный ресурс №1) и кластером №C антенны №0 (пространственный ресурс №0) и между кластером №C антенны №0 (пространственный ресурс №0) и кластером №D антенны №2 (пространственный ресурс №2). То есть, при просмотре в частотной области всех антенн множество кластеров, имеющих частично ортогональные ширины полосы, отображаются в непрерывные полосы частот.

То есть, при просмотре в частотной области каждой антенны, даже когда сигналы C-SC-FDMA (множество кластеров, имеющих частично ортогональные ширины полосы) отображаются в дискретные полосы частот, если сигналы C-SC-FDMA отображаются в непрерывные полосы частот, при рассмотрении в частотной области всех антенн, возможно дополнительно получить эффекты пространственного разнесения, в то же время поддерживая ортогональность в пределах полосы частот, имеющей частично ортогональную ширину полосы, как в случае варианта 2 осуществления. Дополнительно, сторона приемного устройства (базовой станции) может выполнять обработку при приеме таким же образом, как когда сторона передающего устройства (терминала) передает сигналы SC-FDMA в непрерывных полосах частот. Таким образом, в соответствии с настоящим вариантом осуществления, приемное устройство (базовая станция) может получать эффекты пространственного разнесения, в то же время поддерживая ортогональность в пределах ширины полосы частично ортогональных полос частот, не зная об обработке с дискретным преобразованием между антеннами (между пространственными ресурсами) передающих устройств.

Настоящее изобретение может также использовать способ отображения множества кластеров, имеющих частично ортогональные полосы частот, так чтобы вращать ось антенны (или направление антенны, область пространственного ресурса) в частотной области в качестве способа отображения множества кластеров, имеющих частично ортогональные полосы частот, на множество антенн. На Фиг.13 показан случай, когда терминал отображает множество кластеров (кластеры №A, №B, №C, №D) на антенны №0-№2 (пространственные ресурсы №0-№2) таким способом, что кластеры вращаются в одном и том же направлении оси антенны (или направлении антенны, области пространственных ресурсов) в порядке от нижней частоты к верхней частоте. Для большей конкретности, как показано на Фиг.13, терминал отображает кластер №A к антенне №0 (пространственный ресурс №0), отображает кластер №B к антенне №1 (пространственный ресурс №1), отображает кластер №C к антенне №2 (пространственный ресурс №2) и отображает кластер №D к антенне №0 (пространственный ресурс №0). Таким образом, на Фиг.13 терминал отображает кластеры №A, №B, №C и №D, чтобы вращаться в одном и том же направлении оси антенны (или направлении антенны, области пространственного ресурса) (то есть, в направлении вращения, в котором номер антенны (номер пространственного ресурса) циклически увеличивается по мере увеличения частоты) в порядке антенн №0, №1, №2, №0.... Дополнительно, как показано на Фиг.13, четыре кластера №A, №B, №C и №D отображаются в непрерывные ширины полосы при просмотре в области частот всех антенн, как в случае на Фиг.12.

Таким образом, так как частотная область антенн (пространственных ресурсов), на которую отображается множество кластеров, устанавливается циклически, когда множество кластеров отображаются в частотную область множества антенн, множеству антенн необходимо сообщать всего один фрагмент информации о распределении частотных ресурсов (непрерывные частотные ресурсы или дискретные частотные ресурсы) в качестве информации о распределении частотных ресурсов. Таким образом, возможно получить эффекты, подобные настоящему варианту осуществления, уменьшая в то же время объем информации, требующейся для распределения частотных ресурсов по соответствующим антеннам. Совместно используя информацию по направлению вращения для оси антенны (область пространственных ресурсов) (например, направление вращения, в котором номер антенны циклически увеличивается (номер пространственного ресурса, номер уровня) (уменьшается) по мере увеличения (уменьшения) частоты между базовой станцией и терминалом, множеству антенн от базовой станции к терминалу должен сообщаться только один фрагмент информации о распределении частотных ресурсов в качестве информации управления.

На Фиг.13 описан случай с вращением направления, в котором, для примера, номер антенны (номер пространственного ресурса) для антенны, для которой каждый кластер отображается циклически, увеличивается по мере увеличения частоты. Однако в настоящем изобретении направление вращения оси антенны (область пространственного ресурса) в частотной области может также быть направлением вращения, в котором номер антенны (номер пространственного ресурса, номер уровня) циклически уменьшается по мере увеличения частоты.

Дополнительно, направление вращения оси антенны (область пространственного ресурса) может также переключаться для каждой конкретной полосы частот (блок субполос, составленный из множества поднесущих, блок элементов ресурсов или блок группы элементов ресурсов или т.п.). Альтернативно, направление вращения оси антенны (область пространственного ресурса) может также переключаться для каждого определенного временного блока (блока символов, блока слотов, блока субкадров или количества выполняемых повторных передач и т.п.). Альтернативно, направление вращение оси антенны (область пространственного ресурса) может также переключаться для каждого определенного блока "частота-время", составленного из двумерных ресурсов временной области и частотной области. Например, полоса частот, выделенная терминалу, может быть поделена на две части, и множество кластеров, имеющих частично ортогональные ширины полосы, могут быть отображены на множество антенн в направлении вращения, в котором номер той антенны, для который отображается каждый кластер, циклически увеличивается по мере увеличения частоты в одной полосе частот, и в направлении вращения, в котором номер антенны для той антенны, на которую отображается каждый кластер, циклически уменьшается по мере увеличения частоты в другой полосе частот. Дополнительно, когда, например, одно кодовое слово, составленное из множества символов, отображается в два слота (например, в первый слот и второй слот), множество кластеров, имеющих частично ортогональные ширины полосы, могут быть отображены на множество антенн в направлении вращения, в котором номер антенны, на которую отображается каждый кластер, циклически увеличивается по мере увеличения частоты в первом слоте, и в направлении вращения, в котором номер антенны, для антенны, на которую отображается каждый кластер, циклически уменьшается по мере увеличения частоты во втором слоте. Таким образом, возможно увеличить случайность каналов в частотной области (или временном интервале), поддерживая в то же время частично ортогональное соотношение в каждом кластере, и, таким образом, дополнительно улучшить эффект разнесения.

Дополнительно, на Фиг.13 был описан случай, когда номер антенны для антенны, на которую отображается каждый кластер и которая поворачивается в том же самом направлении оси антенны (или направлении антенны, области пространственного ресурса), изменяется по порядку от нижней частоты, и на антенны (пространственные ресурсы) отображается множество кластеров. Однако настоящее изобретение может быть также выполнено с возможностью того, что номер антенны для антенны, на которую отображается каждый кластер и которая вращается в том же самом направлении оси антенны (или направлении антенны, области пространственного ресурса), изменяется по порядку от высокой частоты, и на антенны (пространственные ресурсы) отображается множество кластеров.

Дополнительно, на Фиг.13 был описан случай, когда терминал отображает кластеры на множество антенн в непрерывных полосах частот, при вращении, например, четырех кластеров №A-№D из разных антенн (антенны №0-№2). Однако в настоящем изобретении терминал также может отображать кластеры в дискретные полосы частот для множества антенн, в то же время поворачивая множество кластеров среди разных антенн таким же образом, как на Фиг.11. То есть, на Фиг.13 между любыми кластерами может иметься свободная полоса частот (полоса частот, в которую никакой кластер не распределен): между кластером №A антенны №0 и кластером №B антенны №1, между кластером №B антенны №1 и кластером №C антенны №2 и между кластером №C антенны №2 и кластером №D антенны №0.

Вариант 4 осуществления

В способе l-4 деления варианта 1 осуществления описан случай, когда секция 111 деления 111 (Фиг.1) делит сигнал SC-FDMA с частично ортогональной шириной полосы B', соответствующей векторной длине N' согласно пунктам (1)-(5), показанным ниже.

(1) Степень простого числа x₀:

N' =x₀ ^a0 (где a₀ - целое число, равное или большее чем 1),

(2) Степень произведения, по меньшей мере, двух простых чисел (два или более простых числа) из числа простых чисел x₀, x₁, x₂...:

N'=(x₀*x₁)^b0 (где b₀ - целое число, равное или большее, чем 1),

(3) Степень, кратная произведению, по меньшей мере, двух простых чисел (два или более простых числа) из числа простых чисел x₀, x₁, x₂...:

N'=p₀(x₀*x₁)^b0 (где р₀ - целое число, равное или большее, чем 1),

(4) Произведение, по меньшей мере, двух (двух или более) степеней x₀ ^c0, x₁ ^cl... (с₀, с₁ ... являются целыми числами, равными или большими чем 0, однако, по меньшей мере, одно из чисел с₀, с₁ ... является целым числом, равным или большим чем 1) из числа простых чисел x₀, x₁ ... .

N'=x₀ ^c0*x₁ ^cl*...

(5) Произведение, кратное степеням простых чисел x₀ ^c0*x₁ ^cl*...:

N'=p₀(x₀ ^c0*x₁ ^cl*... (где p₀ - целое число, равное или большее чем 1).

Здесь произведение простых чисел (например, (x₀*x₁)) или произведение степеней простых чисел (например, (x₀ ^c0*x₁ ^cl)) представляется конечным числом, равным или большим чем 2 (например, два численных значения x₀ и x₁ или два численных значения x₀ ^c0, x₁ ^cl). То есть, когда простое число, являющееся основанием степени, представляется как x_i (i=0-(M-1)), и показатель степени представляется как c_i (i=0-(M-1)), М становится конечным значением, являющимся целым числом 2 или более.

Настоящий вариант осуществления отличается от способа l-4 деления в варианте 1 осуществления тем, что коэффициенты степеней (то есть, показатели степени) c₀, с₁..., с_м-1 сделаны связанными с основаниями степеней (то есть, простыми числами) x₀, x₁..., x_M-1 в способе деления, используя векторную длину N' в вышеупомянутом выше пункте (4) и векторную длину N' в пункте (5), описанных в способе l-4 деления варианта 1 осуществления.

Для большей конкретности, когда основание (простое число) степени представляется через x_i(i=0-(M-1)) и его показатель степени представляется через c_i(i=0-(M-1)), секция 106 управления (Фиг.1) терминала 100, соответствующего варианту осуществления, устанавливает для значения c_i, соответствующего x_i, значение, равное или меньшее показателя степени, имеющего большее основание для произведения степеней x₀ ^c0*x_i ^c1*... *x_(M-1) ^cM-1, по мере увеличения значения x_i. То есть, когда основание (простое число) степени соответствует отношению x_i<x_i' (i≠i'), секция 106 управления устанавливает показатель степени c_i, соответствующий основанию степени x_i, чтобы он соответствовал соотношению c_i≥c_i' (i≠i'). Поэтому, когда основания степени имеют соотношение x₀<x₁<x₂<...<x_M-1, секция 106 управления устанавливает показатели степени, соответствующие основаниям степеней, так чтобы иметь соотношение c₀≥c₁≥с₂ ...≥c_M-1. Секция 106 управления вычисляет векторную длину N'=x₀ ^c0*x₁ ^c1*... *x_M-1 ^cM-1 (соответствует векторной длине N' в пункте (4) способа 1-4 деления) или векторную длину N' =p₀(x₀ ^c0*x₁ ^c1*... *x_M-1 ^cM-1) (соответствует векторной длине N' в пункте (5) способа l-4 деления). Секция 111 деления затем делит сигнал SC-FDMA с векторной длиной N' или частично ортогональной шириной полосы B', соответствующей ей. То есть, секция 111 деления делит сигнал SC-FDMA с частично ортогональной шириной полосы, соответствующей векторной длине N', где значение показателя степени c_i определенной степени x_i ^ci (i - одно из значение от 0 до (M-1)) из множества степеней (x₀ ^c0, x₁ ^c1..., x_M-1 ^cM-1), составляющих произведение (x₀ ^c0*x₁ ^c1*...,*x_M-1 ^cM-1) степеней, представляющих векторную длину N', становится равным или меньшим, чем значение показателя степени c_i другой степени x_i' ^ci', имеющей меньшее основание, чем основание x_i определенной степени x_i ^ci (то есть, степени, соответствующей x_i'<x_i, где i'≠i), и становится равным или большим, чем значение показателя степени c_i'' другой степени x_i'' ^ci'', имеющей основание, большее, чем основание x_i определенной степени x_i ^ci (то есть, степень, соответствующая x_i''>x_i, где i''≠i). Секция 112 отображения отображает множество кластеров, созданных делением сигнала SC-FDMA, в дискретные полосы частот.

Таким образом, возможно увеличить количество комбинаций частично ортогональных векторов столбцов, имеющих более короткий цикл в каждом кластере частично ортогональной полосы (длины), представленной уравнением 1 и уравнением 2 и, таким образом, дополнительно снизить ISI.

Здесь далее в качестве примера будет описан случай, когда используется векторная длина N'(=x₀ ^c0*x₁ ^c1*... *x₁ ^cM-1) согласно пункту (4) способа l-4 деления варианта 1 осуществления. Здесь, предположим M=3 и основание каждой степени равно x₀=2, x₁=3, x₂=5 (то есть, x₀<x₁<x₂). Дополнительно, будет сделано сравнение количества векторов столбцов, частично ортогональных друг другу в кластерах в случае, когда показатель степени с₀<с₁<с₂ (пример 1) и с₀≥с₁≥с₂ (пример 2, то есть, настоящий вариант осуществления).

Сначала случай с с₀=0, с₁=1, с₂=2 (с₀<с₁<с₂) будет описан как пример 1. В этом случае, терминал 100 делит сигнал SC-FDMA и создает кластер, имеющий векторную длину N'=2⁰*3¹*5²=75. Здесь в кластере с векторной длиной N'=75, векторы столбцов, имеющие циклы 1, 3, 5, 15, 25 и 75, являются частично ортогональными друг другу. Поэтому количество векторов столбцов, которые частично ортогональны друг другу в кластере, равно 6.

С другой стороны, случай с с₀=0, с₁=1, с₂=2 будет описан как пример 2. В этом случае, терминал 100 делит сигнал SC-FDMA и создает кластер, имеющий векторную длину N'=2²*3¹*5¹=60. Здесь в кластере с векторной длиной N'=60 векторы столбцов, имеющие циклы 1, 3, 4, 5, 6, 10, 12, 15, 20, 30 и 60, частично ортогональны друг другу. Поэтому количество векторов столбцов, частично ортогональных друг другу в кластере, равно 12.

