ДВУХМОСТОВОЙ СИЛОВОЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ ПОСТОЯННОГО ТОКА В ПОСТОЯННЫЙ Российский патент 2019 года по МПК H02M3/335 H02M3/337 

[0001] Настоящее изобретение относится к работе нового высокочастотного силового преобразователя постоянного тока в постоянный (DC/DC), основанной на топологии однофазного двунаправленного активного двухмостового преобразователя постоянного тока в постоянный, раскрытой в патенте США №5,027,264.

УРОВЕНЬ ТЕХНИКИ

[0002] На фиг. 1 показана топология аппаратного обеспечения для силового преобразователя постоянного тока в постоянный, раскрытая в патенте США №5,027,264. Как детально показано на этом чертеже, силовой преобразователь содержит:

- входной преобразователь 100, выполненный с возможностью получения входного напряжения 10 постоянного тока (DC) от источника постоянного тока, имеющий первый вывод 11 и второй вывод 12 и содержащий полномостовую цепь, управляемую вентилем и выполненную из первого полумоста, содержащего первый переключатель S₁ и второй переключатель S₂, причем указанный первый переключатель S₁ включен между первым выводом 11 и общим выводом 13 между первым переключателем S₁ и вторым переключателем S₂, при этом указанный второй переключатель S₂ включен между вторым выводом 12 и указанным общим выводом 13 между первым переключателем S₁ и вторым переключателем S₂, и второго полумоста, содержащего третий переключатель S₅ и четвертый переключатель S₆, причем указанный третий переключатель S₅ включен между первым выводом 11 и общим выводом 14 между третьим переключателем S₅ и четвертым переключателем S₆, и указанный четвертый переключатель S₆ включен между вторым выводом 12 и указанным общим выводом 14 между третьим переключателем S₅ и четвертым переключателем S₆;

- трансформатор 200, имеющий первичную обмотку 210, вторичную обмотку 220 и индуктивность L₁ рассеяния, видимую из первичной обмотки, причем первичная обмотка 210 включена между общим выводом 13 между первым переключателем S₁ и вторым переключателем S₂ и общим выводом 14 между третьим переключателем S₅ и четвертым переключателем S₆ для получения выхода входного преобразователя 100;

- выходной преобразователь 300, присоединенный к вторичной обмотке 220 трансформатора 200 для преобразования напряжения переменного тока (АС) на вторичной обмотке в выходное напряжение 20 постоянного тока между третьим выводом 21 и четвертым выводом 22, при этом выходной преобразователь 300 содержит первый конденсатор С₃ и второй конденсатор С₄, соединенные последовательно, указанный первый конденсатор С₃ включен между третьим выводом 21 и общим выводом 15 между первым конденсатором С₃ и вторым конденсатором С₄, при этом указанный второй конденсатор С₄ включен между четвертым выводом 22 и указанным общим выводом 15 между первым конденсатором С₃ и вторым конденсатором С₄, и содержит полумостовую цепь, управляемую вентилем и выполненную из пятого переключателя S₃ и шестого переключателя S₄, причем указанный пятый переключатель S₃ включен между третьим выводом 21 и общим выводом 16 между пятым переключателем S₃ и шестым переключателем S₄, при этом указанный шестой переключатель S₄ включен между четвертым выводом 22 и общим выводом 16 между пятым переключателем S₃ и шестым переключателем S4, причем вторичная обмотка трансформатора 220 включена между общим выводом 16 между пятым переключателем S₃ и шестым переключателем S₄ и общим выводом 15 между первым конденсатором С₃ и вторым конденсатором С₄.

[0003] Основной принцип работы заключается в управлении переключателями е режиме "все или ничего" с коэффициентами использования, составляющими 50%. Напряжение V_in постоянного тока подается на входной полный мост, имеющий переключатели S₁, S₂, S₅ и S₆ на первичной стороне трансформатора 1:п. Напряжение не вторичной обмотке трансформатора подается на выходной полумост с переключателями S₃, S₄, обеспечивающими выходное напряжение постоянного тока V_out. Конденсаторы С₃ и С₄ составляют емкостный делитель, так что V_mid=V_out/2, где V_mid - напряжение нг соединении двух конденсаторов С₃ и С₄.

[0004] На уровне полного моста имеет место:

- 50% времени, S₁, S₆ включены и S₂, S₅ выключены: тогда V₁ равен +V_in;

- 50% времени, S_b S₆ выключены и S₂, S₅ включены: тогда V₁ равен -V_in.

[0005] На уровне полумоста имеет место:

- 50% времени, S₃ включен и S₄ выключен: тогда V₂ равен +V_out/2n;

- 50% времени, S₃ выключен и S₄ включен: тогда V₂ равен -V_out/2n.

