ВОЗБУЖДЕНИЕ ПАРАМЕТРИЧЕСКИХ ГРОМКОГОВОРИТЕЛЕЙ Российский патент 2015 года по МПК H04R3/04 

ОБЛАСТЬ ТЕХНИКИ, К КОТОРОЙ ОТНОСИТСЯ ИЗОБРЕТЕНИЕ

Изобретение относится к возбуждению параметрических громкоговорителей и, в частности, но не исключительно, к предкомпенсации для модуляции с одной боковой полосой параметрических громкоговорителей.

УРОВЕНЬ ТЕХНИКИ

В последние годы возрос интерес к пространственному восприятию при передаче звука. В частности, во многих приложениях желательно получить высоконаправленный и узкий звуковой пучок. Например, для виртуально окружающих акустических систем, где виртуальные задний или боковой источники звука генерируются физическими звуковыми преобразователями, расположенными напротив пользователя, высоконаправленные акустические пучки могут быть отражены стенами в сторону или назад от пользователя, тем самым, обеспечивая восприятие виртуальных звуковых источников в этих точках отражения.

Однако, может оказаться затруднительным сгенерировать такие узкие и высоконаправленные пучки от традиционных громкоговорителей, работающих в полосе звуковых частот. В связи с этим, был предложен альтернативный подход, основанный на излучении ультразвука от ультразвуковых преобразователей. Такие громкоговорители известны как параметрические громкоговорители. По существу, параметрический громкоговоритель представляет собой устройство, которое генерирует слышимый звук посредством нелинейной демодуляции ультразвуковой несущей высокой интенсивности, модулированной звуковым сигналом. Параметрические громкоговорители привлекательны для воспроизведения звука потому, что они обладают чрезвычайно высокой направленностью на звуковых частотах.

Таким образом, параметрические громкоговорители используют ультразвуковые преобразователи, которые могут обеспечить высоконаправленный звуковой пучок. Обычно, направленность (узость звукового пучка) громкоговорителя зависит от соотношения размера громкоговорителя и длин звуковых волн. Слышимый звук имеет длины волн в пределах от нескольких сантиметров до нескольких метров, и поскольку эти длины волн сопоставимы с размером большинства громкоговорителей, звук обычно распространяется во всех направлениях. Однако для ультразвукового преобразователя, длина волны намного меньше и, соответственно, оказывается возможным создать источник звука, который будет намного больше, чем излучаемые длины волн, тем самым, приводя к формированию очень узкого и высоконаправленного пучка.

Таким высоконаправленным пучком можно, например, намного эффективнее управлять и, например, можно точно его направить в желаемую точку отражения.

Ультразвуковой сигнал, возбуждающий ультразвуковой преобразователь, генерируется амплитудной модуляцией ультразвукового несущего сигнала звуковым сигналом, полученным из воспроизводимого звукового сигнала. Этот модулированный сигнал излучается звуковым преобразователем. Ультразвуковой сигнал непосредственно не воспринимается слушающим человеком, но звуковой сигнал может автоматически стать слышимым без необходимости в каких-либо определенных действиях, приемнике или прослушивающем устройстве. В частности, любая нелинейность на пути распространения звука от преобразователя до слушателя может действовать как демодулятор, тем самым, воссоздавая звуковой сигнал. Такая нелинейность может возникнуть автоматически на пути распространения ультразвука. В частности, воздух как среда передачи с необходимостью имеет нелинейную характеристику, что приводит к тому, что ультразвук становится слышимым. Таким образом, нелинейные свойства самого воздуха могут привести к звуковой демодуляции ультразвукового сигнала большой интенсивности. Таким образом, ультразвуковой сигнал может автоматически быть демодулирован, чтобы предоставить слышимый звук для слушателя.

Примеры и дополнительное описание использования параметрических громкоговорителей для излучения звука могут быть найдены, например, в диссертации PhD "Sound from Ultrasound: The Parametric Array as an Audible Sound Source (Звук из Ультразвука: Параметрическая Матрица как Источник Слышимого звука)" F.Joseph Pompei, 2002, Massachusetts Institute of Technology (Массачусетский Технологический Институт).

Было установлено, что процесс нелинейной демодуляции, посредством которого звук производится параметрическим громкоговорителем, к сожалению, приводит к значительным нелинейным искажениям звукового сигнала. Для снижения значительных искажений были предложены схемы предварительной обработки для параметрических громкоговорителей, но действенность этих схем связана с компромиссами между эффективностью, полосой пропускания и сложностью обработки.

Статья "Possible exploitation of non-linear acoustic in underwater transmitting applications (Возможное использование нелинейной акустики в гидроакустических приложениях)" автор Berktay, 1965, J.Sound.Vib., 2(4), страницы 435-461, предоставляет аналитическое приближение дальнего поля, указывающее, что демодулируемый звуковой сигнал, создаваемый параметрическим эффектом в воздухе, пропорционален второй производной квадрата модуляционной огибающей E(t), то есть

$$y(t)=\frac{{\partial }^2}{\partial t^2}(E{(t)}^2)$$ .

Обычные системы параметрических громкоговорителей используют простую Амплитудную Модуляцию (АМ) несущего сигнала, то есть возбуждающий преобразователь сигнал s(t) обычно выражается как:

s(t)=E(t)sin(ω_ct),

где ω_c - угловая частота несущего сигнала, E(t) - огибающая возбуждающего сигнала.

Чтобы компенсировать нелинейное искажение, вызванное демодуляцией в воздухе ультразвукового сигнала, было предложено предкомпенсировать воспроизводимый звуковой сигнал x(t). Конкретно, было предложено предкомпенсировать звуковой сигнал, генерируя сигнал огибающей в виде:

$$E(t)=\sqrt{1+{\displaystyle \iint mx(t)}}.$$

Эта идеальная модуляционная огибающая дается инверсией операции нелинейной демодуляции, и поскольку переданный сигнал должен быть вещественным, только модуляционные огибающие, которые приводят к звуковому сигналу без компонентов искажения, следуют такому приближению.

Однако вместо того, чтобы использовать стандартную AM модуляцию с Двойной Боковой Полосой (DSB), в системах параметрических громкоговорителей было предложено использовать модуляцию с Одной Боковой Полосой (SSB) для модуляции ультразвуковой несущей.

Стандартная схема модуляции известна как AM модуляция с Двойной Боковой Полосой (DSB), поскольку амплитудная модуляция несущей частоты производит две боковые полосы, Верхнюю Боковую Полосу (USB) и Нижнюю Боковую Полосу (LSB). Эти боковые полосы равны по своей ширине модуляционной огибающей и содержат информацию модуляции, как обозначено на фиг.1, которая показывает звуковой спектр 101 возбуждающего сигнала, несущую частоту 103 и получающийся DSB AM модулированный сигнал 105.

При идеальных условиях, AM, в комбинации с идеальной квадратно-корневой предкомпенсацией огибающей, теоретически приводит к свободному от искажений звуковому сигналу после демодуляции. Однако имеется несколько практических проблем. Квадратно-корневая операция вводит бесконечную гармоническую последовательность и, поэтому, требует большой ширины полосы частот для обработки сигналов и в принципе приводит к предкомпенсированному сигналу с бесконечным спектром. Действительно, чтобы полностью подавить все компоненты искажения, этот предкомпенсированый сигнал должен быть полностью воспроизведен. Реальные преобразователи и электрические схемы неизбежно имеют ограниченную полосу пропускания, препятствуя полному воспроизведению возбуждающего сигнала. Последствием являются потенциально высокие уровни искажений. Для уменьшения искажения или глубина модуляции может быть уменьшена, или полоса пропускания преобразователя и управляющей электроники должна быть сделана как можно более широкой.

