СПОСОБ УПРАВЛЕНИЯ ДВУМЯ ЭЛЕКТРИЧЕСКИ ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНО ВКЛЮЧЕННЫМИ ОБРАТНОПРОВОДЯЩИМИ IGBT ПОЛУМОСТОВОЙ СХЕМЫ Российский патент 2015 года по МПК H02M1/08 

Изобретение относится к способу управления двумя электрически последовательно включенными обратно проводящими биполярными транзисторами с изолированным затвором (IGBT) полумостовой схемы, на которой существует рабочее постоянное напряжение, причем эти обратнопроводящие IGBT имеют три состояния переключения «+15 В», «0 В» и «-15 В».

Обратнопроводящие IGBT известны также как реверсивно проводящие IGBT (RC-IGBT). RC-IGBT отличается от обычного IGBT тем, что функция диода и функция IGBT объединены в одной микросхеме. Тем самым возникает мощный полупроводниковый прибор, в котором эффективность анода в диодном режиме зависит от существующего напряжения на затворе.

Базовая структура RC-IGBT показана на фиг.1 в поперечном сечении. Эта структура известна из публикации “А High Current 3300V Module Employing Reverse Conducting IGBTs Setting a New Benchmark in Output Power Capability», M. Rahimo, U. Schlapbach, A. Kopta, J. Vobecky, D. Schneider, A. Baschnagel, опубл. в ISPSD 2008. Эта базовая структура состоит из слабо n-легированной подложки S_n, которая со стороны коллектора снабжена n-легированным слоем F_s. На этот слой F_s нанесен высоколегированный р-слой S_p, который, со своей стороны, снабжен металлическим слоем М_К. В этом высоколегированном р-слое S_p высоколегированные n-области L_n расположены таким образом, что они лежат в тени оставленных в слаболегированной подложке S_n высоколегированных р-областей W_p. Последние выполнены таким образом, что они образуют, соответственно, так называемый карман вокруг понижения металлического слоя М_Е, который служит в качестве эмиттерного вывода RC-IGBT. Эти понижения прерывают другой металлический слой M_G, который относительно металлического слоя М_Е, который служит в качестве эмиттерного вывода RC-IGBT, и относительно слабо n-легированной подложки S_n окружен слоем двуокиси кремния. Кроме того, каждое понижение металлического слоя М_Е, который служит в качестве эмиттерного вывода, в выполненной в форме кармана высоколегированной р-области W_p окружено высоколегированным n-слоем S_n+.

При напряжении между затвором и эмиттером ниже порогового напряжения МОП-канала (-15 В) обратнопроводящего IGBT эффективность анода высока, благодаря чему плотность носителей заряда в состоянии пропускания высока, а напряжение пропускания является низким. Заряд обратного восстановления, потери обратного восстановления и потери включения противолежащего RC-IGBT в ветви мостовой схемы, являются, напротив, высокими. При напряжении между затвором и эмиттером выше порогового напряжения (+15 В) МОП-канала обратнопроводящего IGBT эффективность анода низка, за счет чего плотность заряда в состоянии пропускания низка, а напряжение пропускания является высоким. Так как МОП-канал включен, этот RC-IGBT не может принимать запирающее напряжение.

На основе этого факта управление и, тем самым, способ управления обычным IGBT не может применяться при обратнопроводящем IGBT. Что может представлять собой способ для управления RC-IGBT, можно понять из цитированной выше публикации. Характерным для этого способа является то, что состояние включения обратнопроводящего IGBT зависит не только от заданного значения выходного напряжения многофазного выпрямителя тока с RC-IGBT в качестве выпрямительных вентилей, но и от направления протекания коллекторного тока.

Фиг.2 показывает эквивалентную схему ветви 2 мостовой схемы выпрямителя тока, причем RC-IGBT Т1 и Т2 применяются как вентили выпрямителя тока. Эта ветвь 2 мостовой схемы, также называемая ветвью полумостовой схемы, включена посредством двух токовых шин 6 и 8 электрически параллельно источнику 4 постоянного напряжения. Оба обратнопроводящих IGBT Т1 и Т2 ветви 2 мостовой схемы включены электрически последовательно. Точка соединения этих обоих обратнопроводящих IGBT Т1 и Т2 образует вывод А на стороне переменного напряжения, к которому может подключаться нагрузка. Источник 4 постоянного напряжения имеет два конденсатора 10 и 12, которые также включены электрически последовательно. Точка соединения этих обоих конденсаторов 10 и 12 образует вывод М средней точки. На этих обоих электрически последовательно включенных конденсаторах 10 и 12 существует постоянное напряжение U_d. В качестве альтернативы вместо обоих конденсаторов 10 и 12 может также применяться только один конденсатор, который расположен между обоими токовыми шинами 6 и 8. Средняя точка М тогда более не является доступной. При инверторе (преобразователе переменного тока) с промежуточным контуром напряжения этот источник 4 постоянного напряжения образует промежуточный контур напряжения, причем существующее тогда постоянное напряжение U_d обозначается как напряжение промежуточного контура. Ветвь 2 мостовой схемы при трехфазном выпрямителе тока, в особенности импульсном выпрямителе тока, который применяется как выпрямитель тока стороны нагрузки преобразователя переменного тока промежуточного контура напряжения, имеется трехкратно. На выходе А стороны переменного напряжения существует, относительно вывода М средней точки источника 4 постоянного напряжения, прямоугольное напряжение U_AM, модулированное по длительности импульса.