[0006] Управление мощностью осуществляется путем воздействия на фазовый сдвиг (ϕ) между командами полного моста и командами полумоста. Изменение напряжений V₁, V₂ и тока I_L1 по времени показано на фиг. 2 в случае, когда V_in=V_out/2n, где I_L1 представляет собой ток индуктивности рассеяния трансформатора и/или внешний ток индуктивности.

Временные интервалы

[0007] Во временном интервале dt₁, V₁ и V₂ равны и положительны, и ток I_L положителен и постоянен. В этом случае передаваемая мощность положительна: Р=V₁* I_L. Во временном интервале dt₂, V₁ отрицательно, a V₂ положительно, таким образом, ток I_L уменьшается. В этом временном интервале передаваемая средняя мощность равна нулю. Однако токи не являются нулевыми и, таким образом, способствуют потерям в преобразователе. Во временном интервале dt₃, V₁ и V₂ равны и отрицательны, таким образом, ток I_L отрицателен и постоянен. Передаваемая мощность в этом случае положительна: Р=V₁*I_L. Во временном интервале dt₄, V₂ отрицательно, a V₁ положительно, таким образом, ток I_L увеличивается. В этом временном интервале передаваемая средняя мощность равна нулю. Однако токи опять не являются нулевыми и, таким образом, способствуют потерям в преобразователе.

Условие для работы ZVS

[0008] Преимущество упомянутой выше топологии заключается в использовании переключателей с потерями в процессе установки включенного состояния, которые чрезвычайно слабы благодаря коммутациям ZVS (переключение при нулевом напряжении) (см. фиг. 3). Однако даже в этом случае минимальные токи необходимы для обеспечения коммутации ZVS.

[0009] На уровне полумоста ii должен быть положительным и больше +I_{HB_ZVS_limit}. Также i₃ должен быть отрицательным и меньше - I_{HB_ZVS_limit}.

[0010] На уровне полного моста 12 должен быть положительным и больше +I_{FB_ZVS_limit}. Также i₄ должен быть отрицательным и меньше - I_{FB_ZVS_limit}.

[0011] Для получения коммутаций ZVS, ток не должен менять свой знак и быть минимальным так, чтобы переключатель размыкался естественным образом. I_{HB_ZVS_limit} и I_{FB_ZVS_limit} являются минимальными токами для обеспечения коммутаций ZVS, при этом они зависят от паразитных емкостей, соединенных параллельно с переключателями, и от "времен запаздывания" между переключателями одной и той же ветви.

Влияние входных и выходных напряжений на форму тока IL

Случай n* V_in>V_ou/2 (фиг. 4)

[0012] Токи переключения на уровне полумоста являются более слабыми по абсолютной величине, чем токи переключения на уровне полного моста.

[0013] Условием обеспечения работы ZVS на уровне полумоста является:

(уравнение 1)

где L=L₁⋅n², I_{HB_ZVS_limit} видимы со стороны полумоста, a L_m - собственное намагничивание трансформатора, видимое со стороны полумоста.

Случай n*V_in<V_out/2 (фиг. 5)

[0014] Токи переключения на уровне полного моста являются более слабыми по абсолютной величине, чем токи переключения на уровне полумоста.

[0015] Условием обеспечения работы ZVS на уровне полного моста является:

(уравнение 2)

где L=L₁⋅n², I_{FB_ZVS_limit} видимы со стороны полумоста.

[0016] Таким образом, чем больше n*V_in отличается от V_out/2, тем больше уменьшается рабочая зона ZVS.

[0017] Передаваемая мощность равна

(уравнение 3)

Мощность пропорциональна входному (V_in) и выходному (V_out) напряжениям. Мощность обратно пропорциональна частоте. Влияние фазового сдвига на выходную мощность приведено на фиг. 6. При этом ϕ выражено в процентах от π.

Рабочая зона и сравнение между среднеквадратичными (RMS) токами

[0018] Для n. V_in=V_out/2 имеет место:

(уравнение 4)

[0019] График на фиг. 7 относится к преобразователю, рассчитанному для получения перегрузки по мощности, составляющей 150%, с фазовым сдвигом, равным 27% от π. На этом графике показано следующее.

1) Ток в трансформаторе увеличивается быстрее, чем выходной ток. Потери пропорциональны I², таким образом, этот тип топологии теряет свою привлекательность для фазового сдвига больше 25% от π.

2) Ниже фазового сдвига, составляющего 7%, токи переключения более не являются достаточно высокими, чтобы обеспечить работу ZVS. Из этого следует, что потери намного выше на высокой частоте, что в некоторых случаях может привести к разрушению переключателей (таких как МОП-транзисторы (металл-оксид-полупроводник)). В случае задания таких параметров эта топология становится практически непригодной для использования ниже половины номинальной мощности (P_n/2). Кроме того, как объяснено выше, когда входное напряжение n. V_in отличается от V_out/2, ZVS значительно уменьшается.