Сокращение глубины модуляции снижает эффективность воспроизведения звука только при незначительном уменьшении искажений. Увеличение полосы пропускания преобразователя и управляющей электроники требует очень специализированного оборудования, из-за чего быстро возрастают затраты на аппаратные средства. Кроме того, имеются дополнительные пределы, относящиеся к максимально допустимой ширине полосы частот сигнала. Если ширина полосы частот слишком велика, LSB информация может просочиться в диапазон слышимых частот. Эти слышимые компоненты не только могут быть раздражающими, но и Уровни Давления Звука (SPL) могут оказаться достаточными для причинения необратимого вреда слуховой системе. Все слышимые компоненты LSB должны быть, поэтому, удалены операцией фильтрации. Это требование означает жесткий предел на имеющуюся ширину полосы пропускания и ограничивает возможности устройства в отношении искажений. Кроме того, с воздействием высокочастотного слышимого звука и ультразвука большой интенсивности в диапазоне, близком к слышимому диапазону, связаны субъективные эффекты, например головные боли, тошнота, повышенная утомляемость и ощущения заложенности ушей. Компоненты LSB вблизи слышимого диапазона могут спровоцировать эти нежелательные симптомы, и устройство, предназначенное для длительного использования, для учета этого должно иметь дополнительные возможности. Это опять-таки требует усечения спектра предобрабатываемого сигнала, дополнительно снижая эффективность сокращения искажений.

Для разрешения этих проблем было предложено использовать АМ модуляцию с Одной Боковой Полосой (SSB) для модуляции ультразвуковой несущей, а не обычную DSB АМ модуляцию. Схемы модуляции SSB удаляют или LSB, или USB с помощью применения второй ортогональной несущей частоты. Модуляция, использующая такие ортогональные несущие, известна как квадратурная модуляция и может быть представлена как модуляция в комплексной области. Как показано на фиг.2, SSB модуляция может быть подобной DSB модуляции за исключением того, что генерируется только один из сигналов боковой полосы, в примере USB 201.

Модуляция SSB обещает много преимуществ по сравнению с модуляцией DSB. Удаление нижней боковой полосы препятствует утечке информации модуляции в область слышимых частот, и нет жесткого предела на допустимую ширину полосы частот. Поскольку нет никаких компонент сигнала вблизи слышимого частотного диапазона, несущая частота может быть понижена, сокращая атмосферное поглощение ультразвуковой энергии, что повышает эффективность генерирования звукового сигнала. Кроме того, этот подход может гарантировать, что нет ультразвука большой интенсивности в ближнем слышимом диапазоне, и может, таким образом, обеспечить увеличенную безопасность и снижение субъективных эффектов. Передача одной боковой частотной полосы может снизить требования к полосе пропускания преобразователя и управляющей электронике, приводя к более простым и более дешевым аппаратным средствам. Снижение ширины полосы частот может также привести к экономии потребления электроэнергии.

Однако хотя SSB может предоставить много преимуществ, по сравнению с SSB с модуляцией ультразвуковых сигналов для параметрических громкоговорителей, имеются также некоторые сопутствующие недостатки. В частности, подходы предкомпенсации, используемые для DSB, не могут быть непосредственно использованы для SSB.

Обычные системы SSB используют следующую схему модуляции:

$$s(t)=g(t)\sin ({\omega }_{c}t)+\widehat{g}(t)\cos ({\omega }_{c}t)$$ ,

где s(t) - управляющий сигнал преобразователя, g(t) - сигнал модуляции, ĝ(t) - сигнал модуляции после преобразования Гильберта, и ω_c - угловая частота несущего сигнала.

Функция огибающей s(t) определяется выражением

$$\left|s(t)\right|=\sqrt{g^2(t)+{\left(\widehat{g}(t)\right)}^2}.$$

Чтобы предоставить свободный от искажений звук, необходимо найти сигнал g(t), такой, что

$$\sqrt{g^2(t)+{\left(\widehat{g}(t)\right)}^2}=E(t)=\sqrt{1+{\displaystyle \int {\displaystyle \int mx(t)}}}.$$

Таким образом, для данного звукового сигнала x(t) необходимо решить это уравнение, чтобы найти функцию g(t), которая может быть использована для модуляции ультразвукового сигнала так, что демодуляция в воздухе излучаемого модулированного ультразвукового сигнала приводит к первоначальному звуковому сигналу x(t).

Однако, вследствие сложного соотношения для функции, и сложной и нелинейной природы преобразования Гильберта, и функции квадратного корня, это очень усложнено. Патент США US 6584205 и статья Lee, K., and Gan, W. "Bandwidth-efficient recursive pth-order equalization for correction based distortion in parametric loudspeakers", 2006, IEEE Trans. Audio. Speech and Lang. Proc., 14(2), 706-710, предлагают использование итерационной предобработки для медленной сходимости к оптимальному значению g(t).

Предложенные подходы заключаются в итерационной коррекции сигнала g(t) модуляции до тех пор, пока функция огибающей SSB не приблизится к идеальной огибающей E(t). Однако, хотя такой подход и эффективен при снижении уровней искажения, итерационный способ требует больших вычислительных ресурсов и привносит значительную задержку в звуковую последовательность. Это требует очень существенного объема вычислений, осуществляемого в режиме реального времени, что делает его очень дорогостоящим. Действительно, в патенте США US 6584205, предполагается, что, по меньшей мере, восемь итераций необходимы для получения разумного качества звука. Большая вычислительная мощность, требуемая в таком подходе, приводит к тому, что осуществление вычислительной обработки в реальном времени становится очень дорогостоящим или непрактичным.

Хотя предлагалось несколько отличных подходов к модуляции, например, с использованием выражения:

$$s(t)=(1+g(t))\sin ({\omega }_{c}t)+\widehat{g}(t)\cos ({\omega }_{c}t)$$ ,

эти подходы имеют недостатки из-за тех же самых проблем.

Предлагалось использовать простые соотношения для определения функции модуляции, например, g(t)=E(t). Однако такие упрощения могут предоставить плохую предкомпенсацию и, таким образом, приводить к высоким уровням искажений и низкому качеству звука.

Следовательно, было бы полезно найти улучшенный подход и, в частности, было бы полезно найти такой подход, который позволил бы увеличить гибкость, уменьшить сложность, облегчить осуществление, снизить вычислительный ресурс компенсации, улучшить предкомпенсацию, улучшить качество звука и/или улучшить функциональные параметры.

СУЩНОСТЬ ИЗОБРЕТЕНИЯ

Соответственно, изобретение призвано предпочтительно смягчить, уменьшить или устранить один или более вышеупомянутых недостатков, по отдельности или в любой комбинации.

В соответствии с одним аспектом изобретения предоставляется аппаратура для генерирования возбуждающего сигнала для параметрического громкоговорителя, причем возбудитель содержит: приемник для приема входного звукового сигнала; предкомпенсатор для генерирования предкомпенсированного сигнала огибающей путем применения предкомпенсации ко входному звуковому сигналу, причем предкомпенсация, по меньшей мере частично, компенсирует искажения огибающей демодуляции в воздухе модулированного ультразвукового сигнала; первую схему для генерирования комплексного сигнала основной полосы частот, причем первая схема выполнена для: генерирования фазового сигнала из предкомпенсированного сигнала огибающей в ответ на предварительно определенную функцию для определения фазового сигнала из амплитудного сигнала, причем предварительно определенная функция генерирует фазовый сигнал, соответствующий комплексному сигналу, причем первый частотный диапазон первой группы, состоящий из первого диапазона, соответствующего положительным частотам, и второго диапазона, соответствующего отрицательным частотам, подавляется относительно другого частотного диапазона первой группы; и генерирования комплексного сигнала основной полосы частот с амплитудой, соответствующей предкомпенсированному сигналу огибающей, и фазой, соответствующей фазовому сигналу; модулятор для квадратурной модуляции комплексного сигнала основной полосы частот на ультразвуковую квадратурную несущую для генерирования модулированного сигнала; и выходную схему для возбуждения ультразвукового преобразователя модулированным сигналом.

Изобретение может предоставить улучшенное возбуждение параметрического громкоговорителя. Улучшенное качество звука может быть достигнуто во многих случаях и приложениях. Настоящий подход может облегчить осуществление и/или функционирование и может, в частности, снизить требования к вычислительному ресурсу.