На фиг.3 представлена блок-схема устройства управления и регулирования трехфазного выпрямителя тока, в частности, импульсного выпрямителя тока, преобразователя переменного тока промежуточного контура напряжения с соответствующими близкими к полупроводникам управляющими устройствами 14 ветви 2 мостовой схемы этого выпрямителя тока. Управляющее устройство 16 генерирует, в зависимости от заданного значения, например, заданного значения числа оборотов n*, на каждую ветвь 2 мостовой схемы два заданных управляющих сигнала $$S_{T1}^{*},$$ $$S_{T2}^{*},$$ $$S_{T3}^{*},$$ $$S_{T4}^{*},$$ $$S_{T5}^{*}$$ и $$S_{T6}^{*}$$ . По причинам наглядности из трех ветвей мостовой схемы трехфазного выпрямителя тока представлена только ветвь 2 мостовой схемы. Оба заданных управляющих сигнала $$S_{T1}^{*},$$ $$S_{T2}^{*},$$ соответственно, подаются на близкое к полупроводнику управляющее устройство 14 каждого обратнопроводящего IGBT Т1 и Т2 ветви 2 мостовой схемы. На стороне выхода существует, соответственно, фактический управляющий сигнал S_T1 или S_T2, с помощью которого затвор G соответствующего обратнопроводящего IGBT Т1 или Т2 управляется. В этом представлении вывод стороны переменного напряжения ветви 2 мостовой схемы обозначен как R, а не как А в представлении на фиг.1. Три ветви мостовой схемы трехфазного выпрямителя тока посредством обеих токовых шин 6 и 8 включены электрически параллельно друг другу и источнику 4 постоянного напряжения.

Как уже упомянуто, стационарное состояние включения обоих обратнопроводящих IGBT Т1 и Т2 ветви 2 мостовой схемы зависит не только от заданного значения выходного напряжения $$u_{AM}^{*}$$ , но и также от полярности выходного тока i_A этой ветви мостовой схемы. Всегда тогда, когда обратнопроводящий IGBT Т1 или Т2 должен проводить ток в обратном направлении (отрицательный коллекторный ток, диодный режим), он выключается. Таким способом повышается концентрация носителей заряда в диодном режиме. Из следующей таблицы можно видеть состояния включения обоих обратнопроводящих IGBT Т1 и Т2 ветви 2 мостовой схемы:

U_{AO(заданное)} i_{A(фактическое)} T1 T2 +U_d/2 >0 включен выключен +U_d/2 <0 выключен выключен -U_d/2 >0 выключен выключен -U_d/2 <0 выключен включен

На фиг.4-8 показаны сигнальные характеристики на диаграмме по времени t для случая, когда для отрицательной полярности выходного тока i_A обратнопроводящий IGBT Т1 функционирует в диодном режиме, а обратнопроводящий IGBT Т2 в режиме IGBT. На фиг.4 представлена характеристика выходного напряжения $$u_{AM}^{*}$$ по времени t. Для того чтобы иметь возможность реализовать это заданное выходное напряжение $$u_{AM}^{*}$$ , необходимы заданные управляющие сигналы $$S_{T1}^{*},$$ $$S_{T2}^{*},$$ временные характеристики которых представлены на фиг.5 и 6 по времени t.