[0020] В заключение, эта топология является двунаправленной и обеспечивает рабочий диапазон, для которого циркулирующие токи слабы и для которого работа переключателей находится в режиме ZVS. К сожалению, этот рабочий диапазон несколько ограничен и представляет собой реальную проблему при использовании преобразователя в большом диапазоне входного напряжения и при перегрузочной способности до 200%.

[0021] Предполагается, что для устранения упомянутых выше ограничений преобразователя может быть использован ряд способов:

A) Использование переменной индуктивности.

Это позволяет расширить рабочий диапазон ZVS и уменьшить циркулирующие токи на большой мощности. Однако это не решает проблему полностью, и переменная индуктивность приводит к дополнительной стоимости конвертера.

B) Изменение фазового сдвига между двумя ветвями переключателей полного

моста.

Это позволяет слегка расширить рабочий диапазон ZVS для напряжения, такого как n.V_in>V_out. Но это далеко от полного решения указанной проблемы.

C) Изменение коэффициента использования различных ветвей для низких мощностей.

Уже существуют многочисленные рабочие режимы (треугольный, трапецеидальный и т.д.). В некоторых случаях может оказаться, что все переключатели разомкнуты, и должна быть настроена система обнаружения низкого напряжения (минимальная точка впадины), чтобы обеспечить минимальные потери коммутации.

Этот способ позволяет использовать маломощный преобразователь с уменьшенными потерями коммутации (не всегда идеально ZVS). Поскольку команды широтно-импульсной модуляции (PWM) применяются при переменном коэффициенте использования, изолированная команда сложна и может привести к дополнительной стоимости, связанной с отдельной командой при фиксированном коэффициенте использования, равном 50%.

Следует также отметить, что команда при фиксированном коэффициенте использования 50% легко позволяет выполнить установку выключения МОП-транзистора с помощью отрицательного напряжения (-2 В установка выключения, 10 В установка включения).

В документе US 2014/0092634 А1 раскрыт комбинированный способ управления для резонансного преобразователя, системы резонансных преобразователей и комбинированного контроллера. Если резонансный преобразователь работает в случае, когда коэффициент усиления напряжения меньше заданного значения, способ включает в себя: установку частоты запуска комбинированного управления, частоты остановки комбинированного управления и наклона угла фазового сдвига; обнаружение рабочей частоты преобразователя; вычисление временной задержки сдвига фазы в соответствии с наклоном, частотой запуска комбинированного управления, частотой остановки комбинированного управления и резонансной частотой резонансного преобразователя; и в соответствии с временной задержкой, частотами запуска и остановки комбинированного управления, генерацию управляющего сигнала для регулировки рабочей частоты и угла сдвига фазы резонансного преобразователя. В настоящем изобретении могут быть реализованы относительно низкий коэффициент усиления напряжения и небольшие потери в цепи, при этом может быть улучшен кпд цепи.

Задачи изобретения

[0022] Настоящее изобретение направлено на предоставление решения, позволяющего преодолеть недостатки предшествующего уровня техники при работе топологии однофазного двухмостового преобразователя постоянного тока в постоянный, подобной той, что раскрыта в патенте США №5,027,264.

[0023] В частности, изобретение предназначено для создания способа работы указанного преобразователя в широком диапазоне входных напряжений и при перегрузочной способности до приблизительно 200%, в котором циркулирующие токи остаются приемлемыми и работа переключателей остается в режиме ZVS для всего рабочего диапазона, даже при нулевой мощности.

РАСКРЫТИЕ СУЩНОСТИ ИЗОБРЕТЕНИЯ

[0024] Настоящее изобретение относится к способу управления высокочастотным двухмостовым силовым преобразователем постоянного тока в постоянный (DC/DC), с номинальной частотой (f_N) и номинальной мощностью (P_N), в широком диапазоне входного напряжения и с перегрузочной способностью по мощности до 200%, цепь указанного силового преобразователя постоянного тока в постоянный раскрыта в патенте США №5,027,264 А, при этом способ содержит:

- входной преобразователь, выполненный с возможностью получения входного напряжения постоянного тока от источника постоянного тока, имеющий первый вывод и второй вывод и содержащий полномостовую цепь, управляемую вентилем и выполненную из первого полумоста, содержащего первый переключатель и второй переключатель, причем указанный первый переключатель включен между первым выводом и общим выводом между первым переключателем и вторым переключателем, и указанный второй переключатель включен между вторым выводом и указанным общим выводом между первым переключателем и вторым переключателем, и второго полумоста, содержащего третий переключатель и четвертый переключатель, причем указанный третий переключатель включен между первым выводом и общим выводом между третьим переключателем и четвертым переключателем, и указанный четвертый переключатель включен между вторым выводом и указанным общим выводом между третьим переключателем и четвертым переключателем;