Настоящий подход может предоставить улучшенную схему предобработки для снижения искажений для параметрического громкоговорителя. Снижение искажений может быть, в частности, применимо для модуляции с одной боковой полосой или подавленной боковой полосой параметрического громкоговорителя, тем самым, позволяя использовать преимущества таких схем модуляции по существу без необходимости в увеличении задействованного вычислительного ресурса или без ухудшения качества звука. В частности, настоящий подход может во многих вариантах реализации избежать необходимости выполнения итерационных приближений и/или для приближения вычисления или иным образом определения функций обратного преобразования Гильберта, и/или обратных квадратнокорневых функций.

Настоящий подход может действительно во многих случаях обеспечить, теоретически почти идеальное, подавление искажений в соответствии с формулой Berktay при минимальных требованиях к полосе пропускания и только при умеренных требованиях к обработке.

Подавление может либо относиться к отрицательным частотам относительно положительных частот, или к положительным частотам относительно отрицательных частот. В некоторых случаях, или положительные, или отрицательные частоты могут быть удалены, что соответствует модуляции с одной боковой полосой.

Искажение огибающей демодуляции в воздухе модулированного ультразвукового сигнала (также иногда обозначаемого как параметрический сигнал) может, в частности, быть заданным по умолчанию, номинальным, измеренным, теоретическим или предположенным искажением, связанным с демодуляцией в воздухе ультразвукового сигнала, модулированного полосой звуковых частот. Конкретно, искажение огибающей демодуляции в воздухе модулированного ультразвукового сигнала может соответствовать теоретическому искажению, задаваемому по существу выражением:

$$y(t)=\frac{{\partial }^2}{\partial t^2}(E{(t)}^2),$$

где E(t) - модуляционная огибающая.

В соответствии с необязательным признаком изобретения, первая схема содержит фильтр Гильберта.

Это может обеспечить применение конкретной подходящей предварительно определенной функции, что может привести к подавлению боковой полосы частот при малой сложности и при требовании малого вычислительного ресурса. Фильтр Гильберта может, в данном случае, быть фильтром, который приближает или осуществляет преобразование Гильберта.

В соответствии с необязательным признаком изобретения, первая схема содержит схему для применения логарифмической функции к предкомпенсированному сигналу огибающей до фильтра Гильберта.

Это может обеспечить применение конкретной подходящей предварительно определенной функции, что может привести к подавлению боковой полосы, при малой сложности и при требовании малого вычислительного ресурса. Логарифмическая функция может, в данном случае, быть естественным алгоритмом и может быть приближением к теоретическому логарифму.

В соответствии с необязательным признаком изобретения, первая схема выполнена для определения фазового сигнала по существу в виде:

φ(t)=H(ln(E(t)),

где ln(x) - натуральный логарифм x, H(x) - преобразование Гильберта, E(t) - предкомпенсированный сигнал огибающей, и t - временная переменная.

Это может обеспечить применение конкретной подходящей предварительно определенной функции, что может привести к подавлению боковой полосы, при малой сложности и при требовании малого вычислительного ресурса. Логарифмическая функция в данном случае может быть естественным алгоритмом и может быть приближением к теоретическому логарифму. В некоторых вариантах реализации, натуральный логарифм может быть получен из логарифмов, имеющих другие основания, то есть с учетом того, что log_a(x)=log_b(x)/log_b(a) и, конкретно, ln(x)=log_b(x)/log_b(e).

В соответствии с необязательным признаком изобретения, первый частотный диапазон представляет собой первый диапазон, соответствующий положительным частотам.

Во многих вариантах реализации подавление может преимущественно означать отрицательные частоты относительно положительных частот. Это может привести к подавленной (или удаленной) LSB модулированного ультразвукового сигнала. В соответствии с данным признаком, например, может уменьшиться объем модулированного ультразвука в полосе звуковых частот и могут, таким образом, уменьшиться связанные с этим недостатки.

В соответствии с необязательным признаком изобретения, первый частотный диапазон представляет собой второй диапазон, соответствующий отрицательным частотам.

Во многих вариантах реализации подавление может преимущественно означать положительные частоты относительно отрицательных частот. Это может привести к подавленной (или удаленной) USB модулированного ультразвукового сигнала. Данный признак, например, может быть преимущественным в вариантах реализации, в которых несущая частота ультразвука близка к верхнему частотному пределу звукового преобразователя.

В соответствии с необязательным признаком изобретения, не меньше чем 90% энергии комплексного сигнала основной полосы частот находится в другом частотном диапазоне.

Это может обеспечить преимущественные функциональные характеристики во многих вариантах реализации. В некоторых вариантах реализации, подавленная боковая полоса может быть по существу полностью удалена. В некоторых вариантах реализации, первый частотный диапазон может быть ослаблен, по меньшей мере, на 10 дБ относительно другого частотного диапазона для абсолютных значений частоты выше 100 Гц.

В соответствии с необязательным признаком изобретения, предкомпенсатор содержит двойной интегратор для того, чтобы компенсировать входной звуковой сигнал.

Это может обеспечить улучшенные функциональные характеристики во многих вариантах реализации. В частности, это может обеспечить предкомпенсацию, которая не только близко соответствует искажению, привнесенному демодуляцией в воздухе модулированных ультразвуковых сигналов, но которая также близко отражает введенную предкомпенсацию и соотношение для подавленной (или единственной) модуляции боковой полосы.

В соответствии с необязательным признаком изобретения, двойной интегратор соответствует фильтру нижних частот, имеющему отсечку частоты в 3 дБ в интервале частот от 200 Гц до 2 кГц.

Это может облегчить осуществление и улучшить функциональные характеристики. В частности, это может уменьшить необходимый уровень энергии излучаемого ультразвука, предоставляя при этом эффективное предыскажение. В некоторых вариантах реализации, по меньшей мере, один из нижнего и верхнего краев частотного интервала может преимущественно составлять 400 Гц, 800 Гц, 1 кГц или 1,5 кГц.

В соответствии с необязательным признаком изобретения, предкомпенсатор дополнительно содержит: генератор смещения для применения смещения к выходу двойного интегратора для генерирования смещенного сигнала и модификатор для генерирования предкомпенсированного сигнала огибающей путем применения функции квадратного корня к смещенному сигналу.

Это может обеспечить улучшенные функциональные характеристики при сохранении простого осуществления. В частности, это может обеспечить вещественный и положительный предкомпенсированный сигнал огибающей. Смещение может быть смещением постоянного тока.

В соответствии с необязательным признаком изобретения, генератор смещения выполнен для динамического определения смещения в ответ на уровень сигнала для входного звукового сигнала.

Это может обеспечить улучшенные функциональные характеристики. В частности, это может уменьшить средний уровень ультразвукового сигнала, при этом гарантируя, что предкомпенсированный сигнал огибающей является вещественным и положительным для всех входных сигналов. Смещение может быть конкретно определено в ответ на огибающую входного звукового сигнала.

В соответствии с необязательным признаком изобретения, предкомпенсатор выполнен для ограничения предкомпенсированного сигнала огибающей, чтобы иметь значение сигнала выше минимального значения.

Это может обеспечить улучшенные функциональные характеристики и может, в частности, обеспечить хорошее поведение и/или более простое осуществление предварительно определенной функции.

В соответствии с необязательным признаком изобретения, предкомпенсатор, первая схема и модулятор осуществлены как устройства цифровой обработки сигналов, и выходная схема содержит цифроаналоговый преобразователь.

Это может облегчить осуществление во многих вариантах реализации и может, в частности, обеспечить уменьшение скорости преобразования для цифроаналогового преобразователя, тем самым, снижая стоимость. Настоящий подход может обеспечить эффективное осуществление с обработкой сигналов при относительно низкой частоте выборки. Во многих вариантах реализации частота выборки может преимущественно быть не больше чем 300 кГц или даже преимущественно 200 кГц в некоторых вариантах реализации.