Когда пример 1 сравнивается с примером 2, (пример 2 - настоящий вариант осуществления), размер кластера (N'=60) меньше, чем размер кластера (N' =75) для кластера в примере 1, но возможно создать большее количество векторов столбцов, частично ортогональных друг другу в кластере. То есть, когда размер кластера (здесь, векторная длина N') увеличивается, обычно возможно увеличить количество векторов столбцов матрицы DFT, частично ортогональных друг другу в кластере, тогда как настоящий вариант осуществления может увеличить количество комбинаций векторов столбцов, имеющих более короткий цикл и являющихся частично ортогональными друг другу в кластере. Таким образом, даже когда ширина полосы кластера является узкой (даже когда длина кластера является короткой), количество частично ортогональных векторов в кластере может быть увеличено. Поэтому, по сравнению со способом l-4 деления варианта 1 осуществления, настоящий вариант осуществления может дополнительно снижать ISI, вызванную потерей ортогональности матрицы DFT в кластере.

В настоящем изобретении способ деления, использующий соотношение между основанием степени (x₀<x₁<x₂<... <x_M-1) и показателем степени (с₀≥с₁≥с₂≥... ≥c_M-1), может быть применен ко всем размерам кластеров. Когда, например, два кластера создаются из сигнала (спектра) SC-FDMA, созданного посредством обработки DFT с N=420 точками, терминал может делить сигнал SC-FDMA после установки размеров кластеров для этих двух кластеров равными 360 и 60, соответственно, и отображать эти два кластера в дискретные полосы. Здесь, поскольку 360 и 60 могут быть выражены как 360=2³*3²*5¹ и 60=2²*3¹*5¹, оба размера кластеров удовлетворяют условию (отношению между основанием степени (x₀<x₁<x₂<... <x_M-1) и показателем степени (с₀≥с₁≥с₂≥... ≥c_M-1)) в настоящем варианте осуществления. Это позволяет увеличить количество векторов столбцов матрицы DFT, имеющей частично соотношение ортогональности во всех кластерах, и, таким образом, дополнительно снизить ISI, вызванную потерей ортогональности матрицы DFT во всех дискретных выделенных полосах.

Дополнительно, в настоящем изобретении, когда, например, основание степени становится x₀<x₁<x₂<... <x_M'-1 и показатель степени становится с₀≥с₁≥с₂≥... ≥c_M'-1, терминал может при создании кластеров установить векторную длину N'(=x₀ ^c0*x₁ ^c1*... *x_M'-1 ^cM'-1<N) на минимальный блок Х деления. Здесь, М' является конечным числом, показывающим целое число, равное или большее чем 2. Терминал (секция 111 деления) может создавать множество кластеров делением сигнала SC-FDMA с частично ортогональной шириной полосы, кратной р₀Х (где р₀ - целое число, равное или большее чем 1) его минимальному блоку Х деления.

Таким образом, возможно создавать (частично) ортогональные соотношения во всех кластерах с векторной длиной, кратной минимальному блоку Х деления, когда может быть обеспечено большее количество векторов столбцов с частично ортогональным соотношением. Дополнительно, для кластера, имеющего размер кластера р₀Х(p₀≥2), больший, чем минимальный блок X деления, возможно создать некоторое количество частично ортогональных соотношений, большее, чем количество векторов столбцов, которые имеют частично ортогональное соотношение для длины минимального блока Х деления между векторами столбцов в кластере. Таким образом, возможно обеспечить эффект снижения ISI, получаемый с использованием минимального блока Х деления во всех кластерах, созданных делением сигнала SC-FDMA. Дополнительно, совместно используя в этом случае минимальный блок Х деления между базовой станцией и терминалом, от базовой станции терминалу (или от терминала к базовой станции) в качестве управляющей информации для деления может сообщаться только множитель р₀. Это позволяет уменьшить объем информации, требуемой для сообщения управляющей информации.

Дополнительно, при установке минимального блока Х деления (векторная длина N')=x₀ ^c0*x₁ ^c1*...*x_M'-1 ^cM'-1(<N) для создания кластеров, деления сигнала SC-FDMA с использованием множителя р₀Х (где р₀ - целое число, равное или большее чем 1) его минимального блока Х деления и создания множества кластеров, настоящее изобретение может представить множитель p₀ как произведение степеней, используя комбинацию (x₀, x₁..., x_M'-1) минимального блока Х деления и того же самого основания степени (простое число). То есть, настоящее изобретение может также установить множитель p_0, представленный как p₀=x₀ ^d0*x₁ ^d1*...*X_M'-1 ^dM'-1(d₀, d₁..., d_M'-1 - целое число, равное или большее чем 0, где, по меньшей мере, одно из d₀, d₁..., d_M'-1 является целым числом, равным или большим чем 1). То есть, терминал (секция деления) делит сигнал SC-FDMA с частично ортогональной шириной полосы, кратной числу р₀Х, вычисленному, умножая минимальный блок Х деления на множитель p₀, представленный произведением (x₀ ^d0*x₁ ^d1*...*x_M'-1 ^dM'-1) степеней, используя комбинацию (x₀, x₁..., x_M'-1) с тем же самым основанием, что и комбинация (x₀, x₁..., x_M'-1) множества оснований степеней, составляющих произведение степеней (x₀ ^c0*x₁ ^c1*...*x_M'-1 ^cM'-1), представляющее минимальный блок Х деления. Когда множитель р₀ установлен таким образом, размер кластера, созданного на длине (ширине полосы), равной р₀, умноженному на минимальный блок Х деления, может быть представлен как p₀X=x₀ ^(c0+d0)*x₁ ^(c1+d1)*...*x_M'-1 ^{(c(M'-1)+d(V'-1))}. То есть, в этом кластере возможно увеличить количество комбинаций иерархически частично ортогональных векторов столбцов для длин степени x₀, степени x₁..., степени x_M'-1. Тем самым, возможно создать частично ортогональные соотношения между векторами столбцов матрицы DFT в цикле степени x_i(i=0-(М'-1) во всех кластерах, созданных делением сигнала SC-FDMA, и, таким образом, дополнительно улучшить эффект снижения ISI в кластере, имеющем длину (ширину полосы) р₀Х.

Дополнительно, в способе установки вышеупомянутого множителя p₀=x₀ ^d0*x₁ ^d1*...*x_M'-1 ^dM'-1 (d₀, d₁..., d_M'-1 является целым числом, равным или большим чем 0, где, по меньшей мере, одно из чисел d₀, d₁..., d_M'-1 является целым числом, равным или большим чем 1), соответствующем настоящему изобретению, терминал может установить показатель степени d_i, соответствующий множеству степеней, составляющих произведение степеней, представляющее множитель р₀, на значение, равное или меньшее, по мере увеличения значения x_i для оснований степеней (x₀, x₁..., x_M'-1) и показателей степеней (d₀, d₁..., d_M'-1). То есть, когда основание степени (простое число) множителя р₀ имеет соотношение x_i<x_i' (i≠i'), терминал устанавливает показатель степени d_i, соответствующий основанию x_i, чтобы удовлетворить соотношению d_i≥d_i' (i≠i'). Поэтому, когда основание степени множителя р₀ имеет соотношение x₀<x₁<x₂<.. ..<x_M'-1, терминал может установить множитель р₀ так, чтобы показатели степени имели соотношение d₀≥ d₁≥d₂≥..., ≥d_M'-1. То есть, терминал (секция деления) делит сигнал SC-FDMA с частично ортогональной шириной полосы, кратной р₀Х, вычисленной умножением минимального блока Х деления на множитель р₀, где среди множества степеней, составляющих произведение степеней (x₀ ^d0*x₁ ^d1*...*x_M'-1 ^dM'-1), представляющее множитель р₀, значение показателя степени d_i определенной степени x_i ^di становится равным или меньшим, чем значение показателя степени d_i' степени x_i' ^di', имеющего меньшее основание, чем основание x_i определенной степени x_i ^di (то есть, степени, соответствующей соотношению x_i'<x_i, где i≠i'), и становится равным или большим, чем значение показателя степени d_i" степени x_i'' ^di'', имеющей большее основание, чем основание x_i определенной степени x_i' ^di' (то есть, степени, соответствующей x_i''>x_i, где i''≠i')

Это позволяет создать соотношение (c₀+d₀)≥(c₁+d₁)≥...≥(с_м'-1+d_м'-1) с кластером, длина которого (ширина полосы) может быть представлена как p₀X=x₀ ^(c0+d0)*x₁ ^(cl+dl)*...*x_M'-1 ^{(cM'-1+dM'-1M)}. То есть, в кластере, имеющем длину (ширину полосы) р₀Х, возможно увеличить количество комбинаций векторов столбцов, которые имеют более короткий цикл и иерархически частично ортогональны друг другу. Это позволяет создать частично ортогональные соотношения между векторами столбцов матрицы DFT даже в цикле степени x_i(i=0-(М'-1)) во всех кластерах, созданных делением сигнала SC-FDMA, и, таким образом, дополнительно снизить ISI.

На Фиг.14 представлен кластер размера N', принимая M=3 и минимальный блок деления X=12=2²*3¹*5⁰ (то есть, x₀ (=2)<x₁(=3)<x₂ (=5), c₀(=2)≥c₁(=l)≥c₂(=0)), в котором множитель p₀=x₀ ^d0*x₁ ^d1*... *x_M'-1 ^dM'-1 имеет соотношение x₀<x₁<x₂<.. ..<x_M'-1 и d₀≥ d₁≥d₂≥..., ≥d_M'-1,(где М'=3). На Фиг.14 показан случай для M=M'(=3) в качестве примера, но M≠M' также может применяться. Например, в случае с числом №3, показанном на Фиг.14, поскольку множитель равен p₀=6=2¹*3¹*5, размер кластера равен N'=p₀X=72=2³*3²*5⁰, удовлетворяя соотношению (c₀+d₀)(=3)≥(c₁+d₁)(=2)≥(c₂+d₂)(=0). То есть, в кластере с векторной длиной N'=72 возможно создать комбинации векторов столбцов, которые имеют более короткий цикл, такой как 2, 3, 4, 6, 8, 9..., и в котором векторы столбцов матрицы DFT делаются иерархически частично ортогональным для длин степени 2, степени 3, степени 4, ... .

Дополнительно, как описано в способе l-3 деления варианта 1 осуществления, когда сигнал SC-FDMA делится с использованием частично ортогональной ширины полосы B', соответствующей векторной длине N', которая кратна простому числу (N' =a₀x₀ (где простое число равно x₀, коэффициент a₀ является целым числом, равным или большим чем 1)), то есть, когда сигнал SC-FDMA делится, предполагая, что x₀ является минимальным блоком деления и что размер кластера для каждого кластера является длиной, кратной количеству минимальных блоков деления, множитель (коэффициент a₀) может быть степенью x₀ ^d0 простого числа x₀ (здесь, d₀ - целое число, равное или большее чем 0). Это позволяет увеличить число комбинаций векторов столбцов, которые иерархически частично ортогональны в цикле степени x₀ в кластере, имеющем длину a₀x₀ (=x₀ ^d0+1), и, таким образом, дополнительно снизить ISI, больше, чем в способе l-3 деления варианта 1 осуществления.

Дополнительно, как описано в способе l-3 деления варианта 1 осуществления, когда сигнал SC-FDMA делится с использованием частично ортогональной ширины полосы B', соответствующей векторной длине N', кратной произведению двух или более простых чисел (например, N'=b₀(x₀*x₁) (где x₀ и x₁ являются простыми числами, коэффициент b₀ является целым числом, равным или большим чем 1), то есть, когда сигнал SC-FDMA делится, используя (x₀*x₁) в качестве минимального блока деления, и, принимая размер каждого кластера как длину, соответствующую множителю минимального блока деления, множитель (коэффициент b₀) может быть степенью (x₀*x₁)^d0 произведения (x₀*x₁) простых чисел (здесь, d₀ - целое число, равное или большее чем 0). Это позволяет увеличить количество комбинаций векторов столбцов, которые иерархически частично ортогональны в цикле степеней x₀, x₁, и (x₀*x₁) кластера, имеющего длину b₀(x₀*x₁)(=(x₀*x₁)^d0+1), и, таким образом, дополнительно снизить ISI больше, чем в способе l-3 деления варианта 1 осуществления.

Вариант 5 осуществления

В варианте 1 осуществления и варианте 4 осуществления был представлен случай, где, как показано на Фиг.1, секция деления соединяется с секцией DFT терминала, выходной сигнал (выход DFT) секции DFT непосредственно делится, используя вышеупомянутый способ деления, и, таким образом, создается множество кластеров. В отличие от этого, настоящий вариант осуществления будет описывать случай, в котором между секцией DFT и секцией деления обеспечивается секция смещения. Для большей конкретности, терминал, соответствующий настоящему варианту осуществления, заставляет секцию смещения циклически смещать по частоте выходной сигнал DFT (сигнал (спектр) SC-FDMA), выходящий из секции DFT, делить сигнал SC-FDMA после циклического смещения по частоте между частично ортогональными полосами частот (длинами) и создавать множество кластеров.

На Фиг.15 показана конфигурация передающего устройства (терминала), соответствующего настоящему варианту осуществления. В терминале 300, показанном на Фиг.15, те же самые компоненты, что и в варианте осуществления 1 (Фиг.1), будут иметь те же самые ссылочные позиции и описания их будут опущены.

Секция 301 смещения принимает сигнал в частотной области (сигнал SC-FDMA), созданный, применяя обработку с использованием DFT к последовательности символов во временной области, приходящей из секции 110 DFT в качестве входной, и принимает величину смещения (величину циклического частотного смещения) в частотной области, установленную базовой станцией (или терминалом 300), от секции 106 управления в качестве входной величины. Секция 301 смещения затем циклически смещает по частоте сигнал SC-FDMA, приходящий из секции 110 DFT, в пределах полосы DFT (размер N DFT) при обработке с использованием DFT секцией 110 DFT в соответствии с величиной циклического частотного смещения, введенного от секции 106 управления. То есть, секция 301 смещения применяет циклическое частотное смещение к сигналу SC-FDMA в пределах полосы DFT. Секция 301 смещения может также быть выполнена таким образом, чтобы не производить циклическое частотное смещение сигнала (спектра) SC-FDMA последовательности пилотных символов, в которой мультиплексируются во времени символ данных и пилотный символ, приходящие в секцию 301 смещения. Секция 301 смещения обеспечивает на выходе циклически смещенный по частоте сигнал SC-FDMA, подаваемый на секцию 111 деления. Подробности обработки с циклическим смещением по частоте сигнала (спектра) SC-FDMA, выполняемым секцией 301 смещения, будут описаны позже.