- трансформатор, имеющий первичную обмотку, вторичную обмотку и индуктивность рассеяния, причем первичная обмотка включена между общим выводом между первым переключателем и вторым переключателем и общим выводом между третьим переключателем и четвертым переключателем для получения выхода входного преобразователя;

- выходной преобразователь, присоединенный к вторичной обмотке трансформатора для преобразования напряжения переменного тока на вторичной обмотке в выходное напряжение постоянного тока между третьим выводом и четвертым выводом, при этом выходной преобразователь содержит первый конденсатор и второй конденсатор, соединенные последовательно, указанный первый конденсатор включен между третьим выводом и общим выводом между первым конденсатором и вторым конденсатором, при этом указанный второй конденсатор включен между четвертым выводом и указанным общим выводом между первым конденсатором и вторым конденсатором, и содержит полумостовую цепь, управляемую вентилем и выполненную из пятого переключателя и шестого переключателя, причем указанный пятый переключатель включен между третьим выводом и общим выводом между пятым переключателем и шестым переключателем, при этом указанный шестой переключатель включен между четвертым выводом и общим выводом между пятым переключателем и шестым переключателем (S₄), причем вторичная обмотка трансформатора включена между общим выводом между пятым переключателем и шестым переключателем и общим выводом между первым конденсатором и вторым конденсатором,

- средства управления, соединенные с вентилями переключателей входного преобразователя и, соответственно, с вентилями переключателей выходного преобразователя для управления переключением переключателей входного преобразователя в так называемом режиме переключения при нулевом напряжении для преобразования напряжения источника постоянного тока в выходное напряжение переменного тока на выбранной частоте на выходе входного преобразователя и для управления переключением переключателей выходного преобразователя в так называемом режиме переключения при нулевом напряжении для преобразования входного напряжения переменного тока на выбранной частоте на входе выходного преобразователя в напряжение постоянного тока на выходе выходного преобразователя, при этом переключением переключателей входного преобразователя и выходного преобразователя управляют для обеспечения фазового сдвига между напряжениями на первичной и вторичной обмотках трансформатора, причем указанный способ включает в себя этап изменения, в диапазоне до значения л радиан, первого фазового сдвига между напряжением, подаваемым указанным полным мостом, и напряжением, подаваемым указанным полумостом.

[0025] Способ согласно настоящему изобретению характеризуется тем, что во всех вариантах осуществления рабочую частоту изменяют одновременно с указанным первым фазовым сдвигом так, чтобы минимизировать потери переключателей в преобразователе постоянного тока в постоянный в процессе работы.

[0026] В соответствии с предпочтительными вариантами осуществления способ согласно изобретению дополнительно содержит одну характеристику или подходящую комбинацию следующих характеристик:

- обеспечивают второй фазовый сдвиг между напряжениями, подаваемыми соответственно двумя полумостами или ветвями, составляющими полный мост, с изменением таким образом первого фазового сдвига между напряжением, подаваемым полным мостом, и напряжением, подаваемым полумостом;

- уменьшают рабочую частоту в сторону резонансной частоты LC преобразователя;

- увеличивают рабочую частоту до четырехкратного значения номинальной частоты;

- изменяют рабочую частоту f так, что f₀/f<0,75, где f₀ - резонансная частота преобразователя;

- второй фазовый сдвиг или фазовый сдвиг в полном мосте составляет до 165% от π при работе преобразователя без нагрузки;

- когда второй фазовый сдвиг или фазовый сдвиг между полумостом и полным мостом (ϕ_HB) превышает 35%, управляют вторым фазовым сдвигом или фазовым сдвигом (ϕ_FB) в полном мосте с помощью следующего алгоритма:

если (ϕ_HB>0.35), то ϕ_FB=1 + ϕ_HB - 0.35; иначе ϕ_FB=1.

КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ЧЕРТЕЖЕЙ

[0027] На фиг. 1 схематично представлен двунаправленный активный двухмостовой преобразователь постоянного тока в постоянный с полным мостом на стороне входа и полумостом на стороне выхода.

[0028] На фиг. 2 представлена эквивалентная цепь и изменение по времени первичного и вторичного напряжений и первичного тока.

[0029] На фиг. 3 изображены токи при работе переключателей, в частности в отношении режима ZVS.

[0030] На фиг. 4 показано влияние входного и выходного напряжений на форму тока в случае n*V_in>V_out/2.

[0031] На фиг. 5 показано влияние входного и выходного напряжений на форму тока в случае n*V_in<V_out/2.

[0032] На фиг. 6 показано изменение выходной мощности с углом фазового сдвига в диапазоне (-π,+π).