К моменту времени t0 значение заданного выходного напряжения $$u_{AM}^{*}$$ равно половине существующего на источнике 4 постоянного напряжения постоянного напряжения U_d. Тем самым функционирующий в диодном режиме обратнопроводящий IGBT Т1 является токоведущим. Для того чтобы в диодном режиме этот обратнопроводящий IGBT Т1 мог проводить ток, он должен быть отключен. На сигнальной характеристике на диаграмме согласно фиг.7, которая наглядно иллюстрирует характеристику напряжения затвора U_GE(Т1) обратнопроводящего IGBT Т1 по времени t, напряжение затвора находится в состоянии выключения (-15 В). В этому моменту времени состояние включения обратнопроводящего IGBT Т2 согласно напряжению затвора U_GE(Т2) соответственно фиг.8, также находится в выключенном состоянии. К моменту времени t1 заданное выходное напряжение $$u_{AM}^{*}$$ сменяется с +U_d/2 на -U_d/2. К этому моменту времени t1 заданный управляющий сигнал $$S_{T1}^{*}$$ сменяется с высокого на низкий, а заданный управляющий сигнал $$S_{T2}^{*}$$ - с низкого на высокий. Тем самым функционирующий в диодном режиме обратнопроводящий IGBT Т1 становится включенным на определенный временной интервал ΔТ₁, причем IGBT Т2, функционирующий в режиме IGBT, продолжает оставаться в выключенном состоянии. В этом предопределенном временном интервале ΔТ₁ функционирующий в диодном режиме обратнопроводящий IGBT Т1 вновь является токопроводящим, за счет чего концентрация носителей заряда падает.

К моменту времени 72 функционирующий в диодном режиме обратнопроводящий IGBT Т1 вновь отключается. По прошествии последующего предопределенного временного интервала ΔT_v, который обозначается как время запирания, к моменту времени t3 включается обратнопроводящий IGBT Т2, функционирующий в режиме IGBT (фиг.8). Коммутация от функционирующего в диодном режиме обратнопроводящего IGBT Т1 на обратнопроводящий IGBT Т2, функционирующий в режиме IGBT, осуществляется в момент времени t3. Время запирания ΔT_v необходимо, чтобы избегать короткого замыкания ветвей мостовой схемы. Однако это время запирания ΔT_v приводит к повышению концентрации носителей заряда в функционирующем в диодном режиме обратнопроводящем IGBT Т1 и, тем самым, к повышению потерь переключения.

К моменту времени t5 заданное выходное напряжение $$u_{AM}^{*}$$ снова сменяется с -U_d/2 на +U_d/2. Обратнопроводящий IGBT Т2, функционирующий в режиме IGBT, остается на предопределенный временной интервал ΔТ₂, отсчитываемый от момента времени t5, включенным, прежде чем он к моменту времени t6 отключается и коммутирует выходной ток i_A на функционирующий в диодном режиме обратнопроводящий IGBT Т1.

Для того чтобы действовал эффект анодной эффективности, время запирания ΔT_v между выключением функционирующего в диодном режиме обратнопроводящего IGBT Т1 и включением обратнопроводящего IGBT Т2, функционирующего в режиме IGBT, должно быть по возможности малым. Способ управления (способ коммутации), раскрытый в вышеупомянутой публикации, является управляемым по времени, что требует очень высокой временной точности. Если анодная эффективность высока, то напряжение пропускания является низким, так что потери обратной проводимости сокращаются.

Таким образом, в основе изобретения лежит задача дополнительно усовершенствовать известный способ для управления обратнопроводящим IGBT таким образом, чтобы заряд обратного восстановления становился по возможности низким в комбинации с по возможности низким напряжением пропускания, чтобы в диодном режиме достигалась высокая прочность по ударному (импульсному) току.

Эта задача решается в соответствии с изобретением признаками пункта 1 формулы изобретения.

В основе настоящего изобретения лежит знание того, что обратнопроводящие IGBT имеют паразитные высоколегированные р-области между контактированными р-карманами на передней стороне IGBT. Эти высоколегированные р-области являются неконтактированными. За счет этих паразитных р-областей соответствующий обратнопроводящий IGBT имеет вместо двух теперь три состояния переключения, а именно состояния переключения «+15 В», «0 В» и «-15 В».

В результате исследования была получена следующая таблица, которая показывает результирующие состояния для так называемого RC-IGBT с тремя состояниями:

Обозначение состояния UGE Концентрация носителей заряда при пропускании Способен к запиранию QRR W_RR +15 В U_GE>U_th(plus)
z.B. +15 В очень низкая нет   0 В U_th(plus)>U_GE>
U_th(minus)
z.B. 0 В средняя да средняя -15 В U_th(minus)>U_GE
z.B. -15 В высокая да высокая

При этом состояние переключения «+15 В» (первое состояние переключения) устанавливается тем, что напряжение затвор-эмиттер IGBT приводится на значение выше напряжения использования, причем напряжение затвор-эмиттер в типовом случае не обязательно устанавливается на 15 В. Посредством этого состояния переключения образуется проводящий электронный канал в р-кармане таким образом, что при протекании тока от эмиттера к коллектору концентрация носителей заряда очень низка и что IGBT не способен запираться.