Секция 111 деления делит циклически смещенный по частоте сигнал SC-FDMA, поступающий из секции 301 смещения с частично ортогональной длиной (векторной длиной) N', и создает множество кластеров, используя один из способов деления, описанных в упомянутых выше вариантах осуществления (например, вариант 1 осуществления или вариант 4 осуществления).

Далее, на Фиг.16 представлена конфигурация приемного устройства (базовая станция), соответствующего настоящему варианту осуществления. Базовая станция 400, показанная на Фиг.16, определяет распределение частотных ресурсов восходящего канала, параметры (размер кластеров и количество кластеров и т.п.) спектрального деления на каждом терминале и величину циклического частотного смещения и сообщает определенную информацию каждому терминалу в качестве информации, которая должна сообщаться. Базовая станция 400 может также сообщать терминалу информацию о распределении частотных ресурсов, учитывая влияния спектрального деления и величину циклического частотного смещения, основываясь на параметрах о спектральном делении. Каждый терминал (терминал 300) затем делит циклически смещенный по частоте сигнал (спектр) SC-FDMA, основываясь на параметрах спектрального деления, введенных в информацию, сообщаемую от базовой станции 400.

В конфигурации приемного устройства (базовая станция 400), показанного на Фиг.16, конфигурация, за исключением секции 408 обратного смещения, то есть, конфигурация, в которой выходной сигнал из объединяющей секции 407 вводится напрямую в секцию 409 IDFT, соответствует конфигурации приемного устройства (базовой станции) (не показана) варианта 1 осуществления.

Приемное устройство (базовая станция 400), показанное на Фиг.16, состоит из антенны 401, радиоприемной секции 402, секции 403 удаления CP, секции 404 FFT, секции 405 обратного отображения, секции 406 FDE, объединяющей секции 407, секции 408 обратного смещения, секции 409 IDFT, секции 410 демодуляции, секции 411 декодирования, измерительной секции 412, планировщика 413, секции 414 управления, генераторной секции 415, секции 416 кодирования, секции 417 модуляции и радиопередающей секции 418.

Радиоприемная секция 402 базовой станции 400 принимает сигнал C-SC-FDMA по восходящему каналу, передаваемый от каждого терминала через антенну 401, и применяет обработку, используемую при приеме, такую как преобразование с понижением частоты, аналого-цифровое (A/D) преобразование в сигнал C-SC-FDMA. Радиоприемная секция 402 выводит сигнал C-SC-FDMA, подвергнутый обработке, используемой при приеме, в секцию 403 удаления CP.

Секция 403 удаления CP удаляет CP, прибавленный к заголовку сигнала C-SC-FDMA, приходящего из радиоприемной секция 402, и выводит сигнал C-SC-FDMA после удаления CP в секцию 404 FFT (быстрого преобразования Фурье).

Секция 404 FFT применяет FFT к сигналу C-SC-FDMA после удаления CP, поступившему из секции 403 удаления CP, чтобы преобразовать сигнал C-SC-FDMA в сигналы C-SC-FDMA в частотной области, то есть, в компоненты поднесущей (ортогональные частотные составляющие). Секция 404 FFT выводит компоненты поднесущей после FFT в секцию 405 обратного отображения. Дополнительно, когда компонент поднесущей после FFT является пилот-сигналом, секция 404 FFT выводит компонент поднесущей в измерительную секцию 412.

Секция 405 обратного отображения производит обратное преобразование (выборки) сигнала C-SC-FDMA (сигнал данных), назначенного каждому компоненту поднесущей (ортогональный частотный компонент) частотного ресурса, используемого целевым терминалом, из компонент поднесущей, приходящих из секции 404 FFT, основываясь на информации об отображении частотных ресурсов терминала, введенной из секции 414 управления. Секция 405 обратного отображения затем выводит отображенный сигнал C-SC-FDMA обратно в секцию 406 FDE.

Секция 406 FDE вычисляет вес FDE, основываясь на оценочном значении коэффициента усиления в частотном канале между каждым терминалом и базовой станцией 400, оцениваемом секцией оценки (не показана), и корректирует сигналы C-SC-FDMA, приходящие из секции 405 обратного отображения в частотной области, используя вычисленный вес FDE. Секция 406 FDE затем выводит сигнал после FDE в объединяющую секцию 407.

Объединяющая секция 407 объединяет сигналы C-SC-FDMA (то есть, сигналы (спектры) C-SC-FDMA после FDE, составленные из множества кластеров), приходящие из секции 406 FDE в частотной области, основываясь на размере кластера и количестве кластеров, приходящих из секции 414 управления. Объединяющая секция 407 затем выводит объединенный сигнал C-SC-FDMA в секцию 408 обратного смещения.

Секция 408 обратного смещения циклически выполняет смещение по частоте в направлении, противоположном направлению, заданному секцией 301 смещения терминала 300 (то есть, обратное циклическое смещение по частоте), для объединенного сигнала (спектра) C-SC-FDMA после того, как FDE, соответствующий величине циклического частотного смещения, приходящий из секции 414 управления (той же самой величине циклического частотного смещения, что и величина циклического частотного смещения, используемого секцией 301 смещения терминала 300). Когда, например, величина циклического частотного смещения секции 301 смещения терминала 300 равна +z(-z), секция 408 обратного смещения базовой станции 400 выполняет циклическое частотное смещение -z(+z) для объединенного сигнала после FDE. Секция 408 обратного смещения после приложения обратного циклического частотного смещения выводит сигнал C-SC-FDMA в секцию 409 IDFT.

Секция 409 IDFT применяет процесс обработки с использованием IDFT к сигналу C-SC-FDMA, приходящему из секции 408 обратного смещения, (сигнал (спектр) C-SC-FDMA, объединенный после FDE и подвергнутый обратному циклическому частотному смещению), и, таким образом, отображает сигнал C-SC-FDMA в сигнал во временной области. Секция 409 IDFT затем выводит сигнал во временной области в секцию 410 демодуляции.

Секция 410 демодуляции демодулирует приходящий из секции 409 IDFT сигнал во временной области, основываясь на информации о MCS (схема модуляции), введенной от планировщика 413, и выводит демодулированный сигнал в секцию 411 декодирования.

Секция 411 декодирования декодирует сигнал, приходящий из секции 410 демодуляции, основываясь на информации о MCS (скорость кодирования), введенной от планировщика 413, и выводит декодированный сигнал в качестве принятой битовой последовательности.

С другой стороны, измерительная секция 412 измеряет качество канала каждого терминала в частотной области, например SINK (отношение "сигнал/помеха плюс шум"), для каждой поднесущей каждого терминала, используя управляющие сигналы (пилот-сигналы, переданные от каждого терминала), введенные в компоненты поднесущих, приходящие из секции 404 FFT, и, таким образом, создает информацию о качестве канала (CQI) каждого терминала. Измерительная секция 412 затем выводит CQI каждого терминала к планировщику 413.

Планировщик 413 вычисляет приоритет распределения совместно используемых частотных ресурсов восходящего канала (PUSCH: физический совместно используемый восходящий канал) для каждого терминала, используя введенную информацию о QoS (качестве обслуживания) и т.п. каждого терминала. Планировщик 413 затем назначает каждую поднесущую (или блок RB частотных ресурсов (блок ресурсов), составленный из множества поднесущих) каждому терминалу, используя вычисленный приоритет и CQI, введенный от измерительной секции 412. PF (пропорциональное равноправие) или т.п. может использоваться в качестве алгоритма, используемого для распределения частотных ресурсов. Дополнительно, планировщик 413 выводит информацию о распределении частотных ресурсов для каждого терминала, показывающую частотные ресурсы для каждого терминала, выделенные, используя описанный выше способ, на секцию 414 управления и секцию 415 генерации выводит управляющую информацию (информацию о MCS или т.п.), кроме информации о распределении частотных ресурсов, в секцию 410 демодуляции, секцию 411 декодирования и секцию 415 генерации.

Секция 414 управления вычисляет количество кластеров и размер кластеров терминала, используя информацию о распределении частотных ресурсов каждого терминала, введенную от планировщика 413, информацию терминала о категории (информацию, содержащую размер DFT) и информацию о частично ортогональном состоянии (информацию, показывающую частично ортогональное состояние (уравнение 1 или 2) сигнала C-SC-FDMA). Дополнительно, секция 414 управления вычисляет частотные ресурсы, в которые отображаются сигналы C-SC-FDMA каждого терминала, основываясь на вычисленном количестве кластеров и размере кластеров. Секция 144 управления затем выводит вычисленное количество кластеров и размер кластеров в объединяющую секцию 407 и выводит в секцию 405 обратного отображения информацию об отображении частотных ресурсов, показывающую частотные ресурсы, в которые отображаются сигналы C-SC-FDMA каждого терминала. Дополнительно, секция 414 управления устанавливает величину циклического частотного смещения, используемую в секции 408 обратного смещения и в секции 301 смещения терминала 300, и выводит информацию об установленной величине циклического частотного смещения в секцию 408 обратного смещения и секцию 415 генерации.

Секция 415 генерации отображает информацию о распределении частотных ресурсов, приходящую из планировщика 413, информацию управления (информацию о MCS и т.п.), кроме информации о распределении частотных ресурсов и информации о величине циклического частотного смещения, приходящей из секции 414 управления, в двоичную битовую последовательность управления, которая должна сообщаться каждому терминалу, и, таким образом, создает управляющий сигнал. Секция 415 генерации затем выводит созданный управляющий сигнал в секцию 416 кодирования.

Секция 416 кодирования кодирует управляющий сигнал, приходящий из секции 415 генерации, и выводит кодированный управляющий сигнал в секцию 417 модуляции.

Секция 417 модуляции модулирует управляющий сигнал, приходящий из секции 416 кодирования, и выводит модулированный управляющий сигнал на радиопередающую секцию 418.

Радиопередающая секция 418 применяет обработку, используемую при передаче, такую как цифроаналоговое (D/A) преобразование, усиление и преобразование с повышением частоты, к управляющему сигналу, приходящему из секции 417 модуляции, и передает сигнал, подвергнутый обработке, используемой при передаче, на каждый терминал через антенну 401.

Далее будут описаны подробности обработки с циклическим частотным смещением для сигнала (спектра) SC-FDMA с использованием секции 301 смещения терминала 300.

Так как для C-SC-FDMA предварительное кодирование выполняется, используя матрицу DFT, даже если выход DFT (выходной сигнал обработки с использованием DFT) циклически смещается в пределах полосы DFT (размера N DFT), возможно создавать частично ортогональное соотношение среди векторов столбцов в произвольной позиции выхода DFT, пока размер кластера из числа кластеров, созданных посредством деления, имеет длину N', что удовлетворяет уравнению 1. Настоящий вариант осуществления пользуется преимуществом, даваемым этим признаком.

Ниже это будет описано более конкретно. То есть, будет описан признак в секции, в которой векторы столбцов матрицы DFT частично ортогональны друг другу.

Сначала будут описаны частично ортогональные условия среди векторов столбцов матрицы DFT в сегменте от k=0 до N'-1 векторной длины N (секция: k=0-(N-1)).

Два вектора столбцов f_i(k)(=f_i) и f_i'(k)(=f_i') (где i'≠i), имеющие разные угловые частоты в матрице DFT, определяются следующим уравнением 3.

$$\left\{\begin{array}{l}{f}_{\iota }(k)=\frac{1}{\sqrt{N}}{e}^{-j2\pi \frac{i}{N}k}\\ f_{\iota \text{'}}(k)=\frac{1}{\sqrt{N}}{e}^{-j2\pi \frac{i\text{'}}{N}k}\end{array}\right\}дляk=0~N-1$$ (Уравнение 3)

В уравнении 3 N представляет размер DFT (количество точек DFT) и i, i'=0-(N-1). Здесь, векторная длина N (секция: k=0-(N-1)), внутреннее произведение (частичная взаимная корреляция без разницы во времени) для f_i(k) и f_i'(k) в частичной векторной длине N' (сегмент: k=0-(N'-1)), являются такими, как показано в нижеследующем уравнении 4 (где N'<N).

$${\displaystyle \sum _{k=0}^{N^{\text{'}}-1}{f}_i(k)f_{i\text{'}}^{*}(k)=\frac{1}{N}}{\displaystyle \sum _{i=0}^{N\text{'}-1}{e}^{-j2\pi \frac{i-i\text{'}}{N}k}}=\frac{1}{N}{e}^{-j2\pi \frac{i-i\text{'}}{N}(N\text{'}-1)}\frac{\sin (\pi \frac{i-i\text{'}}{N}N\text{'})}{\sin (\pi \frac{i-i\text{'}}{N})}$$ (Уравнение 4)

Верхний индекс * в уравнении 4 означает комплексно сопряженное значение. Из уравнения 4 ясно, что два ортогональных вектора столбцов, то есть, два вектора столбцов, частично ортогональных на частичной векторной длине N' (сегмент: k=0-(N'-1)), являются комбинацией векторов столбцов, где exp(-j2π(i-i')k/N) угловой частоты 2π(i-i')/N в сегменте k=0-(N'-1) вращается, по меньшей мере, на один оборот. То есть, когда (i-i')N'/N является целым числом, где i'≠i, два вектора f_i(k) и f_i'(k) столбцов являются частично ортогональными друг другу в секции k=0-(N'-1). Поэтому между векторной длиной N'(<N) существует конкретное соотношение, как показано в приведенном ниже уравнении 5, в котором произвольные два разных вектора f_i(k) и f_i'(k) столбцов (где i'≠i) из множества векторов столбцов, составляющих матрицу DFT, являются частично ортогональными друг другу и размеру N DFT (длина вектора столбцов) матрицы DFT.

$$N\text{'}=\left|\frac{I}{i-i\text{'}}\right|N=\frac{\left|I\right|}{\left|i-i\text{'}\right|}N$$ (Уравнение 5)

Здесь I - ненулевое целое число, удовлетворяющее соотношению |I|<|i-i'|. То есть, когда размер кластера выражается длиной N' согласно уравнению 5 (или уравнению 1), возможно создать частично ортогональное соотношение между векторами столбцов DFT в кластере.