В соответствии с необязательным признаком изобретения, система параметрического громкоговорителя содержит: приемник для приема входного звукового сигнала; предкомпенсатор для генерирования предкомпенсированного сигнала огибающей путем применения предкомпенсации ко входному звуковому сигналу, причем предкомпенсация, по меньшей мере частично, компенсирует искажения огибающей демодуляции в воздухе модулированного ультразвукового сигнала; первую схему для генерирования комплексного сигнала основной полосы частот, причем первая схема выполнена для: генерирования фазового сигнала из предкомпенсированного сигнала огибающей в ответ на предварительно определенную функцию для определения фазового сигнала из амплитудного сигнала, причем предварительно определенная функция генерирует фазовый сигнал, соответствующий комплексному сигналу, причем первый частотный диапазон первой группы, состоящей из первого диапазона, соответствующего положительным частотам, и второго диапазона, соответствующего отрицательным частотам, подавлен относительно другого частотного диапазона первой группы; и генерирования комплексного сигнала основной полосы частот с амплитудой, соответствующей предкомпенсированному сигналу огибающей, и фазой, соответствующей фазовому сигналу; модулятор для квадратурной модуляции комплексного сигнала основной полосы частот на ультразвуковой квадратурной несущей для генерирования модулированного сигнала; и выходную схему для возбуждения ультразвукового преобразователя модулированным сигналом; и ультразвуковой преобразователь.

В соответствии с одним аспектом изобретения предоставляется способ возбуждения параметрического громкоговорителя, причем способ содержит: прием входного звукового сигнала; генерирование предкомпенсированного сигнала огибающей путем применения предкомпенсации ко входному звуковому сигналу, причем предкомпенсация, по меньшей мере частично, компенсирует искажения огибающей демодуляции в воздухе модулированного ультразвукового сигнала; генерирование комплексного сигнала основной полосы частот посредством: генерирования фазового сигнала из предкомпенсированного сигнала огибающей в ответ на предварительно определенную функцию для определения фазового сигнала из амплитудного сигнала, причем предварительно определенная функция генерирует фазовый сигнал, соответствующий комплексному сигналу, причем первый частотный диапазон первой группы, состоящей из первого диапазона, соответствующего положительным частотам, и второго диапазона, соответствующего отрицательным частотам, подавлен относительно другого частотного диапазона первой группы; и генерирования комплексного сигнала основной полосы частот с амплитудой, соответствующей предкомпенсированному сигналу огибающей, и фазой, соответствующей фазовому сигналу; квадратурную модуляцию комплексного сигнала основной полосы частот на ультразвуковой квадратурной несущей для генерирования модулированного сигнала; и возбуждение ультразвукового преобразователя модулированным сигналом.

Эти и другие аспекты, признаки и преимущества изобретения будут разъяснены и станут понятными из описываемых ниже варианта(ов) реализации.

КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ЧЕРТЕЖЕЙ

Варианты реализации изобретения рассматриваются только в качестве примера применительно к чертежам, на которых:

фиг.1 - схема модуляции с Двойной Боковой Полосой;

фиг.2 - схема модуляции с Одной Боковой Полосой;

фиг.3 - пример элементов системы параметрического громкоговорителя в соответствии с некоторыми вариантами реализации изобретения;

фиг.4 - пример элементов предмодулятора для системы параметрического громкоговорителя в соответствии с некоторыми вариантами реализации изобретения;

фиг.5 - пример элементов предкомпенсатора для системы параметрического громкоговорителя в соответствии с некоторыми вариантами реализации изобретения.

ПОДРОБНОЕ ОПИСАНИЕ НЕКОТОРЫХ ВАРИАНТОВ РЕАЛИЗАЦИИ ИЗОБРЕТЕНИЯ

Нижеследующее описание сосредоточено на вариантах реализации изобретения, применимых к устройству параметрического громкоговорителя с использованием Амплитудной Модуляции (АМ) с Одной Боковой Полосой (SSB) ультразвуковой несущей. Однако, следует отметить, что описанные принципы и подходы одинаково применимы к АМ модуляции с подавленной боковой полосой.

На фиг.3 показан пример системы параметрического громкоговорителя в соответствии с некоторыми вариантами реализации. Система содержит ультразвуковой преобразователь 301, который излучает модулированный ультразвуковой сигнал. Ультразвуковой сигнал модулирован звуковым сигналом так, что последовательная демодуляция в воздухе ультразвукового сигнала приводит к воспроизведению звука.

Система параметрического громкоговорителя содержит входную схему 303, которая принимает сигнал x(t), воспроизводимый как звук от любого подходящего внутреннего или внешнего источника. Демодуляция в воздухе ультразвукового сигнала приводит к звуковому сигналу, который является искажением огибающей ультразвукового сигнала. Чтобы компенсировать это искажение, воспроизводимый звуковой сигнал x(t) не используется непосредственно для модуляции ультразвуковой несущей. Вместо этого, входная схема 303 соединена с предкомпенсатором 305, который генерирует предкомпенсированный сигнал E(t) огибающей, применяя предкомпенсацию ко входному звуковому сигналу. Предкомпенсация компенсирует искажение огибающей, которое возникает как следствие демодуляции в воздухе модулированного ультразвукового сигнала.

В примере на фиг.3, система использует SSB модуляцию и, поэтому, оцениваемый как вещественный сигнал огибающей переводится в комплексный сигнал основной полосы частот подавителем 307 боковой полосы. В примере, подавитель 307 боковой полосы удаляет или отрицательные, или положительные частоты предкомпенсированного сигнала E(t) огибающей, но следует отметить, что в других вариантах реализации подавитель 307 боковой полосы может подавлять только или отрицательные частоты, или положительные частоты. Таким образом, тогда как предкомпенсированный сигнал E(t) огибающей представляет собой оцениваемый как вещественный сигнал и, соответственно, имеет симметричные положительные и отрицательные частоты, генерируемый комплексный сигнал основной полосы частот имеет или подавленные (или удаленные) положительные частоты, или отрицательные частоты. Такой асимметричный частотный спектр требует комплексного представления сигнала.

В примере, подавитель 307 боковой полосы не использует обычный подход генерирования комплексного сигнала, генерируя мнимую часть комплексного сигнала основной полосы частот путем применения преобразования Гильберта к сигналу, который используется как вещественная часть комплексного сигнала.

Вместо этого, подавитель 307 боковой полосы поддерживает амплитуду комплексного сигнала n(t) основной полосы частот и приступает к генерированию соответствующей фазы для комплексного сигнала n(t) основной полосы частот, что для определенного предкомпенсированного сигнала E(t) огибающей приводит к подавлению (и, конкретно, к удалению) или положительных, или отрицательных частот. Комплексный сигнал n(t) основной полосы частот затем генерируется просто как комплексный сигнал, который имеет амплитуду, равную предкомпенсированному сигналу E(t) огибающей, и фазу, равную определенному значению фазы. Таким образом, комплексный сигнал основной полосы частот генерируется в фазовой области, а не путем применения преобразования Гильберта в амплитудной области.

Конкретно, комплексный сигнал n(t) основной полосы частот может быть получен в виде:

n(t)=E(t)exp(jϕ(t)),

где ϕ(t) - фазовый сигнал.

Подавитель 307 боковой полосы, таким образом, выполнен для генерирования фазового сигнала из предкомпенсированного сигнала E(t) огибающей и, затем, для генерирования комплексного сигнала n(t) основной полосы частот так, чтобы он имел амплитуду, соответствующую предкомпенсированному сигналу E(t) огибающей, и фазу, соответствующую фазовому сигналу. Фаза определяется из предварительно определенной функции, которая связывает сигналы огибающей с фазовыми сигналами. Таким образом, функция малой сложности применяется к предкомпенсированному сигналу E(t) огибающей для генерирования соответствующей фазы. Предварительно определенная функция генерируется такой, что значение фазы соответствует значениям, которые приводят к подавлению или положительных частот, или отрицательных частот для конкретного звукового сигнала.

В некоторых вариантах реализации предварительно определенная функция может, например, определяться процессом подбора. Например, используя простой подход проб и ошибок, различные входные сигналы могут быть поданы на систему с регистрацией образующегося демодулированного звукового сигнала. Различные параметры и характеристики предварительно определенной функции могли быть итерационно откорректированы до тех пор, пока искажение не было уменьшено до разумного уровня. Поскольку такой процесс подбора необходим только однажды в течение построения фазы (и затем может быть многократно использован для всех систем), процесс подбора может быть ресурсозатратным и сложным процессом и может включать в себя ручную тонкую настройку функции, чтобы предоставить разумный компромисс между функциональными возможностями коррекции искажений, функциональными возможностями подавления боковой полосы, сложностью и т.д.

