СПОСОБ ОПРЕДЕЛЕНИЯ НАПРЯЖЕНИЯ ЛОКАЛИЗАЦИИ ТОКА В МОЩНЫХ ВЧ И СВЧ БИПОЛЯРНЫХ ТРАНЗИСТОРАХ Российский патент 2017 года по МПК G01R31/26 H01L21/66 

Изобретение относится к технике измерения предельных параметров мощных ВЧ и СВЧ биполярных транзисторов и может использоваться на входном и выходном контроле их качества.

Известно, что токораспределение в структурах мощных биполярных транзисторов в активном режиме работы при определенных значениях эмиттерного тока и коллекторного напряжения в результате действия механизмов положительной теплоэлектрической связи теряет устойчивость и весь ток стягивается в локальную область; в структуре прибора образуется так называемое «горячее пятно» - сильно перегретая локальная область (см. Синкевич В.Ф. Физические основы обеспечения надежности мощных биполярных и полевых транзисторов // Электронная промышленность. - 2003. - №2. - С. 232-244). Чаще всего образование «горячего пятна» приводит к необратимым изменениям (разрушениям) приборной структуры, проплавлению базы транзистора и отказу прибора. Линия параметров режима в координатах ток-напряжение, соответствующих локализации тока, определяет одну из границ области безопасной работы транзистора, выход за пределы которой даже на короткое время приводит либо к отказу, либо к ухудшению параметров прибора.

Наиболее близким к предлагаемому и выбранным за прототип способом определения напряжения локализации тока в мощных ВЧ и СВЧ биполярных транзисторах без введения контролируемого транзистора в режим «горячего пятна» является способ по патенту 2537519 РФ (см. Патент 2537519 РФ, G01R 31/26, Способ определения напряжения локализации тока в мощных ВЧ и СВЧ биполярных транзисторах / Сергеев В.Α., Дулов О.Α., Куликов А.А. - Опубл. 10.01.2015, бюл. №1), состоящий в том, что контролируемый транзистор включается по схеме с общей базой, задается постоянный эмиттерный ток, на коллектор контролируемого транзистора подается сумма линейно нарастающего напряжения, не превышающего предельно допустимое значение для данного типа транзисторов при за данном токе, и малого низкочастотного синусоидального напряжения, измеряют амплитуду , , переменной составляющей напряжения на эмиттере контролируемого транзистора при трех значениях напряжения U_K0, U_K1, U_K2 на коллекторе контролируемого транзистора соответственно, и искомое напряжение локализации вычисляют по формуле

где , , .

Сущность известного способа состоит в том, что для измерения крутизны зависимости используется малый переменный сигнал, позволяющий повысить точность измерения указанной величины, а значение U_КЛ определяется по трем отсчетам зависимости при трех различных коллекторных напряжениях, существенно меньших U_КЛ (то есть, по существу, путем экстраполяции зависимости на основе модели, развитой авторами изобретения (см. Сергеев В.А., Дулов О.А., Куликов А.А. Контроль однородности токораспределения в биполярных транзисторах по зависимости коэффициента внутренней обратной связи от коллекторного напряжения // Известия вузов. Электроника. - 2009. - №2. - С. 10-16). Согласно этой модели для случая дефектов электрофизической природы, которые являются наиболее опасными с точки зрения устойчивости токораспределения в мощных биполярных транзисторах, зависимость переменной составляющей напряжения от коллекторного напряжения U_K описывается формулой:

где - амплитуда переменного напряжения на эмиттерном переходе при коллекторном напряжении U_К близком к нулю, U_КЛ - искомое напряжение локализации, b - безразмерный параметр, зависящий от величины дефекта в структуре транзистора, причем, как правило, b<<1. Вид зависимости приведен на фиг. 1. В качестве в известном способе предлагается принять значение переменной составляющей напряжения на эмиттере при U_К0<<U_КЛ, то есть на «плоском» участке характеристики.

Недостатком известного способа является большая погрешность определения напряжения локализации тока при малой крутизне зависимости . Действительно, относительная погрешность δ_Uкл значения U_КЛ, вычисленного по формуле (1), зависит от погрешности δ_а определения параметров a1 и а2:

Поэтому для более точного расчета U_КЛ необходимо уменьшать погрешность δ_а определения отношений a1 и а2 и выбирать такие значения U_К1 и U_К2, при которых заметно (в 1,5-2 раза) возрастает по сравнению с начальным значением . Для примера:

при

при

Так как заранее крутизна зависимости неизвестна, то при заданных значениях U_K1, U_K2 коллекторного напряжения значения a1 и а2 могут мало отличаться от единицы, и погрешность δ_Uкл будет достигать десятков и даже сотен процентов. Многократное повторение измерений требует времени для охлаждения прибора и опасно из-за повышения риска отказа прибора.