Далее будут описаны условия частичной ортогональности между векторами столбцов матрицы DFT в сегменте k=z-(z+N'-1) векторной длины N (секция: k=0-(N-1)). Ссылочный символ z является произвольным вещественным числом.

Из уравнения 3, внутреннее произведение f_i(k) и f_i'(k) в частичной векторной длине N' (сегмент: k=z - z+N'-1) векторной длины N (секция: k=0-(N-1)), находится, как показано в следующем уравнении 6 (где N'<N).

$$\begin{array}{l}{\displaystyle \sum _{k=z}^{z+N^{\text{'}}-1}{f}_i(k)f_{i\text{'}}^{*}(k)=\frac{1}{N}}{\displaystyle \sum _{i=z}^{z+N\text{'}-1}{e}^{-j2\pi \frac{i-i\text{'}}{N}k}}=\frac{1}{N}{e}^{-j\pi \frac{i-i\text{'}}{N}(2z+N\text{'}-1)}\frac{\sin (\pi \frac{i-i\text{'}}{N}N\text{'})}{\sin (\pi \frac{i-i\text{'}}{N})}=\\ =\frac{1}{N}{e}^{-j\pi \frac{i-i\text{'}}{N}(2z)}\times Уравнение4\end{array}$$ (Уравнение 6)

В уравнении 6 верхний индекс * означает комплексно сопряженное значение. Из уравнения 6, поскольку (1/N)exp(-jπ(i-i')(2z)/N)≠0, то для того, чтобы уравнение 6 было равно 0, требуется, чтобы было равно 0 уравнение 4. Поэтому понятно, что условие, чтобы векторы столбцов матрицы DFT были частично ортогональны друг другу в сегменте k=z-(z+N'-1), является также тем же самым, что и в уравнении 1, описанном в варианте 1 осуществления или в уравнении 5, приведенном выше (условие частичной ортогональности в сегменте k=0-(N'-1)).

То есть, понятно, что существует признак, посредством которого соотношение частичной ортогональности может быть создано между векторами столбцов в позициях (позиции полосы) произвольного спектра сигнала (спектр) SC-FDMA, который является выходным сигналом DFT, пока длина (ширина полосы) кластеров, созданных делением сигнала SC-FDMA, удовлетворяет условию частичной ортогональности векторной длины N' (ширины полосы B') в уравнении 1 или уравнении 2 (уравнении 5). Дополнительно, его длина N' может быть циклической в пределах полосы DFT. То есть, соотношение частичной ортогональности между векторами столбцов матрицы DFT может поддерживаться, только если длина (ширина полосы) кластера удовлетворяет длине N', и поэтому терминал 300 может применять циклическое частотное смещение к выходному сигналу DFT в полосе DFT.

На Фиг.17A и Фиг.17B представлен случай, где сегмент векторной длины N'=8 устанавливается, когда размер DFT (количество точек) N=10 (выход DFT составляет значения от 0 до 9). Дополнительно, на Фиг.17A сегмент длины N'=8 устанавливается с выходным количеством точек DFT от 0 до 7 (то есть, величина циклического частотного смещения z=0), тогда как на Фиг.17B сегмент длины N'=8 устанавливается с выходным количеством точек DFT от 3 до 9 и 0 (то есть, z=3), циклически смещенных в пределах полосы DFT. Здесь, когда длина N'(=8) сегмента удовлетворяет уравнению 1 (или уравнение 5), соотношение частичной ортогональности может быть создано между векторами столбцов в пределах полосы выходных точек DFT от 0 до 7 на Фиг.17A, и соотношение частичной ортогональности может быть создано между векторами столбцов в пределах полосы выходных точек DFT от 3 до 9 и 0 на Фиг.17B.

Используя преимущество описанного выше признака, секция 301 смещения терминала 300 циклически смещает по частоте сигнал SC-FDMA, который является выходным сигналом DFT, приходящим от секции 110 DFT, посредством точек z в пределах полосы DFT. Секция 111 деления затем делит сигнал SC-FDMA после циклического смещения частоты с частично ортогональной шириной полосы, используя один из способов деления, описанных в варианте 1 осуществления или в варианте 3 осуществления, и, таким образом, создает множество кластеров.

Здесь на Фиг.18А-C показан ряд этапов обработки в секции 301 смещения и секции 111 деления. На Фиг.18А-C, принимая размер DFT равным N=72 точки (номера выходов DFT от 0 до 71), терминал 300 создает два кластера (кластер №0 и кластер №1). Дополнительно, здесь секция 301 смещения циклически смещает выход DFT от нижней частоты к верхней частоте. Кроме того, на Фиг.18A показан 72-точечный выход DFT (сигналы SC-FDMA), полученный после того, как секция 110 DFT выполнила обработку с использованием DFT для последовательности символов во временной области.

Секция 301 смещения применяет циклическое частотное смещение с z=4 (поднесущие) к выходу DFT, показанному на Фиг.18А в пределах полосы DFT из N=72 точек. Таким образом, как показано на Фиг.18B, получается сигнал, в котором выход DFT насчитывает от 0 до 71 точек и циклически смещен на z=4 в направлении от нижней частоты к верхней (то есть, DFT выводит номера 68-71, от 0 до 67).

Как показано на Фиг.18C, секция 111 деления затем делит сигнал из 72 точек (номера точек выхода DFT 68-71, от 0 до 67) после циклического частотного смещения на z=4 (поднесущие), показанного на Фиг.18B, на два кластера: кластер №0 (DFT выводит номера 68-71, от 0 до 7), имеющий частично ортогональную ширину полосы (векторная длина N'=12), и кластер №1 (DFT выводит номера 8-67), имеющий частично ортогональную ширину полосы (векторная длина N'=60). Секция 112 отображения затем отображает кластер №0 и кластер №1, показанные на Фиг.18C, в дискретные полосы частот и, таким образом, получает сигналы C-SC-FDMA.

Таким образом, настоящий вариант осуществления может улучшить гибкость отображения выхода DFT в частотные ресурсы (поднесущие), делая векторы столбцов матрицы DFT частично ортогональными друг другу в пределах кластеров. Когда, например, в конкретных частотных ресурсах постоянно присутствует сигнал помехи с большой мощностью, терминал может циклически смещать по частоте выход DFT перед делением выходного сигнала DFT (сигнал SC-FDMA). Таким образом, поддерживая соотношение частичной ортогональности в кластерах, возможно предотвратить постоянный прием большой помехи по выходу DFT, отображенному в конкретные ресурсы, снижая, в то же время, ISI. То есть, в соответствии с настоящим вариантом осуществления, терминал может выполнять управление предотвращением помехи, не изменяя позиции частотных ресурсов, выделенных сигналу SC-FDMA.

В настоящем изобретении направление циклического частотного смещения может быть направлено от нижней частоты к верхней частоте или от верхней частоты к нижней частоте. То есть, значение циклического частотного смещения z может быть плюсовым (+) или минусовым (-).

Дополнительно, конфигурация терминала 300, как показано на Фиг.15, была описана в настоящем варианте осуществления, в котором секции соединяются в следующем порядке: секция DFT → секция смещения → секция деления → секция отображения. Однако, терминал, соответствующий настоящему изобретению, может также иметь конфигурацию (не показана), в которой секции соединяются в следующем порядке: секция DFT → секция деления→ секция смещения → секция отображения. В этом случае, терминал может циклически смещать по частоте множество компонент поднесущей, принадлежащих каждому кластеру из множества кластеров (множество кластеров после деления не подчиняются никакому циклическому частотному смещению), и выполнять отображение, подобное показанному на Фиг.18C, для множества кластеров. Таким образом, даже когда порядок соединения компонент терминала изменяется, эффекты, подобные эффектам настоящего варианта осуществления, могут быть получены.

Дополнительно, относительно преобразования Фурье, вместо конфигурации (Фиг.15) для реализации циклического смещения по частоте в частотной области, описанного в настоящем варианте осуществления, терминал может также принять конфигурацию умножения сигнала во временной области, выведенного из секции IFFT, на поворот фазы (и амплитудной составляющей), соответствующей циклическому смещению частоты во временной области. То есть, вместо секции смещения терминала, показанной на Фиг.15, может быть также принята конфигурация (не показана), в которой секция умножения, которая умножает сигнал во временной области, выведенный из секции IFFT, на поворот фазы (и амплитудной составляющей), соответствующий циклическому смещению частоты в частотной области, подключается после секции IFFT. Эффекты, подобные эффектам, даваемым настоящим вариантом осуществления, также могут быть получены в этом случае.

Дополнительно, в настоящем изобретении была описана конфигурация базовой станции, как она показана на Фиг.16, где секции соединяются в следующем порядке: секция обратного отображения → секция FDE → объединяющая секция → секция обратного смещения → секция IDFT. Однако, базовая станция, соответствующая настоящему изобретению, может также иметь конфигурацию (не показана), в которой секции соединяются в следующем порядке: секция обратного отображения → секция обратного смещения→ секция FDE → объединяющая секция → секция IDFT, или в следующем порядке: секция обратного отображения → секция FDE → секция обратного смещения → объединяющая секция → секция IDFT. В случае конфигурации, например, в следующем порядке: секция обратного отображения → секция обратного смещения → секция FDE → объединяющая секция → секция IDFT, базовая станция может побудить секцию обратного смещения выполнять обратное циклическое частотное смещение для последовательности обратно отображенного сигнала, побудить секцию FDE также выполнять обратное циклическое частотное смещение для веса FDE и выполнять FDE для последовательности обратно отображенного сигнала после обратного циклического частотного смещения, используя вес FDE после обратного циклического частотного смещения. С другой стороны, в случае конфигурации в следующем порядке: секция обратного отображения → секция FDE → секция обратного смещения → объединяющая секция → секция IDFT, базовая станция может побудить секцию обратного смещения выполнять обратное циклическое частотное смещение для сигнальной последовательности после FDE и побудить объединяющую секцию объединять множество кластеров после того, как обратное циклическое частотное смещение будет отображено в дискретные полосы частот. Даже когда порядок соединения компонент базовой станции изменяется таким образом, эффекты, подобные эффектам настоящего варианта осуществления, могут быть получены.

Дополнительно, в отношении преобразования Фурье, вместо конфигурации (Фиг.16) выполнения обратного циклического смещения частоты в частотной области, описанного в настоящем варианте осуществления, может быть также принята конфигурация, в которой сигнал во временной области, выведенный из секции IDFT базовой станции, может быть умножен на поворот фазы (и амплитудный компонент), соответствующий обратному циклическому смещению частоты в частотной области. То есть, может также быть принята конфигурация (не показана), в которой вместо секции обратного смещения, показанной на Фиг.16, после секции IDFT присоединяется секция умножения, которая умножает сигнал во временной области, выведенный из секции IDFT, на поворот фазы (и амплитудный компонент), соответствующий обратному циклическому смещению частоты в частотной области. Эффекты, подобные эффектам настоящего варианта осуществления, также могут быть получены в этом случае.

Дополнительно, в настоящем изобретении, когда терминал передает сигналы C-SC-FDMA параллельно в частотной области, терминал может обеспечивать множество блоков, состоящих из секции кодирования, секции модуляции, секции мультиплексирования, секции DFT, секции смещения и секции деления, как показано на Фиг.19. Терминал может индивидуально устанавливать величину смещения в каждом блоке и применять циклическое частотное смещение к выходному сигналу DFT каждого блока. В терминале 500, показанном на Фиг.19, используются М блоков 501-1-501-М, и каждый блок индивидуально обеспечивается секцией кодирования, секцией модуляции, секцией мультиплексирования, секцией DFT, секцией смещения и секцией деления для передачи битовой последовательности, причем показан случай, когда М сигналов C-SC-FDMA передаются параллельно в частотной области. Принимая конфигурацию, показанную на Фиг.19, в радиоканале, имеющем различные среды распространения радиоволн в различных полосах частот, таком как широкополосный радиоканал, выполненный из множества путей прохождения и обладающий частотной избирательностью, возможно улучшить гибкость отображения сигналов в каждом блоке на частотных ресурсах (поднесущих), применяя индивидуальное циклическое частотное смещение к каждому блоку и делая, в то же время, векторы столбцов матрицы DFT частично ортогональными друг другу в каждом кластере сигнала C-SC-FDMA, созданного в каждом блоке.

Величина циклического частотного смещения может быть разделена среди множества блоков, и информация управления об одной общей величине циклического частотного смещения может сообщаться от базовой станции терминалу (или от терминала базовой станции). Дополнительно, величина индивидуального циклического частотного смещения для каждого блока может быть установлена как одно и то же значение и информация управления о величине циклического частотного смещения каждого блока может сообщаться от базовой станции терминалу (или от терминала базовой станции) одновременно. Когда, например, один и тот же формат передачи (например, один и тот же набор MCS или один и тот же способ деления C-SC-FDMA (количество кластеров или размер кластеров и т.п.) используется для множества блоков, существует корреляция по заданному качеству связи (например, SINK требуется, чтобы удовлетворить требование по определенному коэффициенту ошибок) между блоками. Поэтому совместное использование величины циклического частотного смещения (то есть, установление одной и той же величины циклического частотного смещения) множеством блоков может дополнительно улучшить корреляцию по заданному качеству связи между блоками и управлять форматами передачи множества блоков одновременно и надежно. Дополнительно, когда используется одна общая величина циклического частотного смещения, объем информации, которую требуется сообщать от базовой станции терминалу (или от терминала базовой станции) может быть уменьшен.