[0033] На фиг. 7 показано влияние фазового сдвига на выходную мощность и среднеквадратичный ток трансформатора.

[0034] На фиг. 8 изображен рабочий режим ZVS согласно изобретению с уменьшением тока трансформатора и увеличением частоты.

[0035] На фиг. 9 показано определение фазовых сдвигов соответственно между двумя ветвями полного моста и между полумостом и полным мостом.

[0036] [0036] На фиг. 10 показано ограничение тока при отсутствии нагрузки благодаря дополнительному фазовому сдвигу.

[0037] На фиг. 11 показано воздействие резонанса на выходную мощность в зависимости от отношения f₀/f для разных углов фазового сдвига.

[0038] На фиг. 12 показано предпочтительное воздействие резонансной работы на форму тока трансформатора.

[0039] На фиг. 13 показан пример изменения частоты и фазовых сдвигов в соответствии с выходной мощностью преобразователя.

[0040] На фиг. 14 показан кпд преобразователя при номинальном напряжении (например, 50 V_in/400 V_out) в зависимости от выходной мощности.

[0041] На фиг. 15 показан пример изменения частоты и фазовых сдвигов в соответствии с выходной мощностью, когда преобразователь используется в режиме выпрямителя.

ОСУЩЕСТВЛЕНИЕ ИЗОБРЕТЕНИЯ

[0042] Ниже в данном документе описан новый способ применения силового преобразователя для устранения указанных выше ограничений преобразователя.

[0043] Основная идея настоящего изобретения заключается в том, чтобы никогда не входить в зону "отсутствия ZVS". Коррекция мощности выполняется путем получения фазового сдвига, составляющего 100% от π. Однако в этой рабочей точке токи в трансформаторе и в переключателях обычно приблизительно в 4,8 раза превышают токи, присутствующие при номинальной мощности (фиг.7). Поэтому потери I² слишком велики.

[0044] Три техники могут позволить уменьшить эти токи в случае увеличения фазового сдвига:

1) Увеличение частоты одновременно с фазовым сдвигом для удерживания на пределе зоны ZVS.

С помощью фиг.8 описан этот рабочий режим, акцентирующийся на уменьшении тока в трансформаторе при увеличении частоты. В точке 1 преобразователь работает с максимальной мощностью и на номинальной частоте. Уменьшение фазового сдвига при постоянной частоте позволяет уменьшить мощность до предела работы ZVS (точка 2). Увеличение частоты одновременно с увеличением фазового сдвига, таким образом, снова позволяет уменьшить выходную мощность до точки 3. Следует отметить, что перемещение от точки 2 к точке 3 представляет собой рабочий режим на пределе зоны ZVS. Увеличение фазового сдвига при постоянной частоте позволяет в этом случае достигнуть точки 4, представляющей собой рабочий режим при нулевой мощности. Таким образом, увеличение частоты в 4 раза позволило уменьшить ток в трансформаторе и в переключателях также в 4 раза (точка А -> точка В).

2) Изменение фазового сдвига между обеими ветвями переключателей полного моста.

Симуляции показывают, что добавление этого фазового сдвига из точки 3 на фиг. 8 позволяет дополнительно уменьшить токи в трансформаторе и в переключателях в рабочем режиме преобразователя при малой мощности. Ниже приведен простой эмпирический алгоритм, позволяющий управлять фазовым сдвигом полного моста (ϕ_FB), когда фазовый сдвиг полумоста (ϕ_HB) превышает 35%:

если (ϕ_HB >0.35), то ϕ_FB=1+ϕ_HB - 0.35;

иначе ϕ_FB=1 (уравнение 5)

На фиг. 9 показаны определения различных: фазовых сдвигов, рассматриваемых в данном документе, когда фазовый сдвиг изменяется между различными ветвями полного моста. Величина ϕ_FB представляет собой фазовый сдвиг между прямоугольными напряжениями соответствующих первой ветви (V_FB1) и второй ветви (VFB_2) полного моста. С этой целью используются возрастающие края сигналов. Величина ϕ_HB представляет собой фазовый сдвиг между дифференциальным напряжением V_FB1 - V_FB2, которое также является напряжением на первичной обмотке трансформатора (V₁), и напряжением полумоста V_HB. Стандартная контрольная точка дифференциального напряжения, представляющего собой ступенчатый прямоугольный сигнал, принимается за начало основной (синусоидальной) частоты этого сигнала. Как и ранее, фазовый сдвиг полного моста составлял 100%, теперь он может быть увеличен с использованием указанного выше алгоритма до 165% для рабочего режима преобразователя без нагрузки. Это включает в себя уменьшение циркулирующего тока при отсутствии нагрузки в преобразователе приблизительно в 1,38 раз. На фиг. 10 показано, как ограничивается ток при отсутствии нагрузки благодаря этому дополнительному фазовому сдвигу (стрелка показывает уменьшение переключения тока). Токи коммутации сильно уменьшены (коэффициент приблизительно равен 2), при этом форма тока является более синусоидальной, что уменьшает потери в магнитах. Введение фазового сдвига между ветвями полного моста обеспечивает лучшую передачу мощности в системе.