Состояние включения «0 В» (третье состояние переключения) устанавливается тем, что напряжение затвор-эмиттер IGBT приводится на значение ниже напряжения использования, причем напряжение затвор-эмиттер типично не требуется обязательно устанавливать на 0 В. Тем самым не образуется никакого проводящего электронного канала в р-кармане, за счет чего при протекании тока от эмиттера к коллектору концентрация носителей заряда является средней по высоте, за счет чего IGBT способен запираться.

Состояние переключения «-15 В» (второе состояние переключения) устанавливается тем, что напряжение затвор-эмиттер IGBT приводится на значение ниже напряжения использования, причем напряжение затвор-эмиттер типично не обязательно устанавливается на -15 В. Тем самым не образуется никакого проводящего электронного канала в р-кармане, за счет чего при протекании тока от эмиттера к коллектору концентрация зарядов очень высока, и благодаря этому IGBT является способным к запиранию.

Таким образом, изобретение основывается на том, что имеющиеся три состояния переключения «15 В», «0 В» и «-15 В» применяются для способа управления, чтобы заряд обратного восстановления в комбинации с по возможности низким напряжением пропускания понизить. Кроме того, должна быть повышена прочность по отношению к ударному току в диодном режиме.

С помощью этого способа при коммутации от функционирующего в диодном режиме RC-IGBT на RC-IGBT на функционирующий в режиме IGBT полумостовой схемы посредством промежуточного включения третьего состояния переключения «0 В» при переходе от первого состояния переключения «+15 В» ко второму состоянию переключения «-15 В» достигается то, что заряд обратного восстановления при том же напряжении пропускания по сравнению с обычным способом становится ниже. Так как этот функционирующий в диодном режиме RC-IGBT, за исключением процесса коммутации, управляется во втором состоянии переключения «-15 В», повышается прочность по отношению к ударному току.

Если только заряд обратного восстановления при возможно более низком напряжении пропускания должен быть по возможности более низким, то функционирующие в диодном режиме RC-IGBT и RC-IGBT, функционирующий в режиме IGBT, в стационарном состоянии выключения управляются, соответственно, не во втором состоянии переключения «-15 В», а в третьем состоянии переключения «0 В».

Если прочность по отношению к ударному току в функционирующем в диодном режиме RC-IGBT должна быть по возможности высокой при лишь несколько сокращенном заряде обратного восстановления, то эти RC-IGBT и RC-IGBT, функционирующий в режиме IGBT полумостовой схемы, в течение второго предопределенного временного интервала управляются не в первом состоянии переключения «+15 В», а, соответственно, в третьем состоянии переключения «0 В».

Если, напротив, только прочность по отношению к ударному току RC-IGBT, функционирующего в режиме IGBT, должна быть по возможности высокой, то этот RC-IGBT полумостовой схемы в течение предопределенного второго и третьего временного интервала управляется во втором состоянии переключения «-15 В». Тем самым функционирующий в диодном режиме RC-IGBT находится в течение управляемого периода переключения во втором состоянии переключения «-15 В».

Применяемые в соответствующем изобретению способе предопределенные временные интервалы выбраны таким образом, что первый временной интервал больше второго временного интервала, но меньше суммы второго и третьего временного интервала. Эти три предопределенных временных интервала в виде числовых значений сохранены в устройстве для осуществления соответствующего изобретению способа, в частности в соответствующем управляющем устройстве RC-IGBT полумостовой схемы. Это временные интервалы запускаются положительными или отрицательными фронтами включения заданного управляющего сигнала управляемого RC-IGBT. С помощью этих сохраненных временных интервалов соответствующий изобретению способ может быть просто реализован.

Для дальнейшего пояснения изобретения даются ссылки на чертежи, на которых схематично представлено несколько форм выполнения соответствующего изобретению способа.

фиг.1 показывает сечение базовой структуры обратнопроводящего IGBT,

фиг.2 показывает эквивалентную схему ветви мостовой схемы выпрямителя тока с двумя обратнопроводящими IGBT,

фиг.3 показывает блок-схему устройства управления и регулирования трехфазного выпрямителя тока с обратнопроводящими IGBT в качестве вентилей выпрямителя тока,

фиг.4-8 показывают сигнальные характеристики двух обратнопроводящих IGBT для случая отрицательного выходного тока этой полумостовой схемы,

фиг.9 - сечение обратнопроводящего IGBT с тремя состояниями переключения,

фиг.10, 19, 23, 27 и 12, 21, 25 и 29 показывают, соответственно, диаграмму по времени t заданного управляющего сигнала RC-IGBT в режиме IGBT и в диодном режиме,