Когда, например, используется способ группирования, посредством которого один сигнал ACK (подтверждения) возвращается, когда базовая станция нормально принимает все битовые последовательности передачи (транспортные блоки) множества блоков, или один сигнал NACK (отсутствие подтверждения приема) возвращается, когда даже одна ошибка обнаруживается базовой станцией при передаче множества транспортных блоков от базовой станции к терминалу, может использоваться описанный выше способ установки величины циклического частотного смещения (способ установки одной и той же величины циклического частотного смещения для множества блоков). То есть, устанавливая одну и ту же величину циклического частотного смещения для множества блоков (то есть, используя один и тот же способ установки для циклических частотных смещений), возможно коррелировать транспортные блоки множества блоков и их соответствующие механизмы создания ошибок. Поэтому возможно снизить вероятность того, что транспортные блоки, создающие ошибку, и транспортные блоки, не имеющие ошибок, могут быть смешаны среди транспортных блоков множества блоков, и снизить ненужные повторные передачи транспортных блоков, нормально принимаемых базовой станцией.

Дополнительно, значение величины циклического частотного смещения z, соответствующее выходному сигналу DFT, выходящему из секции DFT терминала в настоящем изобретении, также может быть установлено на то же самое значение, что и длина, которая удовлетворяет частично ортогональной векторной длине (ширине полосы), соответствующей одному из способов деления, описанных в варианте 1 осуществления или в варианте 4 осуществления. Таким образом, условия частичной ортогональности, подобные условиям частичной ортогональности для сигнала (спектра) SC-FDMA перед циклическим частотным смещением, также применимы к сигналу (спектру) SC-FDMA после циклического частотного смещения.

Дополнительно, в настоящем изобретении величина циклического частотного смещения z может также быть связана с минимальным блоком деления при делении сигнала (спектра) SC-FDMA. Когда, например, минимальный блок деления сигнала (спектра) SC-FDMA определяется как N_min, минимальная величина смещения для общей величины циклического частотного смещения z, как может аналогично предполагаться, должна равняться N_min. В этом случае, минимальная величина смещения, N_min, может делиться между передающим и приемным устройствами (терминалом и базовой станцией) и величина kN_min (k является целым числом), кратная минимальной величине смещения, может быть определена как величина циклического частотного смещения z, придаваемого выходному сигналу DFT. Таким образом, в качестве управляющей информации о величине циклического частотного смещения z, сообщаемой от базовой станции терминалу (или от терминала базовой станции), может быть необходим только множитель (коэффициент) k. Дополнительно, когда сообщается управляющая информация (множитель k) о величине циклического частотного смещения z, величина циклического частотного смещения k также может сообщаться вместе с информацией о делении кластера (количество долей и т.п.) или с информацией о распределении частотных ресурсов. Это позволяет снизить объем информации, который требуется, чтобы сообщить величину циклического частотного смещения.

Дополнительно, когда сигналы C-SC-FDMA, к которым терминал применяет циклическое частотное смещение, передаются параллельно в частотной области, величина циклического частотного смещения может определяться относительно среди сигналов C-SC-FDMA, передаваемых параллельно (например, среди блоков 501-1-501-М терминала 500, показанного на Фиг.19). Для большей конкретности, разность между величиной циклического частотного смещения сигнала C-SC-FDMA, которая должна быть точкой отсчета, и величиной циклического частотного смещения других сигналов C-SC-FDMA может быть определена как относительная величина смещения (разностная величина смещения) и относительная величина смещения (разностная величина смещения), которая может сообщаться от базовой станции терминалу (или от терминала базовой станции). Например, будет описан случай, когда величина циклического частотного смещения сигнала C-SC-FDMA, отображенного в полосу низких частот, устанавливается равной z₀=5, а величина циклического частотного смещения сигнала C-SC-FDMA, отображенного в полосу высоких частот, устанавливается равной z₁=10. В этом случае, разность (относительное значение) z₁-z₀=5 между величиной циклического частотного смещения сигнала C-SC-FDMA, отображенного в полосу низких частот, и величиной циклического частотного смещения сигнала C-SC-FDMA, отображенного в полосу высоких частот, может сообщаться вместе с величиной циклического частотного смещения z₀=5 сигнала C-SC-FDMA, отображенного в полосу низких частот, чтобы быть точкой отсчета в качестве управляющей информации для величины циклического частотного смещения, о котором сообщается от базовой станции терминалу (или от терминала базовой станции). Это позволяет снизить объем служебной информации, требующейся, чтобы сообщить величину циклического частотного смещения, по сравнению со случаем, когда величина циклического частотного смещения для каждого сигнала C-SC-FDMA сообщается индивидуально. Хотя здесь был описан случай, в котором сообщается величина циклического частотного смещения, соответствующая двум сигналам C-SC-FDMA, количество сигналов C-SC-FDMA, которые должны передаваться параллельно, не ограничивается 2, а может быть 3 или больше.

Вариант 6 осуществления

В соответствии с настоящим вариантом осуществления, терминал, выполняющий передачу MIMO, применяет индивидуальные циклические частотные смещения в пределах полосы DFT к сигналам SC-FDMA, передаваемым через различные пространственные ресурсы (уровни, антенны или потоки), в которые отображаются множество кодовых слов для каждого из различных пространственных ресурсов. Терминал затем делит сигнал каждого пространственного ресурса (уровня, антенны или потока) с использованием частично ортогональной ширины полосы (ширины полосы, соответствующей частично ортогональной векторной длине).

На Фиг.20 представлена конфигурация передающего устройства (терминала), соответствующего настоящему варианту осуществления. В терминале 600, показанном на Фиг.20, тем же самым компонентам, которые показаны в варианте 2 осуществления (Фиг.9), присвоены те же самые ссылочные позиции и описания их будут опущены. Дополнительно, терминал 600, показанный на Фиг.20, снабжен двумя антеннами, которые передают сигналы C-SC-FDMA, используя два пространственных ресурса, как в случае варианта 2 осуществления. Терминал 600, показанный на Фиг.20, отличается от терминала 200 (Фиг.9) в варианте 2 осуществления тем, что секция 601 обработки C-SC-FDMA, которая создает сигнал (спектр) SC-FDMA, передаваемый через каждый пространственный ресурс, после секции 110 DFT индивидуально обеспечивается секцией 301 смещения для каждой битовой последовательности (кодовой комбинации), передаваемой параллельно, используя пространственные ресурсы.

В терминале 600, показанном на Фиг.20, секция 106 управления передает со своего выхода каждой секции 301 смещения индивидуальную величину циклического частотного смещения, соответствующую каждой секции 601 C-SC-FDMA. Возможен случай, когда индивидуальная величина циклического частотного смещения для секции 601 обработки C-SC-FDMA может определяться базовой станцией и определенная величина циклического частотного смещения может сообщаться от базовой станции терминалу, или случай, когда терминал может определять величину циклического частотного смещения и определенная величина циклического частотного смещения может сообщаться терминалом базовой станции.

Секции 601-1 и 601-2 обработки C-SC-FDMA применяют обработку, подобную обработке, выполняемой от секции 107 кодирования до секции 110 DFT варианта 2 осуществления, к введенным кодовым словам (битовым последовательностям передачи) и, таким образом, создают сигналы (спектры) SC-FDMA. Каждая секция 110 DFT из числа секций 601-1 и 601-2 обработки сигнала C-SC-FDMA передает со своего выхода созданный сигнал (спектр) SC-FDMA на каждую секцию 301 смещения.

Секция 301 смещения применяет индивидуальное циклическое частотное смещение к сигналу (спектру) SC-FDMA, приходящему из секции 110 DFT для каждой секции обработки C-SC-FDMA в соответствии с конкретной для кодовой комбинации (то есть, для каждой секции обработки C-SC-FDMA) величиной циклического частотного смещения, поступающей из секции 106 управления, таким же образом, как в варианте 5 осуществления. Секция 301 смещения после циклического частотного смещения передает сигнал (спектр) SC-FDMA) со своего выхода на секцию 111 деления.

Секция 111 деления делит сигнал (спектр) SC-FDMA после того, как циклическое частотное смещение введено из секции 301 смещения с использованием частично ортогональной ширины полосы, используя один из способов деления, описанных в приведенных выше вариантах осуществления (например, вариант 1 осуществления или вариант 4 осуществления), и создает множество кластеров. Секция 111 деления каждой секции 601 обработки C-SC-FDMA затем передает со своего выхода множество созданных кластеров в секцию 202 предварительного кодирования.

Далее будут описаны подробности обработки сигнала C-SC-FDMA в секции 601 обработки C-SC-FDMA терминала 600.

Ниже будет описан случай, в котором, как показано на Фиг.21A-C, терминал 600 отображает два кодовых слова (кодовое слово №0 и кодовое слово №1) для двух различных пространственных ресурсов (здесь они могут быть уровнем №0 и уровнем №1 или антеннами, потоками). Дополнительно, на Фиг.21A-C, принимая размер DFT равным N=72 точки (номера выходов DFT от 0 до 71), терминал 600 создает два кластера (кластер №0 и кластер №1). Дополнительно, секция 301 смещения циклически смещает выходной сигнал DFT от низких частот к высоким частотам.

На Фиг.21A показан 72-точечный выход DFT (сигнал SC-FDMA), полученный после каждой секции 110 DFT секций 601-1 и 601-2 обработки сигнала C-SC-FDMA, которые выполняют обработку DFT для двух кодовых слов №0 и №1, соответственно.

Каждая секция 301 смещения секций 601-1 и 601-2 обработки C-SC-FDMA индивидуально применяет циклическое частотное смещение в пределах полосы DFT (размер DFT N=72 точки) к двум сигналам SC-FDMA, соответственно, (сигнал кодового слова №0 и сигнал кодового слова №1), показанным на Фиг.21A. Для большей конкретности, как показано на Фиг.21B, секция 301 смещения секции 601-1 обработки сигнала C-SC-FDMA применяет циклическое частотное смещение с z=0 (без циклического частотного смещения) к сигналу кодового слова №0, передаваемому через уровень №0 (пространственный ресурс №0). Дополнительно, как показано на Фиг.21B, секция 301 смещения секции 601-2 обработки C-SC-FDMA применяет циклическое частотное смещение с z=12 (с циклическим частотным смещением) к сигналу кодового слова №1, передаваемому через уровень №1 (пространственный ресурс №1). То есть, секция 301 смещения применяет циклическое частотное смещение к кодовым словам (сигналам SC-FDMA), передаваемым через множество уровней (пространственных ресурсов) в пределах полосы DFT для каждого из множества пространственных ресурсов (уровень, антенна или потоки).

Как показано на Фиг.21C, каждая секция 111 деления секций 601-1 и 601-2 обработки C-SC-FDMA делит кодовое слово (сигнал SC-FDMA) после циклического частотного смещения на кластер №0 с векторной длиной N'=12 и кластер №1 с векторной длиной N'=60 и, таким образом, создает два кластера.

Таким образом, при передаче MIMO настоящий вариант осуществления может гибко выполнить отображение частоты, адаптированное к качеству каждого канала (линии связи) пространственных ресурсов (уровень, антенна или поток), через которые передаются кодовые слова, поддерживая в то же время соотношение частичной ортогональности в пределах кластера кодовых слов, передаваемого через каждый пространственный ресурс, для каждого кодового слова (каждого пространственного ресурса, каждого уровня, каждой антенны или каждого потока и т.п.).

Настоящий вариант осуществления описывает способ SU-MIMO, в котором передающее и приемное устройства (терминал и базовая станция) реализуют передачу MIMO, используя, например, множество антенн. Однако настоящее изобретение также применимо к MU-MIMO восходящей и нисходящей линии связи. Например, при передаче MU-MIMO по нисходящей линии связи различные кодовые слова, отображенные для различных пространственных ресурсов (уровни, антенны или потоки), являются кодовыми словами, направляемыми различным терминалам. В этом случае необходимо удовлетворить требования по качеству, которые различаются в зависимости от того или иного приемного устройства (терминала). Например, в случае сотовой системы, такой как мобильный телефон, качество связи терминала (принимающего устройства), расположенного в разных местах, значительно отличается. Как описано выше, в соответствии с настоящим вариантом осуществления, однако, передающее устройство (базовая станция) применяет индивидуальное циклическое частотное смещение к каждому кодовому слову, передаваемому через каждый из пространственных ресурсов, в которых множество кодовых слов отображаются для различных пространственных ресурсов (уровни, антенны или потоки). Таким образом, в кластере каждого кодового слова возможно гибкое выполнение преобразования частот (циклического частотного смещения), приспосабливаясь к качеству каждого канала (линии связи) пространственного ресурса, через который кодовое слово передается для каждого кодового слова (каждый пространственный ресурс, каждый уровень, каждая антенна или каждый поток), поддерживая в то же время соотношение частичной ортогональности в пределах кластера каждого кодового слова.

В настоящем варианте осуществления описан случай, когда передающее устройство (терминал) отображает два кодовых слова для двух пространственных ресурсов (уровней, антенн или потоков), соответственно. Однако в настоящем изобретении передающее устройство (терминал) может также применить три или более кодовых слов для трех или более пространственных ресурсов (уровней, антенн или потоков).

Дополнительно, в настоящем изобретении величина циклического частотного смещения z_i, индивидуально установленная для каждого кодового слова (каждый уровень, каждая антенна или каждый поток), может быть связана с минимальным блоком деления при делении сигнала (спектра) SC-FDMA. Когда, например, минимальный блок деления сигнала (спектра) SC-FDMA определяется как N_min, минимальная величина смещения для индивидуальной величины циклического частотного смещения z_i, установленная для каждого кодового слова (каждого пространственного ресурса, каждого уровня или каждого потока), может также аналогично определяться как N_min. Таким образом, возможно применить условие частичной ортогональности, подобное условию частичной ортогональности, соответствующему сигналу (спектру) SC-FDMA) перед циклическим частотным смещением, ко всем кластерам после циклического частотного смещения.

Дополнительно, в настоящем изобретении, величина циклического частотного смещения z_i, индивидуально установленная для каждого кодового слова (каждого уровня, каждой антенны или каждого потока), может быть установлена как множитель размера кластера, имеющего минимальную частично ортогональную ширину полосы для множества кластеров, созданных делением сигнала SC-FDMA. То есть, величина циклического частотного смещения z_i может быть связана с полосой частот кластера, имеющего минимальную частично ортогональную ширину полосы. Когда, например, размер кластера, имеющего минимальную частично ортогональную ширину полосы в определенном пространственном ресурсе (уровень, антенна или поток), предполагается равным B_min, величина циклического частотного смещения в одном пространственном ресурсе или другом пространственном ресурсе может быть установлена как kB_min (k - целое число). Это позволяет поддерживать (частично) соотношение ортогональности в частотной области между пространственными ресурсами (уровни, антенны или потоки) и одновременно снижать помеху от других кластеров других пространственных ресурсов.