В некоторых вариантах реализации, одна и та же предварительно определенная функция может быть использована для всех звуковых сигналов или звуковых сегментов. Однако, в других вариантах реализации, предварительно определенная функция может содержать множество различных подфункций, оптимизированных для различных типов звуковых сигналов или сегментов. Подавитель 307 боковой полосы может в этом случае оценить принятый предкомпенсированный сигнал E(t) огибающей, чтобы решить, какую именно подфункцию применить.

Подавитель 307 боковой полосы соединяется с модулятором 309, на который подается комплексный сигнал n(t) основной полосы частот и который приступает к квадратурной модуляции комплексного сигнала основной полосы частот на ультразвуковой квадратурной несущей для генерирования модулированного сигнала. Конкретно, квадратурная модуляция может реализовать функцию:

s(t)=ℜ(n(t))sin(ω_ct)+ℑ(n(t))cos(ω_ct).

Модулятор 309 соединяется с выходной схемой 311, которая далее соединяется с ультразвуковым преобразователем 301. Выходная схема 311 выполнена для возбуждения ультразвукового преобразователя 310 модулированным сигналом. Конкретно, выходная схема 311 может содержать подходящие усилители, фильтры и т.д., как должно быть известно специалисту в данной области техники.

Таким образом, авторы поняли, что возможно подавить боковую полосу, определяя подходящую фазу и поддерживая ту же самую амплитуду, как для предкомпенсированного сигнала E(t) огибающей. Кроме того, авторы поняли, что при использовании такого подхода с модуляцией с подавленной боковой полосой или с одной боковой полосой эффект подавления/удаления боковой полосы обеспечивает, чтобы предкомпенсация для такой модуляции с подавленной боковой полосой непосредственно соответствовала искажению демодуляции в воздухе, без необходимости рассматривать какое-либо воздействие самого процесса модуляции. Это предполагает схему намного меньшей сложности и предоставляет систему с намного меньшими требованиями к вычислительному ресурсу, чем это известно для предшествующего уровня техники. Действительно, рекурсивного осуществления предшествующего уровня техники можно избежать, и часто может быть достигнуто сокращение объема вычислительного ресурса на порядок. Следовательно, может быть достигнута намного более эффективная система, что обычно дополнительно предоставляет улучшенную компенсацию искажения и, таким образом, приводит к более высокому качеству звука.

В некоторых вариантах реализации, или положительные, или отрицательные частоты могут быть по существу удалены, что соответствует АМ модуляции SSB. Однако в некоторых вариантах реализации некоторый остаток подавленных частот может сохраниться. Например, в некоторых вариантах реализации, предварительно определенная функция и/или осуществление могут привести к сохранению некоторых из подавленных частот в комплексном сигнале n(t) основной полосы частот. Однако, во многих вариантах реализации, подавление преимущественно таково, что, по меньшей мере, 90% энергии комплексного сигнала n(t) основной полосы частот находится в выбранной одной из положительных и отрицательных частот (и, таким образом, в выбранной боковой полосе). Во многих вариантах реализации, подавленные частоты могут быть ослаблены, по меньшей мере, на 10 дБ относительно соответствующих неподавленных частот, по меньшей мере, для абсолютных значений частоты выше 100 Гц.

В конкретном примере, подавитель 307 боковой полосы содержит фазовый генератор 313, который генерирует фазовый сигнал φ(t) из предкомпенсированного сигнала E(t) огибающей, применяя предварительно определенную функцию. Образующийся фазовый сигнал подается на генератор 315 комплексного значения, который генерирует сигнал комплексного значения с фазой, соответствующей фазовому сигналу φ(t), и фиксированной единичной амплитудой. Генератор 315 комплексного значения соединен с умножителем 317, который умножает сигнал комплексного значения на предкомпенсированный сигнал E(t) огибающей, чтобы сгенерировать комплексный сигнал n(t) основной полосы частот. Таким образом, подавитель 307 боковой полосы генерирует комплексный сигнал n(t) основной полосы частот в виде:

n(t)=E(t)exp(jϕ(t)).

В этом примере, фазовый генератор 313 выполнен для применения предварительно определенной функции, которая включает в себя преобразование Гильберта натурального логарифма предкомпенсированного сигнала E(t) огибающей.

На фиг.4 показан пример фазового генератора 313. В примере, предкомпенсированный сигнал E(t) огибающей подается на логарифмическую схему 401, которая применяет операцию логарифмирования к предкомпенсированному сигналу E(t) огибающей. В данном случае, логарифм является натуральным логарифмом. Логарифмическая схема 401 может, например, быть осуществлена как таблица соответствия или может быть осуществлением встроенного программного обеспечения, например может быть осуществлена с использованием известной подпрограммы для извлечения натурального логарифма от значения. Получающийся сигнал подается на фильтр 403 Гильберта, который применяет преобразование Гильберта к сигналу от логарифмической схемы 401. Фильтр Гильберта может в данном случае быть осуществлен как фильтр FIR (КИХ) или IIR (БИХ), как должно быть известно специалисту в данной области техники.

Таким образом, в данном примере подавитель 307 боковой полосы генерирует фазовый сигнал по существу в виде:

φ(t)=H(ln(E(t)).

где ln(x) - натуральный логарифм x, и H(x) - преобразование Гильберта.

Можно показать, что это соотношение может быть использовано для удаления отрицательных частот и, таким образом, может быть использовано для предоставления подходящего комплексного сигнала основной полосы частот, чтобы привести к модуляции SSB.

Действительно, в статье "The Compatibility Problem in Single Sideband Transmission", автор Powers,K.H., Proc. of the IRE, 1960, страницы 1431-1435, было показано, что такая функция может обеспечить сигнал с удаленной боковой полосой. Статья относится к другой области, а именно области радиопередачи, в которой используются совсем другие подходы. В частности, для радиосвязи, демодуляция обеспечивается специализированной схемой и использованием активной обработки сигналов для демодуляции сигналов. Действительно, типичная демодуляция для радиосигналов использует линейные детекторы огибающей, которые несовместимы с подходом статьи. Однако, авторы поняли, что такая функция может быть использована в отличающейся области параметрических громкоговорителей и действительно может быть применена к отличающейся концепции естественной демодуляции звука ультразвуковых частот в воздухе.

Таким образом, модулированный ультразвуковой сигнал в системе на фиг.3 может быть задан в виде

s(t)=ℜ(E(t)exp(jH[ln{E(t)}])sin(ω_ct)+ ℑ(E(t)exp(jH[ln{E(t)}])cos(ω_ct).

Таким образом, данный подход может предоставить SSB модуляцию параметрического сигнала, которая не только может привести к улучшенному качеству звука, но и которая также может быть осуществлена с малой сложностью и малыми требованиями к вычислительному ресурсу. Действительно, одна из наиболее сложных операций - это преобразование Гильберта, но следует отметить, что оно может быть осуществлено с использованием относительно короткого фильтра, поскольку параметрический громкоговоритель эффективно работает при ограниченной полосе звуковых частот, а именно от 800 Гц до 15 кГц. Очевидно, частотная характеристика преобразования Гильберта может быть расширена за счет дополнительной вычислительной нагрузки.

Существенное преимущество описанного подхода состоит в том, что соотношение между предкомпенсированным сигналом E(t) огибающей и излучаемой огибающей известно и, таким образом, что соотношение между предкомпенсированным сигналом E(t) огибающей и демодулируемым звуком известно. Это позволяет выполнять эффективную предкомпенсацию.

В данном примере, искажение, вызванное демодуляцией в воздухе, предполагается соответствующим теоретическому искажению, предсказываемому в соответствии с решением Berktay для дальнего поля, то есть

$$y(t)=\frac{{\partial }^2}{\partial t^2}(E{(t)}^2).$$

Однако следует отметить, что в других вариантах реализации предкомпенсация может быть основанной на предположении о других функциях искажения. Эти функции могут быть получены теоретически или могут, например, быть определены из измерений конкретных звуковых сред.