на фиг.11 и 13 на диаграмме по времени t, соответственно, показаны соответствующие напряжения затвора согласно соответствующему изобретению способу,

фиг.14-18 - сигнальные характеристики двух обратнопроводящих IGBT полумостовой схемы для случая отрицательного выходного тока полумостовой схемы в соответствующем изобретению способе,

фиг.20 и 22 показывают, соответственно, на диаграмме по времени t напряжения затвора согласно модифицированному соответствующему изобретению способу,

на фиг.24, 26 и 28, 30, соответственно, представлены напряжения затвора в других модифицированных, соответствующих изобретению способах на соответствующей диаграмме по времени t.

На фиг.9 схематично представлено поперечное сечение RC-IGBT с тремя состояниями переключения (15 В, 0 В, -15 В). Этот RC-IGBT отличается от RC-IGBT согласно фиг.1 тем, что он имеет паразитные высоколегированные р-области Р_р. Эти высоколегированные р-области Р_р расположены между контактированными р-карманами W_p на передней стороне RC-IGBT. Эти высоколегированные р-области Р_р не контактируют с электродом RC-IGBT.

Было установлено, что за счет этих паразитных высоколегированных р-областей Р_р этот RC-IGBT по сравнению с обычными RC-IGBT (фиг.1) имеет третье состояние переключения «0 В», которым также можно целенаправленно управлять. Наряду с обоими состояниями переключения «+15 В» и «-15 В» обычного RC-IGBT согласно фиг.1, RC-IGBT согласно фиг.9 имеет дополнительно состояние переключения «0 В».

Сигнальные характеристики на фиг.10-30 представлены для случая, когда выходной ток i_A полумостовой схемы 2 имеет отрицательную полярность, RC-IGBT Т1 этой полумостовой схемы функционирует в диодном режиме (отрицательный коллекторный ток), и RC-IGBT Т2 этой полумостовой схемы функционирует в режиме IGBT (положительный коллекторный ток). Фиг.10 и 11 показывают характеристики заданного управляющего сигнала $$S_T^{*}$$ и соответствующего напряжения затвора u_GE RC-IGBT, функционирующего в режиме IGBT, а фиг.12 и 13 показывают характеристики заданного управляющего сигнала $$S_T^{*}$$ и соответствующего напряжения затвора u_GE RC-IGBT, функционирующего в диодном режиме.

Согласно диаграмме на фиг.10, заданный управляющий сигнал $$S_T^{*}$$ к моменту времени t1 переходит из состояния выключения в состояние включения. Этим положительным фронтом переключения запускается первый предопределенный временной интервал ΔТ₁. В момент времени t2 этот предопределенный временной интервал ΔТ₁ проходит. С этого момента времени t2 напряжение затвора u_GE RC-IGBT, функционирующего в режиме IGBT, переходит из состояния переключения «-15 В» в состояние переключения «+15 В». В момент времени t3 заданный управляющий сигнал $$S_T^{*}$$ RC-IGBT, функционирующего в режиме IGBT, вновь переходит из состояния включения в состояние выключения. Этим отрицательным фронтом переключения начинается второй предопределенный временной интервал ΔТ₂, который истекает в момент времени t4. По истечении этого второго предопределенного временного интервала ΔТ₂ начинается третий предопределенный временной интервал ΔТ₃. Он заканчивается в момент времени t5. В течение второго временного интервала ΔТ₂ напряжение затвора u_GE RC-IGBT, функционирующего в режиме IGBT, остается в состоянии включения «+15 В». В момент времени t4, к которому второй временной интервал ΔТ₂ истекает и начинается третий предопределенный временной интервал ΔТ₃, напряжение затвора u_GE переходит из состояния переключения «+15 В» в состояние переключения «0 В». По истечении этого третьего предопределенного временного интервала ΔТ₃, то есть в момент времени t5, напряжение затвора u_GE изменяет свое состояние с состояния переключения «0 В» на состояние переключения «-15 В».

Характеристика напряжения затвора u_GE RC-IGBT, функционирующего в диодном режиме, представлена на диаграмме по времени t на фиг.13. Это напряжение затвора остается в состоянии переключения «-15 В» до момента времени t3 отрицательного фронта переключения заданного управляющего сигнала $$S_T^{*}$$ . В этот момент времени t3 начинается второй предопределенный временной интервал ΔТ₂ и напряжение затвора u_GE переходит из состояния переключения «-15 В» в состояние переключения «+15 В» и остается в этом состоянии в течение длительности второго предопределенного временного интервала ΔТ₂. В момент времени t4 этот второй предопределенный временной интервал ΔТ₂ истекает. По истечении этого второго предопределенного временного интервала ΔТ₂ напряжение затвора u_GE переходит из состояния переключения «+15 В» в состояние переключения «0 В» и остается в этом состоянии переключения, пока не истечет третий предопределенный временной интервал ΔТ₃. В момент времени t6 заканчивается период Т_р импульса заданного управляющего сигнала $$S_T^{*}$$ и начинается новый период Т_р импульса.