Технический результат - повышение точности определения напряжения локализации тока в мощных ВЧ и СВЧ биполярных транзисторах при однократном измерении.

Технический результат достигается тем, что контролируемый транзистор включают по схеме с общей базой, задают постоянный эмиттерный ток, на коллектор контролируемого транзистора подают напряжение, представляющее собой сумму линейно нарастающего напряжения, не превышающего предельно допустимого значения для данного типа транзисторов при заданном токе, и малого синусоидального напряжения, при напряжении на коллекторе, близком к нулю, определяют начальную амплитуду переменной составляющей напряжения на эмиттере контролируемого транзистора и затем определяют значения U_К1 и U_K2 напряжения на коллекторе контролируемого транзистора, при которых амплитуда переменной составляющей напряжения на эмиттере контролируемого транзистора становится равной и соответственно, где k1 и k2 - заданные коэффициенты превышения начальной амплитуды , причем k2>k1, и напряжение локализации тока вычисляют по формуле:

где .

На фиг. 1 показана зависимость , характерная для мощных биполярных транзисторов с локализацией тока.

Сущность изобретения состоит в том, что, в отличие от прототипа в предлагаемом способе измеряется не амплитуда переменных составляющих напряжения на эмиттере контролируемого транзистора при заданных значениях напряжения на коллекторе, а напряжение на коллекторе при заданных отношениях амплитуды переменной составляющей напряжения на эмиттере контролируемого транзистора (фиг. 1) к начальному значению этой амплитуды при напряжении на коллекторе, близком к нулю. Поскольку в предлагаемом способе заданы отношения значений амплитуды переменной составляющей напряжения на эмиттере контролируемого транзистора, то относительная погрешность δ_Uкл определения напряжения локализации тока будет одинаковой для всех образцов контролируемых транзисторов и определяется значением коэффициента с и относительной погрешностью δ_u измерения напряжений U_К1 и U_K2:

На фиг. 2 приведена структурная схема устройства, реализующего способ.

На фиг. 3 приведены эпюры токов и напряжений, поясняющие принцип работы устройства.

Устройство, реализующее способ, содержит колодку 1 для подключения контролируемого транзистора; устройство управления 2; источник тока 3; генератор линейно нарастающего напряжения 4; генератор низкой частоты 5; сумматор-усилитель мощности 6; разделительный конденсатор 7; устройство выделения огибающей 8; резистивный делитель 9, содержащий три резистора R1, R2 и R3; устройство выборки и хранения 10; два устройства сравнения 11 и 12; регистратор 13 и вычислитель 14. При этом выход устройства управления 2 соединен с запускающими входами источника тока 3, генератора линейно нарастающего напряжения 4, генератора низкой частоты 5 и устройства выборки и хранения 10, выход источника тока 3 соединен с клеммой для подключения эмиттера контролируемого транзистора, выходы генератора линейно нарастающего напряжения 4 и генератора низкой частоты 5 подключены к входам сумматора-усилителя мощности 6, выход которого соединен с клеммой для подключения коллектора контролируемого транзистора, вход устройства выделения огибающей 8 соединен через разделительный конденсатор 7 с клеммой для подключения эмиттера контролируемого транзистора, а выход устройства выделения огибающей 8 соединен с входом резистивного делителя 9 и входом устройства выборки и хранения 10, выход которого соединен с первыми входами устройств сравнения 11 и 12, вторые входы которых соединены с первым и вторым выходами резистивного делителя 9 соответственно, выходы устройств сравнения 11 и 12 соединены с запускающим входом регистратора 13, измерительный вход которого соединен с выходом генератора линейно нарастающего напряжения, а выход - с входом вычислителя 14.