Предкомпенсатор 305, соответственно, выполнен для компенсации этого искажения. Преимущество данного подхода заключается в том, что он может обеспечить, чтобы эта предкомпенсация следовала подходу, используемому для систем DSB. Таким образом, хотя используется совсем другой подход к модуляции, именно так оказывается возможным использовать подобную предкомпенсацию и дополнительно избежать, например, необходимость в рекурсивных методиках, чтобы найти подходящую компенсирующую функцию, которая отражает определенные эффекты огибающей модуляции SSB.

Поэтому в данном примере предкомпенсатор 305 стремится компенсировать искажение в воздухе, предсказанное функцией Berktay, и, соответственно, он включает в себя двойной интегратор 319, примененный ко входному сигналу x(t). Эту функцию можно рассматривать как действующую как линейная операция уравнивания для компенсации эффектов операции двойного дифференцирования, происходящей в течение демодуляции сигнала в воздухе.

Сумматор 321 добавляет подходящее смещение постоянного тока (например, значение 1) к результату двойного интегратора 319. Блок 323 квадратного корня затем применяет функцию квадратного корня для получения предкомпенсированного сигнала E(t) огибающей.

Таким образом, предкомпенсатор 305 (приблизительно) генерирует сигнал

$$E(t)=\sqrt{1+{\displaystyle \iint x(t)}}.$$

Это может обеспечить высокое качество звука при использовании модуляции SSB (или подавленной боковой полосы) и может в идеальном случае обеспечить совершенную компенсацию эффектов искажения демодуляции.

Система на фиг.3, соответственно, предоставляет способ создания SSB возбуждающего сигнала для параметрического громкоговорителя. Схема предобработки предоставляет потенциально идеальное уменьшение искажения, основанное на дальне-полевом приближении Berktay для параметрического громкоговорителя. Кроме того, ширина полосы SSB возбуждающего сигнала не превышает ширину полосы входного звукового сигнала. Таким образом, этот подход спектрально очень эффективен и предоставляет все преимущества использования SSB. Кроме того, такая схема отражает только незначительное увеличение необходимой мощности обработки, по сравнению с простой предкомпенсацией DSB, и предъявляет приблизительно на порядок меньшие требования к вычислениям, чем схемы снижения искажения SSB предшествующего уровня техники. Это может позволить применить дешевую SSB модуляцию в реальном времени при практическом осуществлении параметрического громкоговорителя.

Во многих вариантах реализации, может оказаться преимущественным подавить или удалить отрицательные частоты и, таким образом, LSB. В частности, это может оказаться преимущественным, если можно быть уверенным, что нет (существенных) компонент модулированного ультразвукового сигнала, близких или попадающих в полосу звуковых частот, и это может, таким образом, смягчить связанные с этим недостатки. Кроме того, это может позволить понизить несущую частоту и определенно может позволить понизить несущую частоту до частот, относительно близких к полосе звуковых частот.

Однако следует отметить, что в некоторых вариантах реализации может оказаться преимущественным подавить или удалить положительные частоты и, таким образом, USB. Например, чтобы полностью использовать ширину полосы частот ультразвукового преобразователя, может оказаться желательным установить несущую частоту ближе к одному из краев частотного диапазона, поддерживаемого ультразвуковым преобразователем. В некоторых случаях, может оказаться желательным удалить несущую частоту насколько возможно дальше от полосы звуковых частот и, поэтому, может оказаться преимущественным задать несущую частоту ближе к верхней частоте, поддерживаемой ультразвуковым преобразователем. Такой подход может действительно быть выполнимым при удалении USB и использовании модуляции LSB SSB.

В некоторых вариантах реализации данная передаточная характеристика ультразвукового преобразователя может быть такой, что для максимального использования резонансной частоты, для максимальной эффективности и для поддержания линейного, или максимально эффективного, режима работы преимущественным окажется подавление USB и использование модуляции LSB SSB. Например, если передаточная функция ультразвукового преобразователя демонстрирует резкое снижение эффективности для частот, больших частоты резонанса, и более плавное снижение эффективности ниже резонансной частоты, может оказаться желательным использовать LSB SSB, чтобы максимально эксплуатировать наиболее эффективную область передаточной функции преобразователя. Аналогично, схема, использующая USB SSB, может быть использована, если передаточная функция преобразователя противоположна таковой для вышеупомянутого примера.

В некоторых вариантах реализации, двойной интегратор 319 предкомпенсатора 305 может быть осуществлен как фильтр нижних частот. Действительно, интегрирование может быть смоделировано как простой линейный фильтр и может быть осуществлено или в цифровой форме, или аналоговой обработкой сигнала. Интегрирование эквивалентно линейному фильтру, пропорциональному (1/ω)², то есть с завалом 12 дБ на октаву в сторону высоких частот. Амплитудный отклик интегрирующего фильтра можно выразить как:

Η(ω)=1/ω².

Теоретически, применение этого фильтра приведет к демодулируемому звуковому сигналу с плоской частотной характеристикой от постоянного тока до самых высоких звуковых частот. Практически оказывается невыполнимым выполнить уравнивание по всему звуковому спектру. Это требовало бы передачи опасно высоких уровней ультразвука для достижения пригодных для использования амплитуд звука. Необходимые уровни передачи также превысили бы физические пределы усилителя и преобразователя.

Поэтому интегрирование и, таким образом, фильтрация нижних частот могут быть ограничены частотами выше данного нижнего предела ω_fc. В частности, двойной интегратор 319 может соответствовать фильтру нижних частот, имеющему отсечку 3 дБ на частоте, которая находится в интервале частот от 200 Гц до 2 кГц. Во многих вариантах реализации преимущественные функциональные характеристики выявляются, в частности, когда частота отсечки находится в интервале частот от 400 Гц до 1 кГц.

Например, фильтр может быть задан как:

$$H(\omega )=\{\begin{array}{c}{\mathrm{1,}}_{}\omega \le {\omega }_{fc},\\ {\omega }^2{}_{fc}/{\omega }^2{,}_{}\omega \ge {\omega }_{fc}.\end{array}$$

Усиление фильтра ниже частоты ω_fc может просто быть единицей, то есть ниже выбранной частоты ω_fc отсечки выход звука может быть не компенсирован. Таким образом, для частот ниже этой частоты звук может заваливаться с крутизной 12 дБ на октаву.

Выбор низкочастотного предела ω_fc для интегрирования (соответствующий низкочастотному пределу для компенсации искажения демодуляции) позволяет снизить уровни передаваемого ультразвука, но может вместе с тем ухудшить устройство в области низких частот. Для каждого удвоения низкочастотного предела (например, от 400 до 800 Гц) интенсивность ультразвука может быть уменьшена на 12 дБ для данного уровня звукового давления в полосе звуковых частот. Низкочастотный предел зависит от нескольких характерных критериев: максимально допустимый уровень звукового давления для ультразвука, желательный уровень звукового давления для звука, площадь преобразователя, динамический диапазон для обработки сигналов, динамический диапазон усилителя и ограничения мощности преобразователя.

В некоторых вариантах реализации, фильтр нижних частот двойного интегратора 319 может быть объединен с фильтром верхних частот, тем самым, эффективно создавая комбинацию, эквивалентную полосовому фильтру. Например, фильтр верхних частот с точкой -3 дБ, например для 800 Гц, может быть объединен с фильтром нижних частот с точкой -3 дБ, например для 1 кГц. Использование фильтра верхних частот обеспечивает динамический диапазон при обработке и усилении. В частности, в отсутствие фильтра верхних частот, энергия сигнала низких частот все еще предоставляется с номинальным усилением 0 дБ. Этот звук предоставляется несмотря на то, что он не слышим или действительно искажен вследствие недостаточной компенсации, приводящей к демодуляции с крутизной 12 дБ. Типичные значения частот отсечки в 3 дБ для фильтра высоких частот часто могут быть преимущественно не больше чем 400 Гц, 200 Гц или 100 Гц от отсечки в 3 дБ частоты фильтра нижних частот.

В примере на фиг.3, фиксированное смещение 1 добавляется к выходу двойного интегратора 319, чтобы гарантировать, что входной сигнал на блоке 323 квадратного корня не отрицателен. Это делается, чтобы гарантировать, что предкомпенсированный сигнал E(t) огибающей является вещественным и положительным. Смещение 1 может, как правило, подходить для нормированных входных сигналов без компоненты постоянного тока и ограниченных так, что -1≤x(t)≤1.