Дополнительно, в настоящем варианте осуществления описан случай, в котором используется величина циклического частотного смещения, индивидуально установленная для каждого кодового слова (каждого пространственного ресурса, каждого уровня, каждой антенны или каждого потока). Однако в настоящем изобретении величина циклического частотного смещения, индивидуально установленная для каждого кодового слова (каждого пространственного ресурса, каждого уровня, каждой антенны или каждого потока), может быть также определена относительно между кодовыми словами (между пространственными ресурсами, между уровнями, между антеннами или между потоками). Для большей конкретности, разность между величиной циклического частотного смещения для кодового слова (пространственного ресурса, уровня, антенны или потока), служащего точкой отсчета, и величиной циклического частотного смещения другого кодового слова (пространственного ресурса, уровня, антенны или поток) может быть определена как относительная величина смещения (разностная величина смещения), и относительная величина смещения (разностная величина смещения) может сообщаться базовой станцией терминалу (или терминалом базовой станции). Например, будет описан случай, когда величина циклического частотного смещения кодового слова №0 устанавливается равной z₀=5 и величина циклического частотного смещения кодовой комбинации №1 устанавливается равной z₁=10. В этом случае разность (относительное значение) равна z₁-z₀=5 и является разностью между величиной циклического частотного смещения кодового слова №0 и величиной циклического частотного смещения кодового слова №1 и может быть сообщена вместе с величиной циклического частотного смещения z₀=5 кодового слова №0, которая служит точкой отсчета, в качестве управляющей информации о величине циклического частотного смещения, которая сообщается базовой станцией терминалу (или терминалом базовой станции). Таким образом, служебная информация в объеме информации, требующейся для сообщения о величине циклического частотного смещения, по сравнению со случаем, когда величина циклического частотного смещения для каждого кодового слова (пространственного ресурса, уровня, антенны или потока) сообщается индивидуально, может быть сокращена. Хотя здесь был описан случай, в котором сообщаются величины циклического частотного смещения, соответствующие двум кодовым словам, количество кодовых слов не ограничивается 2, а может быть равно 3 или больше. Дополнительно, вместо кодовых слов может также использоваться относительное значение (разностное значение) величины циклического частотного смещения между ресурсами, указывая пространственные ресурсы, такие как уровень, антенна или поток.

В настоящем варианте осуществления был описан случай, в котором используется индивидуальная величина циклического частотного смещения, установленная для каждого кодового слова (пространственный ресурс, уровень, антенна или поток). Однако в настоящем изобретении величина циклического частотного смещения может использоваться совместно множеством кодовых слов (пространственных ресурсов, уровней, антенн или потоков), так чтобы использовалась одна общая величина циклического частотного смещения. Дополнительно, та же самая величина циклического частотного смещения может также быть установлена для множества кодовых комбинаций (пространственных ресурсов, уровней, антенн или потоков). Когда, например, передающее устройство (терминал) отображает кодовые слова, имеющие одну и ту же MCS для множества кодовых слов (пространственных ресурсов, уровней, антенн или потоков), величина циклического частотного смещения каждого кодового слова (пространственного ресурса, уровня, антенны или потока) может быть установлена как одно и то же значение (или использовать одно общее циклическое частотное смещение) и величина циклического частотного смещения может сообщаться базовой станцией терминалу (или терминалом базовой станции). Таким образом, кодовыми словами, имеющими, по существу, одно и то же требуемое качество, отображенными во множество пространственных ресурсов (уровни, антенны или потоки), можно управлять одновременно и надежно. Дополнительно, когда используется одна общая величина циклического частотного смещения, объем информации, который требуется, чтобы сообщить величину циклического частотного смещения базовой станцией терминалу (или терминалом базовой станции), может дополнительно быть снижен.

Дополнительно, для варианта 2 осуществления был описан способ предварительного кодирования при передаче MIMO для деления сигнала SC-FDMA каждого потока с частично ортогональной шириной полосы и умножения сигналов, отображенных в полосы частот, имеющие одну и ту же частично ортогональную ширину полосы (длину), во множество потоков посредством одной и той же матрицы предварительного кодирования, соответственно. Таким образом, настоящий вариант осуществления может также принять конфигурацию, в которой передающее устройство (терминал) циклически смещает по частоте сигнал SC-FDMA, затем делит сигнал SC-FDMA и умножает сигналы множества пространственных ресурсов (уровней, антенн или потоков), отображенных в полосы частот, имеющие одну и ту же частично ортогональную ширину полосы (длину), посредством одной и той же матрицы пространственного предварительного кодирования, соответственно. То есть, терминал, соответствующий настоящему изобретению, может принять конфигурацию, объединяющую вариант осуществления 2 и настоящий вариант осуществления. Это делает возможным получить эффекты, подобные соответствующим эффектам варианта 2 осуществления и настоящего варианта осуществления.

Дополнительно, в настоящем варианте осуществления был описан случай, в котором, когда передающее устройство (терминал) передает множество кодовых слов через множество уровней, одно кодовое слово отображается в один пространственный ресурс (уровень) (то есть, кодовое слово и пространственный ресурс (уровень) имеют взаимно-однозначное соответствие). Однако настоящее изобретение также применимо к случаю, когда передающее устройство (терминал) отображает одно кодовое слово во множество пространственных ресурсов (уровней) (например, передача MIMO одиночного кодового слова). Например, будет описан случай, когда терминал выполняет передачу с пространственным мультиплексированием для двух кодовых слов (кодовое слово №0 и кодовое слово №1), используя четыре пространственных ресурса (уровни №0-№3). В этом случае терминал может отображать сигнал (модулированный сигнал) кодового слова №0 в два уровня, а именно уровень №0 и уровень №1, и отображать сигнал (модулированный сигнал) кодового слова №1 в два уровня, уровень №2 и уровень №3. В этом случае терминал может применить индивидуальное циклическое частотное смещение к каждому кодовому слову, используя величину циклического частотного смещения, индивидуально установленную для каждого уровня (пространственного ресурса).

Дополнительно, в настоящем изобретении при отображении одного кодового слова во множество уровней терминал может использовать одну и ту же величину циклического частотного смещения для множества уровней (пространственных ресурсов), в которые отображается одно кодовое слово. Например, как показано на Фиг.22A-C, будет описан случай, в котором терминал выполняет передачу с пространственным мультиплексированием для двух кодовых слов (кодовое слово №0 и кодовое слово №1), используя четыре уровня (уровни №0-№3). На Фиг.22A терминал отображает каждое кодовое слово в два уровня (пространственных ресурса). Дополнительно, как показано на Фиг.22B, терминал устанавливает одну и ту же величину циклического частотного смещения для уровней (пространственных ресурсов), в которые отображается одно и то же кодовое слово. Например, как показано на Фиг.22B, терминал отображает сигнал кодового слова №0 в два уровня (пространственных ресурса), уровень №0 и уровень №1, и использует одну и ту же величину циклического частотного смещения z₀=12 на двух уровнях (уровень №0 и уровень №1). Аналогично, как показано на Фиг.22B, терминал отображает сигнал кодового слова №1 в два уровня (пространственных ресурса), уровень №2 и уровень №3, и использует одну и ту же величину циклического частотного смещения z₁=60 для двух уровней (уровня №2 и уровня №3). Как показано на Фиг.22C, терминал делит сигнал после циклического частотного смещения на два кластера (кластер №0 и кластер №1), имеющих частично ортогональную ширину полосы. Таким образом, поскольку различные модулированные сигналы, содержащиеся в одном и том же кодовом слове, преобразуемом в разные пространственные ресурсы (уровни), подвергаются циклическому частотному смещение, используя одну и ту же величину циклического частотного смещения, возможно компенсировать очевидные изменения в канале, вызванные циклическим частотным смещением между одними и теми же кодовыми словами, отображенными для разных пространственных ресурсов (уровней). Таким образом, возможно сделать вероятностное распределение битов или символов в пределах кодового слова равномерным и надежно выполнять адаптивное управление, такое как адаптивная модуляция.

Выше был описан случай (например, Фиг.22), в котором одна и та же величина циклического частотного смещения применяется в пределах кодовых слов, отображенных для разных пространственных ресурсов (уровней). Однако настоящее изобретение может также принять конфигурацию, в которой одна и та же относительная величина циклического смещения применяется в пределах кодовых слов, преобразуемых в различные пространственные ресурсы (уровни), в то время как для кодовых слов используются разные значения относительной величины циклического смещения. Например, в случае, в котором два кодовых слова (кодовое слово №0 и кодовое слово №1) отображаются для четырех пространственных ресурсов (уровни №0-№3), кодовое слово №0 отображается в уровень №0 и уровень №1 и кодовое слово №1 отображается в уровень №2 и уровень №3. Дополнительно, здесь предполагается, что, например, величина циклического частотного смещения уровня №0, который служит в качестве точки отсчета, равна 8, относительная величина циклического частотного смещения для уровня №0 и уровня №1, в которые отображено кодовое слово №0, равна 5, и относительная величина циклического частотного смещения для уровня №2 и уровня №3, в которые отображается кодовое слово №1, равна 20. В этом случае величина циклического частотного смещения уровня №0 равна 8, величина циклического частотного смещения уровня №1 равна величине циклического частотного смещения уровня №0 плюс относительная величина циклического частотного смещения, то есть, 8+5=13, величина циклического частотного смещения уровня №2 равна величине циклического частотного смещения уровня №1 плюс относительная величина циклического частотного смещения, то есть, 13+20=33, и величина циклического частотного смещения уровня №3 равна величине циклического частотного смещения уровня №2 плюс относительная величина циклического частотного смещения, то есть, 33+20=53. Таким образом, сообщая об относительной величине циклического частотного смещения, возможно исключить излишек управляющей информации о величине циклического частотного смещения, поддерживать одно и то же качество связи в пределах кодовых слов и гибко устанавливать величину циклического частотного смещения, пригодную для качества связи при передаче конкретного кодового слова из числа кодовых слов.

Когда терминал отображает одну кодовую комбинацию во множество пространственных ресурсов (уровней), как показано, например, на Фиг.22, настоящее изобретение может использовать сигналы повторения для сигналов, преобразуемых во множество уровней. Например, на Фиг.22, терминал может отображать копию (сигнал повторения) выходного сигнала DFT для кодового слова №0 (или кодового слова №1), отображенного в уровень №0 (или уровень №2), в уровень №0 и уровень №1 (или уровень №2 и уровень №3).

Вариант 7 осуществления

В варианте 6 осуществления описан случай, в котором терминал выполняет индивидуальное циклическое частотное смещение для каждого пространственного ресурса (уровня) в одномерной области только в частотной области. В отличие от этого, настоящий вариант осуществления отличается от варианта 6 осуществления тем, что терминал выполняет циклическое смещение в пространственной области в дополнение к циклическому смещению в частотной области и, таким образом, выполняет циклическое (пространственное и частотное) смещение в двумерной области: пространственной области и частотной области.

Для большей конкретности, терминал, соответствующий настоящему варианту осуществления, применяет циклическое частотное смещение к множеству выходных сигналов DFT (множеству кодовых слов), передаваемых множеству пространственных ресурсов (уровней) для каждого пространственного ресурса в частотной области, как в случае варианта 6 осуществления, и дополнительно применяет циклическое пространственное (уровень) смещение к сигналам C-SC-FDMA (множеству кластеров), созданным делением множества выходных сигналов DFT (множества кодовых слов), передаваемых через множество пространственных ресурсов (уровней), основываясь на блоке частично ортогональных полос частот (например, кластерах, имеющих частично ортогональные ширины полосы) в пространственной области (между пространственными ресурсами).

На Фиг.23 представлена конфигурация передающего устройства (терминала), соответствующего настоящему варианту осуществления. В терминале 700, показанном на Фиг.23, тем же самым компонентам, что и в варианте 6 осуществления (Фиг.20), присвоены те же самые ссылочные позиции, и их описания опущены. Дополнительно, терминал 700, показанный на Фиг.23, снабжен двумя антеннами, которые передают сигналы C-SC-FDMA, используя два пространственных ресурса, как в случае варианта 6 осуществления. Дополнительно, секция 702 смещения частоты секции 701 обработки C-SC-FDMA, показанная на Фиг.23, выполняет ту же самую обработку, что и секция 301 смещения секции 601 обработки C-SC-FDMA в терминале 600 (Фиг.20) варианта 6 осуществления. Таким образом, терминал 700, показанный на Фиг.23, отличается от терминала 600 (Фиг.20) варианта 6 осуществления в том, что секция 703 пространственного смещения обеспечивается между секцией 111 деления и секцией 202 предварительного кодирования.

В терминале 700, показанном на Фиг.23, секция 703 пространственного смещения принимает информацию о величине смещения (здесь далее упоминается как "величина циклического пространственного смещения") в области пространственных ресурсов (уровня) для каждой частично ортогональной ширины полосы (например, кластера, имеющего частично ортогональную ширину полосы), от секции 106 управления в качестве входной информации. Дополнительно, секция 703 пространственного смещения принимает сигналы C-SC-FDMA (множество кластеров), подвергнутые индивидуальному циклическому частотному смещению для каждого кодового слова (или каждого уровня) от каждой секции 111 деления секции 701 обработки C-SC-FDMA, в качестве входных сигналов, как в случае варианта 6 осуществления. Секция 703 пространственного смещения затем применяет циклическое пространственное смещение к каждому кластеру среди пространственных ресурсов (уровней) в соответствии с индивидуальной величиной циклического пространственного смещения для каждой частично ортогональной полосы частот (кластера). Для большей конкретности, секция 703 пространственного смещения применяет циклическое пространственное смещение к сигналам C-SC-FDMA (множеству кластеров), созданным делением кодовых слов (сигналов SC-FDMA), переданных через множество пространственных ресурсов (уровней) в блоках (которые являются единичными элементами) с ортогональной шириной полосы (которая является величиной блока, т.е. единичного элемента). Секция 703 пространственного смещения затем выводит кластеры после циклического пространственного смещения в секцию 202 предварительного кодирования.

Далее будут описаны подробности обработки с использованием циклического пространственного смещения с использованием секции 703 пространственного смещения терминала 700.