Это соответствующее изобретению управление RC-IGBT, функционирующим в режиме IGBT и функционирующим в диодном режиме RC-IGBT двух электрически последовательно включенных обратнопроводящих IGBT полупроводниковой мостовой схемы 2, применяется согласно фиг.3. Соответствующие сигнальные характеристики представлены на диаграммах на фиг.14-18. На диаграмме на фиг.14 представлена характеристика заданного выходного напряжения $$u_{AM}^{*}$$ по времени t. Эта характеристика соответствует характеристике заданного выходного напряжения $$u_{AM}^{*}$$ по фиг 4. Чтобы реализовать это заданное выходное напряжение $$u_{AM}^{*}$$ , требуются оба заданных управляющих сигнала $$S_{T1}^{*}$$ , $$S_{T2}^{*}$$ для обоих RC-IGBT Т1 и Т2 полупроводниковой мостовой схемы, которые соответственно представлены на диаграмме по времени t на фиг.15 и 16. Они соответствуют управляющим сигналам $$S_{T1}^{*}$$ , $$S_{T2}^{*}$$ по фиг.5 и 6. Как уже упомянуто, при отрицательной полярности выходного тока i_A полумостовой схемы 2 RC-IGBT Т1 функционирует в диодном режиме, а RC-IGBT Т2 - режиме IGBT. На фиг.17 и 18 представлены характеристики соответствующих напряжений затвора u_GE (Т1) и u_GE (Т2), обоих RC-IGBT Т1 и Т2 полумостовой схемы 2 во времени. То есть характеристики напряжения затвора согласно фиг.13 и 11 представлены на фиг.17 и 18 соответственно характеристикам управляющих сигналов $$S_{T1}^{*}$$ и $$S_{T2}^{*}$$ по фиг.15 и 16.

Согласно способу, соответствующему изобретению, функционирующий в диодном режиме RC-IGBT Т1 находится во время его стационарной фазы проводимости (t<t1 и t>t7) в состоянии переключения «-15 В». Поэтому этот IGBT Т1 имеет минимальное напряжение пропускания. Перед обратным восстановлением функционирующий в диодном режиме RC-IGBT Т1 управляется для перехода в состояние переключения «+15 В» (t=t1) и, по истечении второго предопределенного временного интервала ΔТ₂, в состояние переключения «0 В». В течение второго временного интервала ΔТ₂ функционирующий в диодном режиме RC-IGBT T1 является токоведущим, из-за чего концентрация носителей заряда снижается. По истечении второго временного интервала ΔТ₂ этот функционирующий в диодном режиме RC-IGBT Т1 вновь отключается.

По сравнению с известными способами управления, функционирующий в диодном режиме RC-IGBT Т1 управляется не для перехода в состояние переключения «-15 В», а для перехода в новое состояние переключения «0 В». В этом новом состоянии переключения этот RC-IGBT Т1 остается так долго, пока не истечет третий предопределенный временной интервал ΔТ₃. В течение этого третьего временного интервала ΔТ₃ также проходит время запирания ΔT_v, которое также началось по истечении второго предопределенного временного интервала ΔТ₂. После того как это время запирания ΔT_v прошло, RC-IGBT Т2, функционирующий в режиме IGBT, управляется для перехода из состояния переключения «-15 В» в состояние переключения «+15 В». Тем самым осуществляется коммутация от функционирующего в диодном режиме RC-IGBT Т1 на RC-IGBT Т2, функционирующий в режиме IGBT.

Согласно соответствующему изобретению способу функционирующий в диодном режиме RC-IGBT Т1 в течение третьего предопределенного временного интервала ΔТ₃ не достигает состояния переключения «-15 В» высокой концентрации носителей заряда, а находится в состоянии средней концентрации носителей заряда, потому что он непосредственно перед обратным восстановлением находится в состоянии переключения «0 В», а не как при известном способе управления в состоянии переключения «-15 В». За счет этого снижается заряд обратного восстановления при том же напряжении пропускания, по сравнению с уровнем техники. Тем самым достигается первая цель.