Однако во многих вариантах реализации может оказаться преимущественным динамически регулировать смещение. В частности, как правило, может быть преимущественным регулировать смещение в ответ на уровень сигнала для входного звукового сигнала. Например, предкомпенсатор 305 может включать в себя детектор огибающей, который детектирует мгновенную огибающую входного сигнала, и смещение может быть установлено в зависимости от этого. Конкретно, для малых значений огибающей смещение может быть уменьшено, и для больших значений огибающей оно может быть увеличено.

Действительно, тогда как использование фиксированного значения уменьшает сложность, оно также имеет сопутствующие недостатки. В частности, для примера на фиг.3, даже когда никакой слышимый звук не выводится, передаваемый ультразвук будет приблизительно на уровне 0,5 от максимального выходного уровня. Это приводит к неудобству и увеличенной потребляемой мощности. Поэтому желательно использовать динамическую переменную е(t) вместо фиксированного значения. Если значение е(t) сделано варьирующимся с полной амплитудой входного сигнала, передаваемый уровень ультразвука может быть минимизирован, что уменьшает потребляемую мощность. Модифицированная функция огибающей принимает вид $$E(t)=\sqrt{e(t)+{\displaystyle \iint x(t)}}$$ . Следует отметить, что динамическая переменная приводит к модификации модуляционной огибающей. Обычно, это привело бы к созданию дополнительных составляющих демодуляции. Однако пока е(t) изменяется со временем медленно, модификация огибающей происходит на частотах, слишком низких для воспроизведения параметрическим громкоговорителем. Любые дополнительные составляющие демодуляции воспроизводятся на слишком низком уровне, чтобы стать слышимыми, и никакое заметное искажение не вводится. Один из возможных выборов для динамической переменной заключается в установке значения е(t), равного мгновенной функции огибающей входного звукового сигнала. Это гарантирует, что сигнал останется положительным, тогда как полная амплитуда ультразвукового сигнала уменьшается.

В данном примере, подавитель 307 боковой полосы применяет функцию натурального логарифма к предкомпенсированному сигналу E(t) огибающей. Однако значение натурального логарифма быстро стремится к -∞, когда E(t) приближается к 0. Для предотвращения таких возможных вычислительных проблем, предкомпенсированный сигнал E(t) огибающей может быть ограничен до значения сигнала выше минимального значения. Например, может быть применено небольшое смещение для гарантии того, что E(t) всегда выше минимального значения, например 0,01.

Фиг.5 может проиллюстрировать пример получающегося предкомпенсатора 305.

Следует понимать, что различные функциональные возможности могут быть осуществлены посредством аналоговой или цифровой схемотехники, включая, например, цифровую обработку сигналов в процессоре цифровых сигналов. В других вариантах реализации, вся система может быть осуществлена с использованием аналоговой схемотехники.

Однако во многих вариантах реализации, по меньшей мере, некоторые из функциональных возможностей осуществляются в цифровой области, тогда как ультразвуковой преобразователь управляется в аналоговой области. Соответственно, система содержит ЦифроАналоговый (D/A) преобразователь на некоторой стадии в канале обработки. Точное положение D/A преобразователя и, таким образом, переход от цифровой к аналоговой области будет зависеть от конкретных предпочтений и требований конкретного варианта реализации.

Однако один из наиболее значительных учитываемых факторов - это относительная частота выборки для обработки сигналов и скорость преобразования для D/A преобразователя.

В частности, промежуточный комплексный сигнал n(t) основной полосы частот, в принципе, содержит бесконечный спектр вследствие действия предыдущего блока квадратного корня. Однако, квадратурное суммирование в модуляторе 309 уменьшает ширину полосы сигнала s(t) до соответствия одной боковой полосе, то есть до соответствия полосе частот входного звукового сигнала. Поэтому частота выборки предпочтительно должна быть достаточно высокой, чтобы предотвратить значительные артефакты от наложения спектров (алиасинга), возникающие при обработке промежуточного сигнала n(t). Однако имеется множество факторов, которые имеют тенденцию к ослаблению этого требования. Во-первых, тогда как операция квадратного корня вводит бесконечную гармоническую последовательность, гармоники более высокого порядка заваливаются на 12 дБ на октаву. Двойной интегратор 319 также вводит подавление 12 дБ на октаву высоких частот, что на практике означает, что при некоторой высокочастотной отсечке f_ch амплитуда сигнала падает ниже минимального уровня шума. Кроме того, представляется, что алиасинг гармоник часто может и не ухудшить работу до недопустимого уровня, и фактически последующая квадратурная модуляция также может удалить некоторые из компонентов алиасинга. Следовательно, обработка сигналов может требовать относительно высокой, но в разумных пределах, частоты выборки. Во многих вариантах реализации, частота выборки может преимущественно быть меньше 300 кГц или даже меньше 200 кГц. Например, преимущественные функциональные возможности были достигнуты с частотой выборки 192 кГц.

Однако такая частота выборки все еще относительно высока по сравнению с полосой частот звукового сигнала и типичными частотами ультразвуковой несущей в 10-15 кГц. Таким образом, хотя выполнение квадратурной модуляции в аналоговой области и возможно и в некоторых вариантах реализации оказывается преимущественным, оно предполагает преобразование комплексного сигнала n(t) основной полосы частот в квадратурный аналоговый сигнал. Соответственно, A/D преобразователи должны в этом случае охватить большую полосу частот и должны работать с высокой частотой преобразования. Однако, если квадратурная модуляция выполнена в цифровой области, результирующий модулированный сигнал s(t) имеет по существу меньшую ширину полосы частот и более низкую максимальную частоту. Таким образом, в этом случае D/A преобразователи должны охватить только диапазон от f_c до f_c+W_x, где f_c - несущая частота ультразвука, и W_x - ширина полосы частот звукового сигнала. Соответственно, обычно будет преимущественным выполнять модуляцию в цифровой области. Соответственно, в данном примере, функциональные возможности предкомпенсатора 305, подавителя 307 боковой полосы и модулятора 309 осуществляются как цифровая обработка сигналов, при этом выходная схема 311 содержит D/A преобразователь.

Кроме того, такой подход позволяет использовать одну операцию D/A преобразователя для каждого момента выборки, тогда как преобразование комплексного сигнала n(t) основной полосы частоты типично требовало бы двух преобразований для каждого того же самого момента, а именно по одному для каждой из вещественной и мнимой частей.

Наиболее применяемые ультразвуковые преобразователи не обладают плоской частотной характеристикой. Однако для более эффективной предобработки снижения искажений, частотная характеристика должна предпочтительно быть плоской в пределах необходимой полосы пропускания ультразвука. Соответственно, выходная схема может содержать выравнивающий фильтр, согласованный с ультразвуковым преобразователем. Этот фильтр может быть создан путем измерения частотной характеристики преобразователя и последующего использования процедуры инверсии для конструирования подходящего выравнивающего фильтра.

Следует отметить, что в вышеприведенном описании варианты реализации изобретения для ясности рассматривались применительно к различным функциональным схемам, блокам и процессорам. Однако должно быть очевидно, что любое подходящее распределение функциональных возможностей между различными функциональными схемами, блоками или процессорами может быть использовано без отступления от объема изобретения. Например, функциональные возможности, показанные как выполняемые отдельными процессорами или контроллерами, могут быть выполнены одним и тем же процессором или контроллерами. Следовательно, ссылки на конкретные функциональные блоки или схемы следует рассматривать только как ссылки на подходящие средства для обеспечения рассматриваемых функциональных возможностей, а не как указание на определенную логическую или физическую структуру или организацию.