3) Задание параметров преобразователя для приближения к резонансной частоте цепи (L, С₃, С₄)

При переходе от точки 3 к точке 2 частота преобразователя уменьшается, и путем подходящего задания параметров конденсаторов С₃, С₄ можно приблизиться к резонансной частоте (f_n>f₀). В этом случае выражение для мощности, приведенное выше в уравнении 3, более не является справедливым, потому что оно слишком приблизительно. В этом случае следует учитывать резонансную частоту f₀:

(уравнение 6)

По сравнению с уравнением 3, являющимся выражением для мощности без учета резонанса, следует отметить, что один множитель остается неизменным:

Для оценки влияния отношения f₀/f на мощность, график на фиг. 11 представляет развитие отношения мощностей г между уравнением 6 и уравнением 3:

(уравнение 7)

[0045] В частности, на фиг.11 показано воздействие резонанса на мощность в зависимости от отношения f₀/f:

- когда частота преобразователя намного больше резонансной частоты, мультипликативное воздействие на мощность отсутствует, при этом снова используется уравнение 3 с r=1;

- когда частота преобразователя приближается к резонансной частоте, мультипликативное воздействие на мощность является асимптотическим при f=f₀.

На этом чертеже также видно, что воздействие фазового сдвига на это соотношение является слабым.

[0046] В концепции преобразователя согласно изобретению, для практичности и обеспечения преимущества было решено не выходить за пределы отношения f₀/f=0,75, чтобы не перегружать резонансные конденсаторы С₃, С₄. Однако это позволяет увеличить мощность приблизительно в 2,2 раза. Таким образом, для сохранения максимальной мощности модуля идентичной первоначальной, необходимо увеличить последовательно включенную индуктивность L приблизительно в 2,2 раза. Это увеличение значения индуктивности оказывает положительное воздействие на работу при малой мощности и при отсутствии нагрузки (работа между точками 3 и 4 @ 4 f_n). Таким образом, среднеквадратичные токи в трансформаторе и переключателях будут слабее в 2,2 раза (резонансный эффект незначителен @ 4 f_n).

[0047] Другими полезными эффектами использования резонанса в этой топологии являются (см. фиг. 12):

- уменьшение токов коммутации, что приводит к меньшим потерям при размыкании переключателей;

- ток является более синусоидальным, таким образом, с меньшими гармониками при высокой частоте, что приводит к меньшим потерям в меди в магнитах;

- меньшее отношение между циркулирующим током и полезным током.

[0048] В заключение, хотя специалист в данной области техники решительно воздержался бы от уменьшения мощности путем перехода к "фазовому сдвигу π" в обсуждаемой топологии преобразователя на том основании, что циркулирующие токи были бы слишком высокими в магнитах и переключателях (приблизительно 4.8 I_n), в данном изобретения, однако, описаны следующие условия для уменьшения этих циркулирующих токов при отсутствии нагрузки и малой мощности:

- увеличение частоты до 4 раз (или более, в зависимости от конкретной конструкции), что приводит к уменьшению в 4 раза циркулирующего тока при отсутствии нагрузки;

- воздействие на фазовый сдвиг полного моста: до 165% (или немного больше, в зависимости от конкретной конструкции), что приводит к уменьшению циркулирующего тока при отсутствии нагрузки в 1,38 раза;

- использование резонансного эффекта, который, при увеличении выходной мощности для данной индуктивности, позволяет затем увеличить значение последовательно включенной индуктивности в 2,2 раза, что обеспечивает уменьшение циркулирующего тока при отсутствии нагрузки в 2,2 раза.

[0049] При отсутствии нагрузки циркулирующий ток будет, таким образом, составлять около 4,8 × In/(4 × 1,38 × 2,2)=0,4 In. С точки зрения потерь в I², это составляет лишь 16% потерь, необходимых для номинальной мощности.

[0050] Однако прототип показывает, что фактические потери составляют примерно около 30% от потерь, имеющихся при номинальной мощности. Это различие по существу следует из увеличения потерь в меди и коммутации при увеличении частоты в 4 раза.

[0051] Для требуемой мощности необходимо вычислить оптимальную частоту и фазовый сдвиг, чтобы работать с минимальными токами коммутации для обеспечения коммутаций ZVS. Таким образом, можно обеспечить нулевые потери при установке включения переключателей и наименьшие потери при установке выключения переключателей.