Ниже описан случай, в котором терминал 700 отображает два кодовых слова (кодовое слово №0 и кодовое слово №1) на два разных пространственных ресурса (здесь, уровней), как в случае варианта 6 осуществления. Дополнительно, секции 701-1 и 701-2 обработки C-SC-FDMA терминала 700 применяют циклическое частотное смещение к кодовому слову №1 и кодовому слову №2 (Фиг.21B), показанным на Фиг.21A, как в случае варианта осуществления 6, делят сигнал SC-FDMA после циклического частотного смещения с частично ортогональной шириной полосы и создают два кластера, кластер №0 и кластер №1 (Фиг.21C). Таким образом, терминал 700 выполняет циклическое смещение в одномерной области частотной области посредством обработки, показанной на Фиг.21B.

Как показано на Фиг.24, секция 703 пространственного смещения применяет циклическое пространственное смещение к каждому кластеру (кластеру №0 и кластеру №1) после циклического частотного смещения между пространственными ресурсами (уровнями) в блоках частично ортогональной ширины полосы, то есть, к каждому кластеру, имеющему частично ортогональную ширину полосы. На Фиг.24 величина циклического пространственного смещения для кластера №0 равна 0 (нет циклического пространственного смещения) и величина циклического пространственного смещения для кластера №0 равна 1 (есть циклическое пространственное смещение). Таким образом, как показано на Фиг.24, секция 703 пространственного смещения применяет циклическое пространственное смещение к кластеру №0 с величиной циклического пространственного смещения, равной 0, (нет циклического пространственного смещения) в блоках частично ортогональной ширины полосы с N'=12. Аналогично, как показано на Фиг.24, секция 703 пространственного смещения применяет циклическое пространственное смещение к кластеру №1 с величиной циклического пространственного смещения, равной 1, в блоках частично ортогональной ширины полосы с N'=60. Как показано на Фиг.24, в кластере №1 сигнал кодового слова №0 отображается в уровень №1, и сигнал кодового слова №1 отображается в уровень №0. То есть, терминал 700 выполняет циклическое смещение в одномерной области пространственной области посредством обработки, показанной на Фиг.24.

Таким образом, в соответствии с настоящим вариантом осуществления, терминал применяет циклическое пространственное смещение в блоках частично ортогональной ширины полосы в дополнение к обработке согласно варианту 6 осуществления и может, таким образом, дополнительно улучшать эффект разнесения частот и эффект пространственного разнесения, поддерживая в то же время соотношение частичной ортогональности между векторами столбцов в частотной области.

В настоящем варианте осуществления описан случай, в котором в терминале 700, показанном на Фиг.23, секция 702 смещения частоты применяет циклическое частотное смещение к сигналу в частотной области, и секция 703 пространственного смещения затем применяет циклическое пространственное смещение в пространственной области. Однако в настоящем изобретении терминал может изменять порядок обработки циклического частотного смещения и циклического пространственного смещения на обратный. То есть, терминал, соответствующий настоящему изобретению, может применять к сигналу циклическое пространственное (уровень) смещение в пространственной области и затем применять циклическое частотное смещение в частотной области.

Дополнительно, в настоящем изобретении терминал может выполнять только циклическое пространственное (уровень) смещение для сигнала в одномерной пространственной области, не выполняя циклического частотного смещения в частотной области. То есть, терминал может применять циклическое пространственное (уровень) смещение к сигналам C-SC-FDMA (множеству кластеров), созданным делением сигнала SC-FDMA, переданного через множество пространственных ресурсов в блоках с частично ортогональной шириной полосы. Это соответствует случаю, когда в настоящем варианте осуществления все величины циклического частотного смещения в каждом пространственном ресурсе (уровень) устанавливаются на 0, что производит циклическое смещение в двумерной области: частотной области и пространственной области. Альтернативно, это соответствует конфигурации передающего устройства (терминал 700), приведенной на Фиг.23, измененной так, что секция 702 частотного смещения исключается и выходной сигнал DFT (сигнал SC-FDMA) с выхода секции 110 DFT напрямую подается на секцию 111 деления, не подвергаясь никакому циклическому частотному смещению. То есть, терминал может применять циклическое пространственное (уровень) смещение к выходному сигналу DFT каждого пространственного ресурса (уровня), к которому никакое циклическое частотное смещение в частотной области не применяется, а применяется только в пространственной области (между пространственными ресурсами), основываясь на блоке частично ортогональных полос частот (например, кластере, имеющем частично ортогональную ширину полосы). Это позволяет усилить эффекты пространственного разнесения, поддерживая в то же время соотношение частичной ортогональности в пределах кластеров в частотной области.

Дополнительно, на Фиг.24 был описан случай, соответствующий настоящему варианту осуществления, в котором терминал выполняет циклическое пространственное смещение для множества кластеров между пространственными ресурсами для каждого кластера, имеющего длину частично ортогональной ширины полосы. Однако в настоящем изобретении, как показано на Фиг.25, терминал может также применять циклическое пространственное (уровень) смещение к множеству кластеров между пространственными ресурсами в блоках ширины полосы (длины), частично ортогональных друг другу для длины, более короткой, чем размер кластера (более узкая ширина полосы, чем ширина полосы кластера). На Фиг.25 терминал применяет разные циклические пространственные (уровень) смещения (величина циклического пространственного смещения равна l и 2) в пространственной области для каждой из двух частично ортогональных полос частот (N'=12 и N'=48) в кластере №1 (N'=60). Это позволяет увеличить очевидную случайность канала в кластере посредством циклического пространственного смещения, поддерживая в то же время соотношение частичной ортогональности между векторами столбцов в частотной области и, таким образом, дополнительно улучшая пространственное разнесение.

Дополнительно, в настоящем варианте осуществления описан случай, в котором частично ортогональная ширина полосы используется в качестве блока (единичного элемента) частотной области, к которому применяется циклическое пространственное (уровень) смещение. Однако настоящее изобретение может также использовать величину, кратную минимальной частично ортогональной ширине полосы из множества полос частот кластеров в качестве блока частотной области, к которому применяется циклическое пространственное (уровень) смещение. Когда, например, минимальная частично ортогональная ширина полосы предполагается равной B_min, блок частотной области, к которому применяется циклическое пространственное смещение, может быть определен как kB_min (k - целое число). Базовая станция может определить величину циклического пространственного смещения в блоках kB_min и сообщить определенную величину циклического пространственного смещения терминалу. Таким образом, выполняя только лишь простое управление, использующее множество полос частот кластеров, возможно определение блока частотной области, к которому применяется циклическое пространственное (уровень) смещение, и также получение эффектов, подобных эффектам настоящего варианта осуществления.

Дополнительно, в настоящем изобретении величина циклического пространственного смещения y в блоке частотной области (например, блоке кластера, имеющем частично ортогональную ширину полосы), к которому применяется циклическое пространственное (уровень) смещение, может различаться для разных блоков частотной области, к которым применяется циклическое пространственное (уровень) смещение. Дополнительно, направление вращения циклического пространственного (уровень) смещения может быть плюсовым (+) и минусовым (-). То есть, величина циклического пространственного смещения может равняться +y или -y.

Дополнительно, в настоящем изобретении могут быть установлены две величины смещения (z и y), когда величина циклического частотного смещения z связывается с величиной циклического пространственного смещения y. Например, величина циклического частотного смещения z_i уровня №i может быть представлена функцией величины циклического пространственного смещения y_i кластера №i или, наоборот, величина циклического пространственного смещения y_i кластера №i может быть представлена функцией величины циклического частотного смещения z _i уровня №i. Например, может быть возможным такое определение: величина циклического пространственного смещения z_i=(величина циклического частотного смещения y_i)mod(количество уровней). Здесь "mod" представляет операцию по модулю. Приемное устройство может сообщить передающему устройству только величину циклического частотного смещения y_i, и передающее устройство может идентифицировать величину циклического пространственного смещения z_i в соответствии с описанной выше функцией. Это позволяет уменьшить объем информации, требующейся, чтобы сообщить две величины циклического смещения в пространственной области и частотной области, и одновременно улучшить эффект пространственного разнесения и эффект частотного разнесения.

Дополнительно, в настоящем изобретении, когда информация (флаг) идентификации, указывающая, применять ли циклическое пространственное смещение, или информация (флаг) идентификация, указывающая, применять ли циклическое частотное смещение, сообщается от приемного устройства (базовая станция) передающему устройству (терминал), два фрагмента информации (флага) идентификации могут быть использованы совместно и один фрагмент двумерной информации, указывающий, применять ли циклическое пространственное смещение и частотное смещение, может сообщаться от приемного устройства передающему устройству. Это позволяет снизить объем управляющей информации в отношении информации идентификации и одновременно получить эффект пространственного разнесения и эффект частотного разнесения.

Дополнительно, на Фиг.24 и 25 описан настоящий вариант осуществления, в котором два кластера (кластер №0 и кластер №1) отображаются в дискретные полосы частот, способ для выполнения терминалом циклического смещения (двумерного смещения) в двумерной области частотной области и пространственной области или способ выполнения терминалом циклического смещения (одномерного смещения) в одномерной пространственной области. Однако настоящее изобретение может также применяться к случаю, в котором множество кластеров отображаются в непрерывные полосы частот. Когда, например, выполняется двумерное смещение в частотной области и пространственной области, терминал циклически смещает по частоте множество выходных сигналов DFT в частотной области, соответственно, и затем циклически пространственно (уровень) смещает выходной сигнал DFT каждого циклически смещенного по частоте пространственного ресурса (уровня) в пространственной области (между пространственными ресурсами), основываясь на блоке частично ортогональных полос частот (например, кластеров, имеющих частично ортогональные ширины полосы), описанном в варианте 1 осуществления и в варианте 4 осуществления. Терминал может затем отображать сигналы, циклически смещенные в частотной области и пространственной области, в непрерывные полосы частот каждого пространственного ресурса (уровня). Дополнительно, когда, например, выполняется одномерное смещение в пространственной области, терминал циклически пространственно (по уровню) смещает множество выходных сигналов DFT, основываясь на блоке частично ортогональных полос частот (например, кластеров, имеющих частично ортогональные ширины полосы), описанном в варианте 1 осуществления и варианте 4 осуществления. После этого циклически пространственно смещенные сигналы могут быть отображены в непрерывные полосы частот соответствующих пространственных ресурсов (уровней).

Вариант 8 осуществления

В варианте 5 осуществления был описан случай, в котором терминал применяет индивидуальное циклическое частотное смещение к выходному сигналу DFT (сигнал SC-FDMA) для каждого пространственного ресурса (уровня). В отличие от этого, в настоящем варианте осуществления терминал применяет индивидуальное циклическое частотное смещение к выходному сигналу DFT (сигналу SC-FDMA) в пределах полосы DFT в различных временных областях (для каждого различного временного ресурса). Терминал затем делит циклически смещенный по частоте сигнал с частично ортогональной шириной полосы и, таким образом, создает множество кластеров.

Для большей конкретности, терминал, соответствующий настоящему варианту осуществления, изменяет величину циклического частотного смещения z_i сигнала C-SC-FDMA, передаваемого каждый раз в момент времени i в полосе DFT (размер DFT равен N=72 точки, как показано на Фиг.26), по мере увеличения времени, сохраняя в то же время преобразование позиций в частотной области (ширине полосы) двух кластеров (кластера №0 и кластера №1), как показано на Фиг.26. Например, как показано на Фиг.26, величина циклического частотного смещения z₀=0 в момент времени №0, величина циклического частотного смещения z₁=12 в момент времени №1, величина циклического частотного смещения z₂=36 в момент времени №2 и величина циклического частотного смещения z₃=60 в момент времени №3. То есть, терминал применяет циклическое частотное смещение к выходному сигналу DFT (сигналу SC-FDMA) в различных временных областях (в каждом другом временном ресурсе), используя разные величины циклического частотного смещения в полосе DFT (72 точки). Как показано на Фиг.26, после циклического частотного смещения с частично ортогональной шириной полосы терминал делит выходной сигнал DFT и создает два кластера: кластер №0 и кластер №1.

Таким образом, настоящий вариант осуществления может улучшить эффект разнесения во времени и эффект частотного разнесения, сохраняя в то же время частичную ортогональность между векторами столбцов матрицы DFT в пределах кластеров без изменения полос частот, в которые распределяется выходной сигнал DFT (сигнал SC-FDMA) (сохраняя в то же время преобразование позиций (ширины полосы) в частотной области).

Величина циклического частотного смещения может быть изменена, используя блок символов, блок слота, блок субкадра, блок кадра или блок повторной передачи и т.п. в качестве единицы измерения времени.

До сих пор здесь описывались варианты осуществления настоящего изобретения.

В упомянутых выше вариантах осуществления был описан случай, использующий термин "векторы столбцов матрицы DFT", в котором терминал делит выходной сигнал DFT (сигнал SC-FDMA) по длине (ширине полосы), которая частично ортогональна среди векторов столбцов и создает множество кластеров (сигналов C-SC-FDMA). Здесь матрица DFT является симметричной матрицей. Например, каждый элемент n-го вектора столбцов матрицы DFT N×N идентичен каждому элементу n-го вектора строки. Таким образом, в настоящем изобретении, даже когда в качестве матрицы предварительного кодирования используется матрица, транспонированная из матрицы DFT, терминал может разделить предварительно кодированный сигнал с длиной (шириной полосы), частично ортогональной среди векторов строки матрицы DFT. То есть, способ деления сигнала SC-FDMA, описанный в приведенных выше вариантах осуществления, может быть применен к сигналу, предварительно кодированному транспонированной матрицей матрицы DFT. Таким образом, даже когда такая матрица, транспонированная из матрицы DFT, используется в качестве матрицы предварительного кодирования, могут быть получены эффекты, подобные эффектам в описанных выше вариантах осуществления.