Устройство работает следующим образом. Контролируемый транзистор вставляют в контактную колодку. По сигналу «Пуск» устройство управления 2 вырабатывает управляющий импульс U_УУ1 длительностью Т_ИЗМ (фиг. 3, а), который поступает на запускающие входы соответствующих устройств. В течение действия этого импульса источник тока 3 вырабатывает импульс постоянного тока (фиг. 3, б), поступающего в эмиттер контролируемого транзистора, а генератор линейно нарастающего напряжения 4 и генератор низкой частоты 5 вырабатывают напряжения U_КП(t) (фиг. 3, в) и (фиг 3, г) соответствующей формы, которые поступают на входы сумматора-усилителя мощности 6. С выхода сумматора-усилителя мощности 6 усиленное суммарное напряжение U_K(t) (фиг. 3, д) поступает на коллектор контролируемого транзистора. Переменная составляющая напряжения (фиг. 3, е) с эмиттера контролируемого транзистора через разделительный конденсатор 7 поступает на вход устройства выделения огибающей 8, с выхода которого напряжение огибающей переменной составляющей напряжения на эмиттере (кривая А на фиг. 3, з) поступает на вход резистивного делителя 9 и устройства выборки и хранения 10. По второму сигналу U_УУ2 устройства управления в момент времени t₀ (фиг. 3, ж) устройство выборки и хранения 10 фиксирует (запоминает и хранит) значение амплитуды переменной составляющей напряжения на эмиттерном переходе контролируемого транзистора при напряжении на коллекторе, близком к нулю (фиг. 3, з). Напряжение с выхода устройства выборки и хранения 10 поступает на первые входы устройств сравнения 11 и 12, на вторые входы устройств сравнения поступают сигналы с первого (кривая В на фиг. 3, з) и второго (кривая С на фиг. 3, з) выходов резистивного делителя 9. Значения сопротивлений резисторов R1, R2 и R3 выбираются так, чтобы коэффициент деления напряжения на первом выходе резистивного делителя был равен (1+k1), а на выходе второго - (1+k2), где k1 и k2 - заданные коэффициенты превышения начальной амплитуды , например, k1=0,1 и k1=0,4. В моменты времени t₁ и t₂, когда напряжения на выходах резистивного делителя будут равны начальному значению , то есть когда будут выполняться условия и , устройства сравнения 11 и 12 вырабатывают короткие импульсы (фиг. 3, и), по сигналам которых регистратор 13 измеряет значения напряжения U_K1 и U_К2 на выходе генератора линейно нарастающего напряжения и передает их в вычислитель 14, который и вычисляет искомое напряжение локализации по формуле (5).

Если крутизна зависимости будет такой малой, что за время действия линейно нарастающего коллекторного напряжения переменная составляющая напряжения на эмиттере не превысит или , или , то значение напряжения U_КЛ локализации будет не определенным, и вычислитель выдаст условное значение U_КЛ, например, ∞. В этом случае измерения можно провести повторное измерение при других, более низких значениях коэффициентов деления (1+k1), (1+k2). Для этого в предложенном варианте устройства можно предусмотреть несколько резистивных делителей с разными коэффициентами деления.

Изобретение относится к технике измерения предельных параметров мощных биполярных транзисторов и может использоваться на входном и выходном контроле их качества. Способ согласно изобретению основан на использовании эффекта увеличения крутизны зависимости напряжения на эмиттерном переходе мощного биполярного транзистора при постоянном эмиттерном токе от коллекторного напряжения при приближении коллекторного напряжения к значению напряжения локализации тока. Контролируемый транзистор включают по схеме с общей базой, задают постоянный эмиттерный ток, на коллектор контролируемого транзистора подают напряжение, представляющее собой сумму линейно нарастающего напряжения, не превышающего предельно допустимое значение для данного типа транзисторов при заданном токе, и малого синусоидального напряжения, при напряжении на коллекторе, близком к нулю, определяют амплитуду переменной составляющей напряжения на эмиттере контролируемого транзистора и затем определяют значения напряжения на коллекторе контролируемого транзистора, при которых амплитуда переменной составляющей напряжения на эмиттере контролируемого транзистора становится равной и соответственно, где k1 и k2 - заданные коэффициенты превышения начальной амплитуды , причем k2>k1, и искомое напряжение локализации тока вычисляют по предложенной расчетной формуле. Изобретение обеспечивает повышение точности определения напряжения локализации тока в мощных ВЧ и СВЧ биполярных транзисторах при однократном измерении. 3 ил.

Способ определения напряжения локализации тока в мощных ВЧ и СВЧ биполярных транзисторах, состоящий в том, что контролируемый транзистор включают по схеме с общей базой, задают постоянный эмиттерный ток, на коллектор контролируемого транзистора подают напряжение, представляющее собой сумму линейно нарастающего напряжения, не превышающего предельно допустимое значение для данного типа транзисторов при заданном токе, и малого синусоидального напряжения, отличающийся тем, что при напряжении на коллекторе, близком к нулю, определяют начальную амплитуду переменной составляющей напряжения на эмиттере контролируемого транзистора, затем определяют значения U_K1 и U_K2 напряжения на коллекторе контролируемого транзистора, при которых амплитуда переменной составляющей напряжения на эмиттере контролируемого транзистора становится равной и соответственно, где k1 и k2 - заданные коэффициенты превышения начальной амплитуды , причем k2>k1, и искомое напряжение локализации тока вычисляют по формуле

,

где .