[0052] В случае специально протестированного преобразователя резонансная частота составляет около 56 кГц. Было решено ограничить частоту между 75 кГц и 350 кГц. На фиг. 13 показан один пример частоты и фазовых сдвигов в зависимости от мощности преобразователя.

[0053] Отдача преобразователя согласно изобретению представлена при номинальном напряжении в зависимости от выходной мощности, без учета потребления элемента управления (фиг.14). Отдача превышает 98% между 900 Вт и 1600 Вт.

[0054] Работа в режиме выпрямителя, таким образом, с поведением выпрямителя переменного/постоянного тока, аналогична, но с фазовым сдвигом полумоста, изменяющимся между π и 2 π. На фиг. 15 показано изменение параметров в зависимости от мощности.

[0055] Специалисту в данной области техники очевидно, что объем правовой охраны настоящего изобретения может быть применен или обобщен по отношению к работе высокочастотного силового преобразователя постоянного тока в постоянный, основанной на топологии однофазного двунаправленного активного двухмостового преобразователя постоянного тока в постоянный, причем входной и выходной преобразователи являются полномостовыми преобразователями. В этом случае конденсаторы С₃ и С₄ на фиг. 1 будут заменены дополнительными переключателями (которые могут быть названы, например, S₇ и S₈). В этом случае С₂ может играть роль резонансного конденсатора.

[0056] Специалисту в данной области техники очевидно, что объем правовой охраны настоящего изобретения может быть применен или обобщен по отношению к работе высокочастотного силового преобразователя постоянного тока в постоянный, основанной на топологии однофазного двунаправленного активного двухмостового преобразователя постоянного тока в постоянный, причем входной и выходной преобразователи являются полумостовыми преобразователями. В этом случае переключатели S₅ и S₆ на фиг. 1 будут заменены дополнительными конденсаторами (которые могут быть названы, например, С₅ и С₆).

Изобретение относится к области электротехники и может быть использовано для управления высокочастотным двухмостовым силовым преобразователем постоянного тока в постоянный (DC/DC) с номинальной частотой (f_N) и номинальной мощностью (P_N). Техническим результатом является расширение диапазона входного напряжения и обеспечение перегрузочной способности по мощности до 200% и работы преобразователя в режиме переключения при нулевом напряжении для всего диапазона входного напряжения. Способ управления двухмостовым силовым преобразователем постоянного тока в постоянный включает в себя этап изменения в диапазоне до значения π радиан первого фазового сдвига (ϕ_HB) между напряжением полного моста и напряжением полумоста, при этом изменяют рабочую частоту (f) одновременно с указанным первым фазовым сдвигом и/или вызывают второй фазовой сдвиг (ϕ_FB) между напряжениями двух полумостов или ветвей, составляющих полный мост, изменяя, таким образом, первый фазовый сдвиг (ϕ_HB) между напряжением полного моста и напряжением полумоста, и/или уменьшают рабочую частоту (f) в сторону резонансной частоты (f₀) LC цепи так, чтобы минимизировать потери переключателей в преобразователе постоянного тока в постоянный в процесе работы. 6 з.п. ф-лы, 15 ил.

1. Способ управления высокочастотным двухмостовым силовым преобразователем постоянного тока в постоянный с номинальной частотой (f_N) и номинальной мощностью (P_N) в широком диапазоне входного напряжения и с перегрузочной способностью по мощности до 200%, причем указанный силовой преобразователь постоянного тока в постоянный содержит:

- входной преобразователь (100), выполненный с возможностью получения входного напряжения (10) постоянного тока от источника постоянного тока, имеющий первый вывод (11) и второй вывод (12) и содержащий полномостовую цепь, управляемую вентилем и выполненную из первого полумоста, содержащего первый переключатель (S₁) и второй переключатель (S₂), причем указанный первый переключатель (S₁) включен между первым выводом (11) и общим выводом (13) между первым переключателем (S₁) и вторым переключателем (S₂), и указанный второй переключатель (S₂) включен между вторым выводом (12) и указанным общим выводом (13) между первым переключателем (S₁) и вторым переключателем (S₂), и из второго полумоста, содержащего третий переключатель (S₅) и четвертый переключатель (S₆), причем указанный третий переключатель (S₅) включен между первым выводом (11) и общим выводом (14) между третьим переключателем (S₅) и четвертым переключателем (S₆), и указанный четвертый переключатель (S₆) включен между вторым выводом (12) и указанным общим выводом (14) между третьим переключателем (S₅) и четвертым переключателем (S₆);

- трансформатор (200), имеющий первичную обмотку (210), вторичную обмотку (220) и индуктивность (L₁, видимую из первичной обмотки) рассеяния, причем первичная обмотка (210) включена между общим выводом (13) между первым переключателем (S₁) и вторым переключателем (S₂) и общим выводом (14) между третьим переключателем (S₅) и четвертым переключателем (S₆) для получения выхода входного преобразователя (100);