Если функционирующий в диодном режиме RC-IGBT Т1 включается или выключается, то в диодном направлении этого RC-IGBT Т1 возникают нагрузки ударного тока. Для того чтобы функционирующий в диодном режиме RC-IGBT Т1 имел более высокую прочность по отношению к ударному току, он находится в состоянии переключения «-15 В» (t<t1 и t>t4).

На фиг.20 и 22 представлена первая модификация соответствующего изобретению способа. Модификация состоит в том, что в стационарном состоянии выключения (t<t2 и t>t5) оба RC-IGBT Т1 и Т2 управляются для перехода не в состояние переключения «-15 В», а в состояние переключения «0 В». При этой модификации соответствующего изобретению способа снижается только заряд обратного восстановления при по возможности низком напряжении пропускания. Прочность по отношению к ударному току функционирующего в диодном режиме RC-IGBT Т1 не повышается существенно.

В другой модификации соответствующего изобретению способа функционирующий в диодном режиме RC-IGBT в течение заданного состояния включения (t1<t<t3 на фиг.25) и в течение стационарного состояния запирания (t<t1 и t>t5 на фиг.26) управляется для перехода в состояние переключения «-15 В». Тем самым достигается то, что функционирующий в диодном режиме RC-IGBT имеет более высокую прочность по отношению к ударному току. Так как этот функционирующий в диодном режиме RC-IGBT в течение второго и третьего предопределенного временного интервала ΔТ₂ и ΔТ₃ остается в состоянии переключения «0 В», концентрация носителей заряда в течение второго предопределенного временного интервала ΔТ₂ не слишком сильно снижается, как это имеет место в уровне техники или в соответствующем изобретению способе (фиг.13). Но эта концентрация носителей заряда увеличивается также в течение третьего предопределенного временного интервала ΔТ₃ лишь минимально, так как функционирующий в диодном режиме RC-IGBT в течение этого временного интервала ΔТ₃ удерживается в состоянии переключения «0 В».

Если требуется только высокая прочность по отношению к ударному току в диодном режиме RC-IGBT, то функционирующий в диодном режиме RC-IGBT может в течение всего периода импульса управляться для перехода во второе состояние переключения «-15 В» (фиг.30). При этой модификации соответствующего изобретению способа заряд обратного восстановления не сокращается.

Для того чтобы соответствующий изобретению способ мог быть реализован без больших затрат, в управляющих устройствах 14 каждого RC-IGBT Т1 или Т2 полумостовой схемы 2 (фиг.3) сохранены предопределенные временные интервалы ΔТ₁, ΔТ₂, ΔТ₃ как постоянные числовые значения. Для осуществления соответствующего изобретению способа эти три временных интервала ΔТ₁, ΔТ₂, ΔТ₃ выбираются таким образом, что справедливо следующее соотношение: ΔТ₂<ΔТ₁<ΔТ₂ + ΔТ₃.

Предпосылка для применения соответствующего изобретению способа состоит в том, что обратнопроводящие IGBT имеют паразитные неконтактированные высоколегированные р-области между контактированными р-карманами на передней стороне RC-IGBT. За счет этих паразитных р-областей RC-IGBT вместо двух состояний переключения «+15 В» и «-15 В» имеет теперь три состояния переключения («+15 В», «0 В» и «-15 В»). В соответствии с изобретением эти паразитные р-области RC-IGBT целенаправленно применяются в способе управления этим RC-IGBT, чтобы преимущественно получить по возможности низкий заряд обратного восстановления с по возможности низким напряжением пропускания.

Изобретение относится к способу управления двумя электрически последовательно включенными IGBT (Т1, Т2) полумостовой схемы (2), на которой существует рабочее постоянное напряжение (U_G), причем эти обратнопроводящие IGBT (Т1, Т2) имеют три состояния переключения. В соответствии с изобретением способ содержит следующие этапы: установление каждого обратнопроводящего IGBT (T1, T2) полумостовой схемы (2) в течение стационарного состояния выключения соответствующего заданного управляющего сигнала ( $$S_T^{*}$$ ) в состояние переключения «-15 В», удерживание обратнопроводящего IGBT (T1, T2) в состоянии переключения «+15 В» по истечении предопределенного временного интервала (ΔТ₁) после перехода заданного управляющего сигнала ( $$S_T^{*}$$ ) от состояния выключения в состояние включения, пока протекает ток от эмиттера к коллектору, установление обратнопроводящего IGBT (T1, T2) по истечении этого предопределенного временного интервала (ΔТ₁) после перехода заданного управляющего сигнала ( $$S_T^{*}$$ ) от состояния выключения в состояние включения, если тем самым обеспечивается возможность протекания тока от коллектора к эмиттеру, установление каждого обратнопроводящего IGBT (T1, T2) полумостовой схемы (2) в состояние переключения «+15 В» на второй предопределенный временной интервал (ΔТ₂) после перехода соответствующего заданного управляющего сигнала ( $$S_T^{*}$$ ) от состояния включения в состояние выключения, и установление обратнопроводящего IGBT (T1, T2) полумостовой схемы (2) по истечении второго предопределенного временного интервала (ΔТ₂) на третий предопределенный временной интервал (ΔТ₃) в состояние переключения «0 В». Тем самым получают способ управления для двух электрически последовательно включенных IGBT (Т1, Т2) полумостовой схемы (2), которые имеют три состояния переключения, за счет чего достигается технический результат - заряд обратного восстановления при том же напряжении пропускания ниже по отношению к обычному способу управления. 8 з.п. ф-лы, 30 ил.