Дополнительно, настоящее изобретение может также использовать комплексно сопряженную матрицу матрицы DFT или комплексно сопряженную транспонированную матрицу матрицы DFT (эрмитову транспонированную матрицу матрицы DFT) в качестве матрицы предварительного кодирования. Здесь, комплексно сопряженная матрица матрицы DFT и комплексно сопряженная транспонированная матрица матрицы DFT (эрмитова транспонированная матрица матрицы DFT) являются симметричными матрицами. Поэтому каждый элемент n-го вектора столбца комплексно сопряженной матрицы матрицы DFT N×N (или комплексно сопряженной транспонированной матрицы (эрмитова транспонированная матрица матрицы DFT)) идентичен каждому элементу n-го вектора строки. Таким образом, условия частичной ортогональности уравнения 1 и уравнения 2 могут быть применены к комплексно сопряженной транспонированной матрице матрицы DFT (эрмитовой транспонированной матрице матрицы DFT), и поэтому терминал может делить предварительно кодированный сигнал с частично ортогональной длиной (шириной полосы), описанный в приведенных выше вариантах осуществления. То есть, способ деления сигнала SC-FDMA, описанный в приведенных выше вариантах осуществления, может быть применен к сигналу, предварительно кодированному комплексно сопряженной матрицей матрицы DFT или комплексно сопряженной транспонированной матрицей матрицы DFT (эрмитовой транспонированной матрицей матрицы DFT). Это позволяет получить эффекты, подобные эффектам описанных выше вариантов осуществления, даже когда в качестве матрицы предварительного кодирования используется комплексно сопряженная матрица матрицы DFT или комплексно сопряженная транспонированная матрица матрицы DFT (эрмитова транспонированная матрица матрицы DFT).

Дополнительно, настоящее изобретение может также использовать в качестве матрицы предварительного кодирования инверсную матрицу матрицы DFT. Инверсная матрица матрицы DFT эквивалентна комплексно сопряженной транспонированной матрице матрицы DFT (эрмитовой транспонированной матрице матрицы DFT). Поэтому при использовании инверсной матрицы матрицы DFT в качестве матрицы предварительного кодирования способ деления сигнала SC-FDMA, описанный в приведенных выше вариантах осуществления, может быть применен к сигналу, предварительно кодированному инверсной матрицей матрицы DFT. Это позволяет получить эффекты, подобные эффектам описанных выше вариантов осуществления, используя в качестве матрицы предварительного кодирования инверсную матрицу матрицы DFT.

Конфигурация терминала (например, показанная на Фиг.9 и Фиг.20) была показана в описанных выше вариантах 2 и 6 осуществления, в которых секции соединяются в следующем порядке: секция DFT → секция деления → секция предварительного кодирования. Однако настоящее изобретение может также принять конфигурацию терминала, в которой секции соединяются в следующем порядке: секция DFT → секция предварительного кодирования → секция деления. В этом случае терминал отображает соответствующие последовательности символов передачи, в которых пилот-сигналы мультиплексируются из сигналов временной области в сигналы частотной области посредством обработки с использованием DFT с помощью секции DFT, и затем выполняет линейное предварительное кодирование сигнала в частотной области каждой поднесущей с использованием секции предварительного кодирования (например, умножая два выходных сигнала DFT на конкретной поднесущей на матрицу предварительного кодирования, выраженную в матричной форме). Терминал может затем выполнить обработку с использованием деления сигнала SC-FDMA для предварительного кодированного компонента сигнала в частотной области, выполняемого секцией деления, использующей один из способов, описанных в приведенных выше вариантах осуществления.

Дополнительно, в приведенных выше вариантах осуществления описан случай, в котором сигнал SC-FDMA делится с использованием частично ортогональной ширины полосы в частотной области. Однако настоящее изобретение может также применяться к передаче MIMO, в которой сигнал расширяется во временной области через множественный доступ с кодовым разделением каналов и прямым расширением спектра (DS-CDMA) и т.п., используя матрицу DFT (транспонированную матрицу матрицы DFT, комплексно сопряженную матрицу матрицы DFT, комплексно сопряженную транспонированную матрицу матрицы DFT или инверсную матрицу матрицы DFT), и расширенные сигналы кодовым образом мультиплексируются в пространственной области. В этом случае сигнал, полученный посредством расширения матрицы DFT (транспонированной матрицы для матрицы DFT, комплексно сопряженной матрицы для матрицы DFT, комплексно сопряженной транспонированной матрицы для матрицы DFT или инверсной матрицы для матрицы DFT) во временной области и кодового мультиплексирования в пространственной области, может быть разделен с использованием частично ортогональной ширины полосы, как в случае описанных выше вариантов осуществления, и соответствующие разделенные сигналы могут быть отображены в дискретные временные ресурсы или пространственные ресурсы. Таким образом, возможно получить эффекты, подобные эффектам в описанных выше вариантах осуществления.

Дополнительно, описанные выше варианты 1-8 осуществления могут также использоваться в комбинации друг с другом.

Дополнительно, в приведенных выше вариантах осуществления описан случай, в котором устройство радиосвязи, соответствующее настоящему изобретению, обеспечивается для терминала 100 (Фиг.1), терминала 200 (Фиг.9), терминала 300 (Фиг.15), терминала 500 (Фиг.19), терминала 600 (Фиг.20) или терминала 700 (Фиг.23), но устройство радиосвязи, соответствующее настоящему изобретению, может также обеспечиваться для базовой станции.

Дополнительно, терминал может также упоминаться как оборудование пользователя (UE), а базовая станция может также упоминаться как Узел B или базовая станция (BS).

Дополнительно, настоящее изобретение описано в упомянутых выше вариантах осуществления как антенна, но настоящее изобретение аналогично применимо к антенному порту.

Антенный порт относится к логической антенне, составленной из одной или множества физических антенн. То есть, антенный порт не всегда является одной физической антенной, а может являться антенной решеткой, составленной из множества антенн и т.п.

Например, 3GPP LTE не определяет того, сколько физических антенн составляют антенный порт, а определяет антенный порт как минимальный блок, через который базовая станция может передавать различные опорные сигналы.

Дополнительно, антенный порт может также быть определен как минимальный блок для умножения на вес предварительно кодированного вектора.

Кроме того, приведенные выше варианты осуществления описывают случаи, в которых настоящее изобретение выполняется с использованием аппаратурных средств, настоящее изобретение может быть реализовано с использованием программного обеспечения.

Каждый функциональный блок, используемый в описании упомянутых выше вариантов осуществления, может обычно реализовываться как большая интегральная схема (LSI), состоящая из интегральных схем. Они могут быть индивидуальными микросхемами или частично или полностью содержащимися в единой микросхеме. Здесь принята аббревиатура "LSI", но она может также упоминаться как "IC", "системная LSI," "супер-LSI" или "ультра-LSI", в зависимости от различных степеней интеграции.

Дополнительно, способ интеграции схем не ограничивается LSI, и возможна также реализация, использующая специализированную схему или процессоры общего назначения. После изготовления LSI также возможно использование FPGA (программируемая пользователем матрица логических элементов) или процессора с изменяемой конфигурацией, где соединения и установки элементов схемы внутри LSI могут изменяться.

Дополнительно, если технология интегральных схем приходит к замене LSI в результате прогресса полупроводниковой технологии или другой производной технологии, естественно, также будет возможно выполнить интеграцию функционального блока, используя эту технологию. Возможно также применение биотехнологии.

Раскрытия японской патентной заявки № 2008-242716, зарегистрированной 22 сентября 2008 г., и японской патентной заявки № 2009-201740, зарегистрированной 1 сентября 2009 г., содержащие описания, чертежи и рефераты, содержатся здесь посредством ссылки во всей их полноте.

Промышленная применимость

Настоящее изобретение может применяться в системе мобильной связи и т.п.

Изобретение относится к технике связи и может использоваться в беспроводных системах связи. Технический результат состоит в повышении помехоустойчивости за счет снижения межсимвольных помех (ISI). Для этого в устройстве радиосвязи снижают ISI, вызванную разрушением ортогональной матрицы DFT, даже когда сигнал SC-FDMA делится на множество кластеров и кластеры соответственно отображаются в дискретные полосы частот. Устройство радиосвязи содержит блок (110) DFT, блок (111) деления и блок (112) отображения. Блок (110) DFT использует матрицу DFT при выполнении процесса DFT для последовательности символов во временной области, чтобы создать сигнал (сигнал SC-FDMA) в частотной области. Блок (111) деления создает множество кластеров делением сигнала SC-FDMA с частично ортогональной шириной полосы, соответствующей векторной длине некоторых из векторов столбцов, составляющих матрицу DFT, используемую в блоке (110) DFT, и ортогональным образом пересекающихся, по меньшей мере, частично. Блок (112) отображения отображает кластеры в дискретные полосы частот. 6 н. и 14 з.п. ф-лы, 38 ил.

1. Устройство связи, содержащее:
секцию преобразования, выполненную с возможностью преобразования символа во временной области в сигнал в частотной области с помощью дискретного преобразования Фурье (DFT), имеющего размер, равный произведению степеней множества значений;
средство отображения, выполненное с возможностью отображения сигнала в частотной области на множество дискретных полос частот, причем каждая полоса частот расположена на позиции, отличной от позиции(й) другой(их) из множества полос частот; и
генератор, выполненный с возможностью генерации сигнала множественного доступа с частотным разделением с единственной несущей (SC-FDMA) во временной области из отображенного сигнала,
причем размер, по меньшей мере, одной из множества дискретных полос частот кратен произведению двух или более степеней простых чисел.

2. Устройство связи по п.1, в котором количество полос в множестве дискретных полос частот равно двум, и размер одной из двух дискретных полос частот кратен произведению двух или более степеней простых чисел.

3. Устройство связи по п.1, в котором простые числа выбираются в порядке от меньшего простого числа.

4. Устройство связи по п.1, в котором размер всех из множества дискретных полос частот кратен произведению двух или более степеней простых чисел.

5. Устройство связи по п.1, в котором первый показатель степени первого простого числа равен или меньше, чем второй показатель степени второго простого числа, которое больше первого простого числа.

6. Устройство связи по п.1, в котором в минимальной единице деления для формирования множества дискретных полос частот первый показатель степени первого простого числа равен или меньше, чем второй показатель степени второго простого числа, которое больше первого простого числа.

7. Устройство связи по п.6, в котором размер всех из множества дискретных полос частот является величиной, кратной минимальному блоку деления.

8. Способ связи, содержащий:
преобразование символа во временной области в сигнал в частотной области с помощью дискретного преобразования Фурье (DFT), имеющего размер, равный произведению степеней множества значений;
отображение сигнала в частотной области на множество дискретных полос частот, причем каждая полоса частот расположена на позиции, отличной от позиции(й) другой(их) из множества полос частот, причем размер, по меньшей мере, одной из множества дискретных полос частот кратен произведению двух или более степеней простых чисел; и
генерацию сигнала множественного доступа с частотным разделением с единственной несущей (SC-FDMA) во временной области из отображенного сигнала.

9. Интегральная схема, выполненная с возможностью осуществления процесса связи, содержащая:
секцию преобразования, выполненную с возможностью управления преобразованием символа во временной области в сигнал в частотной области с помощью дискретного преобразования Фурье (DFT), имеющего размер, равный произведению степеней множества значений;
секцию отображения, выполненную с возможностью управления отображением сигнала в частотной области на множество дискретных полос частот, причем каждая полоса частот расположена на позиции, отличной от позиции(й) другой(их) из множества полос частот; и
секцию генерации, выполненную с возможностью управления генерацией сигнала множественного доступа с частотным разделением с единственной несущей (SC-FDMA) во временной области из отображенного сигнала,
причем размер, по меньшей мере, одной из множества дискретных полос частот кратен произведению двух или более степеней простых чисел.

10. Устройство связи, содержащее:
средство объединения, выполненное с возможностью объединения сигнала, отображенного на множество дискретных полос частот в частотной области, причем каждая полоса частот расположена на позиции, отличной от позиции(й) другой(их) из множества полос частот; и
секцию преобразования, выполненную с возможностью преобразования объединенного сигнала в частотной области в символ во временной области с помощью обратного дискретного преобразования Фурье (IDFT), имеющего размер, равный произведению степеней множества значений,
причем размер, по меньшей мере, одной из множества дискретных полос частот кратен произведению двух или более степеней простых чисел.

11. Устройство связи по п.10, в котором количество полос в множестве дискретных полос частот равно двум и размер одной из двух дискретных полос частот кратен произведению двух или более степеней простых чисел.

12. Устройство связи по п.10, в котором простые числа выбираются в порядке от меньшего простого числа.

13. Устройство связи по п.10, в котором размер всех из множества дискретных полос частот кратен произведению двух или более степеней простых чисел.

14. Устройство связи по п.10, в котором первый показатель степени первого простого числа равен или меньше, чем второй показатель степени второго простого числа, которое больше первого простого числа.

15. Устройство связи по п.10, в котором в минимальной единице деления для формирования множества дискретных полос частот первый показатель степени первого простого числа равен или меньше, чем второй показатель степени второго простого числа, которое больше первого простого числа.

16. Устройство связи по п.15, в котором размер всех из множества дискретных полос частот является величиной, кратной минимальному блоку деления.

17. Устройство связи по п.16, дополнительно содержащее передатчик, выполненный с возможностью передачи информации назначения о величине, кратной минимальному блоку деления.

18. Устройство связи по п.10, дополнительно содержащее передатчик, выполненный с возможностью передачи информации отображения, включающей в себя размер, по меньшей мере, одной из множества дискретных полос частот, в приемное устройство.

19. Способ связи, содержащий:
объединение сигнала, отображенного на множество дискретных полос частот в частотной области, причем каждая полоса частот расположена на позиции, отличной от позиции(й) другой(их) из множества полос частот, причем размер, по меньшей мере, одной из множества дискретных полос частот кратен произведению двух или более степеней простых чисел; и
преобразование объединенного сигнала в частотной области в символ во временной области с помощью обратного дискретного преобразования Фурье (IDFT), имеющего размер, равный произведению степеней множества значений.

20. Интегральная схема, выполненная с возможностью осуществления процесса связи, содержащая:
секцию объединения, выполненную с возможностью управления объединением сигнала, отображенного на множество дискретных полос частот в частотной области, причем каждая полоса частот расположена на позиции, отличной от позиции(й) другой(их) из множества полос частот; и
секцию преобразования, выполненную с возможностью управления преобразованием объединенного сигнала в частотной области в символ во временной области с помощью обратного дискретного преобразования Фурье (IDFT), имеющего размер, равный произведению степеней множества значений,
причем размер, по меньшей мере, одной из множества дискретных полос частот кратен произведению двух или более степеней простых чисел.