- выходной преобразователь (300), присоединенный к вторичной обмотке (220) трансформатора (200) для преобразования напряжения переменного тока на вторичной обмотке в выходное напряжение (20) постоянного тока между третьим выводом (21) и четвертым выводом (22), при этом выходной преобразователь (300) содержит первый конденсатор (С₃) и второй конденсатор (С₄), соединенные последовательно, указанный первый конденсатор (С₃) включен между третьим выводом (21) и общим выводом (15) между первым конденсатором (С₃) и вторым конденсатором (С₄), при этом указанный второй конденсатор (С₄) включен между четвертым выводом (22) и указанным общим выводом (15) между первым конденсатором (С₃) и вторым конденсатором (С₄) и содержит полумостовую цепь, управляемую вентилем и выполненную из пятого переключателя (S₃) и шестого переключателя (S₄), причем указанный пятый переключатель (S₃) включен между третьим выводом (21) и общим выводом (16) между пятым переключателем (S₃) и шестым переключателем (S₄), при этом указанный шестой переключатель (S₄) включен между четвертым выводом (22) и общим выводом (16) между пятым переключателем (S₃) и шестым переключателем (S₄), причем вторичная обмотка трансформатора (220) включена между общим выводом (16) между пятым переключателем (S₃) и шестым переключателем (S₄) и общим выводом (15) между первым конденсатором (С₃) и вторым конденсатором (С₄),

- средства управления, соединенные с вентилями переключателей (S₁, S₂, S₅, S₆) входного преобразователя и соответственно с вентилями переключателей (S₃, S₄) выходного преобразователя для управления переключением переключателей входного преобразователя в так называемом режиме переключения при нулевом напряжении для преобразования напряжения источника постоянного тока в выходное напряжение переменного тока на выбранной частоте на выходе входного преобразователя и для управления переключением переключателей выходного преобразователя в так называемом режиме переключения при нулевом напряжении для преобразования входного напряжения переменного тока на выбранной частоте на входе выходного преобразователя в напряжение постоянного тока на выходе выходного преобразователя, при этом переключением переключателей входного преобразователя и выходного преобразователя управляют для обеспечения фазового сдвига между напряжениями на первичной и вторичной обмотках трансформатора,

причем указанный способ включает в себя этап изменения, в диапазоне до значения π радиан, первого фазового сдвига (ϕ_НВ) между напряжением, подаваемым указанным полным мостом, и напряжением, подаваемым указанным полумостом,

при этом рабочую частоту (f) изменяют одновременно с указанным первым фазовым сдвигом (ϕ_НВ) так, чтобы минимизировать потери переключателей в преобразователе постоянного тока в постоянный в процессе работы.

2. Способ управления высокочастотным двухмостовым силовым преобразователем постоянного тока в постоянный по п. 1, в котором дополнительно обеспечивают второй фазовый сдвиг (ϕ_FB) между напряжениями, подаваемыми соответственно двумя полумостами или ветвями, составляющими полный мост, с изменением таким образом первого фазового сдвига (ϕ_HB) между напряжением, подаваемым полным мостом, и напряжением, подаваемым полумостом.

3. Способ управления высокочастотным двухмостовым силовым преобразователем постоянного тока в постоянный по п. 1 или 2, в котором дополнительно уменьшают рабочую частоту (f) в сторону резонансной частоты (f₀) LC преобразователя.

4. Способ управления высокочастотным двухмостовым силовым преобразователем постоянного тока в постоянный по п. 1, в котором увеличивают рабочую частоту (f) до четырехкратного значения номинальной частоты (f_N).

5. Способ управления высокочастотным двухмостовым силовым преобразователем постоянного тока в постоянный по п. 1, в котором изменяют рабочую частоту (f) так, что f₀/f<0,75, где f₀ - резонансная частота преобразователя.

6. Способ управления высокочастотным двухмостовым силовым преобразователем постоянного тока в постоянный по п. 1, в котором второй фазовый сдвиг или фазовый сдвиг (ϕ_FB) в полном мосте составляет до 165% от π при работе преобразователя без нагрузки.

7. Способ управления высокочастотным двухмостовым силовым преобразователем постоянного тока в постоянный по п. 6, в котором, когда первый фазовый сдвиг или фазовый сдвиг (ϕ_НВ) между полумостом и полным мостом превышает 35%, управляют вторым фазовым сдвигом или фазовым сдвигом (ϕ_FB) в полном мосте с помощью следующего алгоритма:

если (ϕ_НВ>0.35), то ϕ_FB=1+ϕ_НВ-0.35; иначе ϕ_FB=1.