1. Способ управления двумя электрически последовательно включенными обратнопроводящими биполярными транзисторами с изолированным затвором (IGBT) (Т1, Т2) полумостовой схемы (2), на которой существует рабочее постоянное напряжение (U_G), причем эти обратнопроводящие IGBT (Т1, Т2) имеют три состояния переключения "+15 В", "0 В" и "-15 В", содержащий следующие этапы:
а) установление каждого обратнопроводящего IGBT (T1, T2) полумостовой схемы (2) в течение стационарного состояния выключения соответствующего заданного управляющего сигнала ( $$S_T^{*}$$ ) в состояние переключения "-15 В",
b) удерживание обратнопроводящего IGBT (T1, T2) в состоянии переключения "+15 В" по истечении предопределенного временного интервала (ΔТ₁) после перехода соответствующего заданного управляющего сигнала ( $$S_T^{*}$$ ) от состояния выключения в состояние включения, пока протекает ток от эмиттера к коллектору,
с) установление обратнопроводящего IGBT (T1, T2) в состояние переключения "+15 В" по истечении этого предопределенного временного интервала (ΔТ₁) после перехода соответствующего заданного управляющего сигнала ( $$S_T^{*}$$ ) от состояния выключения в состояние включения, если тем самым обеспечивается возможность протекания тока от коллектора к эмиттеру,
d) установление каждого обратнопроводящего IGBT (T1, T2) полумостовой схемы (2) в состояние переключения "+15 В" на второй предопределенный временной интервал (ΔТ₂) после перехода
соответствующего заданного управляющего сигнала ( $$S_T^{*}$$ ) от состояния включения в состояние выключения, и
е) установление каждого обратнопроводящего IGBT (T1, T2) полумостовой схемы (2) по истечении второго предопределенного временного интервала (ΔТ₂) на третий предопределенный временной интервал (ΔТ₃) в состояние переключения "0 В".

2. Способ по п. 1, отличающийся тем, что амплитуда напряжения затвора (u_GE) каждого обратнопроводящего IGBT (T1, T2) полумостовой схемы (2) в течение стационарного состояния выключения и на первый предопределенный временной интервал (ΔТ₁) соответствующего заданного управляющего сигнала ( $$S_T^{*}$$ ) устанавливается в состояние переключения "0 В".

3. Способ по п. 1, отличающийся тем, что амплитуда напряжения затвора (u_GE) каждого обратнопроводящего IGBT (T1, T2) полумостовой схемы (2) на второй предопределенный временной интервал (ΔТ₂) устанавливается в состояние переключения "0 В".

4. Способ по п. 1, отличающийся тем, что амплитуда напряжения затвора (u_GE) каждого обратнопроводящего IGBT (T1, T2) полумостовой схемы (2) на второй и третий предопределенный временной интервал (ΔТ₂, ΔТ₃) устанавливается в состояние переключения "-15 В".

5. Способ по п. 1, отличающийся тем, что первый предопределенный временной интервал (ΔТ₁) по времени больше, чем второй предопределенный временной интервал (ΔТ₂).

6. Способ по п. 1, отличающийся тем, что первый предопределенный временной интервал (ΔТ₁) по времени меньше, чем
сумма второго и третьего предопределенного временного интервала (ΔТ₂, ΔТ₃).

7. Способ по п. 1, отличающийся тем, что три предопределенных временных интервала (ΔТ₁, ΔТ₂, ΔТ₃) сохранены в устройстве для выполнения способа.

8. Способ по п. 1, отличающийся тем, что определяется полярность коллекторного тока каждого обратнопроводящего IGBT (T1, T2) полумостовой схемы (2).

9. Способ по п. 5, отличающийся тем, что полярность коллекторного тока определяется посредством оценки определенного напряжения коллектор-эмиттер.