Изобретение может быть осуществлено в любой подходящей форме, включая аппаратное обеспечение, программное обеспечение, встроенное программное обеспечение или любую их комбинацию. Изобретение может, как вариант, быть осуществлено, по меньшей мере частично, как компьютерное программное обеспечение, выполняющееся на одном или более процессорах данных и/или процессорах цифровых сигналов. Элементы и компоненты варианта реализации изобретения могут быть физически, функционально и логически осуществлены любым подходящим способом. Действительно, функциональные возможности могут быть осуществлены в единственном блоке, в множестве блоков или как часть других функциональных блоков. Также, изобретение может быть осуществлено в единственном блоке или может быть физически и функционально распределено между различными блоками, схемами и процессорами.

Хотя настоящее изобретение было описано применительно к некоторым вариантам реализации, оно не предназначено ограничиваться конкретной формой, изложенной в данном документе. В действительности, объем настоящего изобретения ограничивается только приложенной формулой. Кроме того, хотя признак может казаться описанным применительно к конкретным вариантам реализации, специалисты в данной области техники должны понимать, что различные признаки описанных вариантов реализации могут быть объединены в соответствии с изобретением. В формуле изобретения термин «содержащий» не исключает наличие других элементов или этапов.

Кроме того, несмотря на индивидуальное перечисление, множество средств, элементов, схем или этапов способа могут быть осуществлены, например, посредством одной схемы, блока или процессора. Кроме того, хотя отдельные признаки могут быть включены в различные пункты формулы, они могут быть преимущественно объединены, и их содержание в других пунктах формулы не подразумевает, что комбинация признаков не допустима и/или не преимущественна. Также включение признака в одной категории пунктов формулы не подразумевает ограничение этой категорией, а скорее указывает, что признак одинаково применим к другим категориям пунктов формулы как соответствующий. Кроме того, порядок признаков в пунктах формулы не подразумевает какого-либо определенного порядка, в котором признаки должны использоваться, и, в частности, порядок отдельных этапов в пункте формулы для способа не подразумевает, что этапы должны быть выполнены именно в этом порядке. В действительности, этапы могут быть выполнены в любом подходящем порядке. Кроме того, указание единственного числа не исключает множества. Таким образом, выражения в единственном числе, термины "первый", "второй" и т.д. не исключают множества. Условные обозначения в пунктах формулы предоставляются только для поясняющего примера и никоим образом не должны рассматриваться как ограничение объема формулы изобретения.

Изобретение относится к акустическим средствам передачи информации с использованием ультразвука. Система параметрического громкоговорителя содержит предкомпенсатор для генерирования предкомпенсированного сигнала огибающей путем применения предкомпенсации ко входному звуковому сигналу. При этом предкомпенсация учитывает искажения, обусловленные демодуляцией в воздухе модулированного ультразвукового сигнала. Предмодулятор на основе фазового сигнала и предварительно определенной функции для определения фазового сигнала из амплитудного сигнала формирует сигнал с подавленной боковой полосой. При этом генерируется комплексный сигнал требуемой полосы частот с амплитудой, соответствующей предкомпенсированному сигналу огибающей, и фазой, соответствующей фазовому сигналу. Модулятор квадратурно модулирует комплексным сигналом основной полосы частот ультразвуковую квадратурную несущую, и выходная схема возбуждает ультразвуковой преобразователь модулированным сигналом. Технический результат - повышение эффективности работы устройства при условии снижения аппаратных затрат. 3 н. и 12 з.п. ф-лы, 5 ил.

1. Аппаратура для генерирования возбуждающего сигнала для параметрического громкоговорителя, содержащая:
приемник (303) для приема входного звукового сигнала;
предкомпенсатор (305) для генерирования предкомпенсированного сигнала огибающей путем применения предкомпенсации ко входному звуковому сигналу, причем предкомпенсация, по меньшей мере частично, компенсирует искажения огибающей демодуляции в воздухе модулированного ультразвукового сигнала;
первую схему (307) для генерирования комплексного сигнала основной полосы частот, причем первая схема выполнена для:
- генерирования фазового сигнала из предкомпенсированного сигнала огибающей в ответ на предварительно определенную функцию для определения фазового сигнала из амплитудного сигнала, причем предварительно определенная функция генерирует фазовый сигнал, соответствующий комплексному сигналу, причем первый частотный диапазон первой группы, состоящей из первого диапазона, соответствующего положительным частотам, и второго диапазона, соответствующего отрицательным частотам, подавляется относительно другого частотного диапазона первой группы; и
- генерирования комплексного сигнала основной полосы частот с амплитудой, соответствующей предкомпенсированному сигналу огибающей, и фазой, соответствующей фазовому сигналу;
модулятор (309) для квадратурной модуляции комплексного сигнала основной полосы частот на ультразвуковой квадратурной несущей для генерирования модулированного сигнала; и
выходную схему (311) для возбуждения ультразвукового преобразователя (301) модулированным сигналом.

2. Аппаратура по п.1, в которой первая схема (307) содержит фильтр (403) Гильберта.

3. Аппаратура по п.2, в которой первая схема (307) содержит схему (401) для применения логарифмической функции к предкомпенсированному сигналу огибающей до фильтра (403) Гильберта.

4. Аппаратура по п.3, в которой первая схема (307) выполнена для определения фазового сигнала по существу как:
φ(t) = H(ln(E(t))
где ln(x) - натуральный логарифм x, H(x) - преобразование Гильберта, E(t) - предкомпенсированный сигнал огибающей, t - временная переменная.

5. Аппаратура по п.1, в которой первый частотный диапазон представляет собой первый диапазон, соответствующий положительным частотам.

6. Аппаратура по п.1, в которой первый частотный диапазон представляет собой второй диапазон, соответствующий отрицательным частотам.

7. Аппаратура по п.1, в которой не меньше чем 90% энергии комплексного сигнала основной полосы частот находится в другом частотном диапазоне.

8. Аппаратура по п.1, в которой предкомпенсатор (305) содержит двойной интегратор (319) для компенсации входного звукового сигнала.

9. Аппаратура по п.8, в которой двойной интегратор (319) соответствует фильтру нижних частот, имеющему отсечку частоты в 3 дБ в интервале частот от 200 Гц до 2 кГц.

10. Аппаратура по п.8, в которой предкомпенсатор (305) дополнительно содержит:
генератор смещения для применения смещения к выходу двойного интегратора для генерирования смещенного сигнала; и
модификатор для генерирования предкомпенсированного сигнала огибающей путем применения функции квадратного корня к смещенному сигналу.

11. Аппаратура по п.10, в которой генератор смещения выполнен для динамического определения смещения в ответ на уровень сигнала для входного звукового сигнала.

12. Аппаратура по п.1, в которой предкомпенсатор (305) выполнен для ограничения предкомпенсированного сигнала огибающей до значения сигнала выше минимального значения.

13. Аппаратура по п.1, в которой предкомпенсатор (305), первая схема (307) и модулятор (309) осуществлены как устройства цифровой обработки сигналов, и выходная схема (311) содержит цифроаналоговый преобразователь.

14. Система параметрического громкоговорителя, содержащая:
аппаратуру по любому из пп. 1-13, и
ультразвуковой преобразователь (301).

15. Способ возбуждения параметрического громкоговорителя, содержащий этапы, на которых:
принимают входной звуковой сигнал;
генерируют предкомпенсированный сигнал огибающей путем применения предкомпенсации ко входному звуковому сигналу, причем предкомпенсация, по меньшей мере частично, компенсирует искажения огибающей демодуляции в воздухе модулированного ультразвукового сигнала;
генерируют комплексный сигнал основной полосы частот посредством:
- генерирования фазового сигнала из предкомпенсированного сигнала огибающей в ответ на предварительно определенную функцию для определения фазового сигнала из амплитудного сигнала, причем предварительно определенная функция генерирует фазовый сигнал, соответствующий комплексному сигналу, причем первый частотный диапазон первой группы, состоящей из первого диапазона, соответствующего положительным частотам, и второго диапазона, соответствующего отрицательным частотам, подавляют относительно другого частотного диапазона первой группы; и
- генерирования комплексного сигнала основной полосы частот с амплитудой, соответствующей предкомпенсированному сигналу огибающей, и фазой, соответствующей фазовому сигналу;
квадратурно модулируют комплексный сигнал основной полосы частот на ультразвуковой квадратурной несущей для генерирования модулированного сигнала; и
возбуждают ультразвуковой преобразователь модулированным сигналом.