Способ одноциклического управления коррекцией коэффициента мощности Российский патент 2023 года по МПК G05F1/70 H02M1/42 

Предлагаемое изобретение относится к области электротехники, энергетики и силовой электроники, а именно: к области преобразовательной электротехники, энергетики и силовой электроники, в частности, к способам управления импульсными силовыми преобразователями, корректирующими входной коэффициент мощности, и может найти применение при использовании данной технологии в системах преобразования и передачи электрической энергии во многих областях техники, например, для перспективных летательных аппаратов со снижением загрязнений, создаваемых двигателями, повышенным уровнем безопасности полета и упрощенным техническим обслуживанием.

В настоящее время в авиации достаточно остро стоят проблемы снижения загрязнения, создаваемого двигателями, повышения безопасности полета и упрощения технического обслуживания. Ответом на этот вызов стала разработка по всему миру как крупными авиапроизводителями, так и малыми научными группами, концепций и прототипов гибридных и полностью электрических силовых установок для летательных аппаратов [1-3]. Среди достоинств применения электрической тяги в авиации следует отметить большую эффективность преобразования энергии энергоносителя в механическую энергию, больший период между регламентными работами по техническому обслуживанию, экологичность и меньший уровень создаваемого летательным аппаратом шума [2]. Одним из важнейших компонентов подобного летательного аппарата является силовой конвертор, преобразующий трехфазный переменный ток, вырабатываемый генератором, в постоянный ток для бортовой аппаратуры и накопителей электрической энергии. Показателем, характеризующим качество передачи электроэнергии потребителю, является коэффициент мощности χ - безразмерная величина, определяемая по уравнению [4]:

где Р - активная электрическая мощность; S - полная электрическая мощность, i(t), u(t) -формы входного тока и входного напряжения, соответственно; Т - период сигналов.

Согласно математической теории функций значения коэффициента мощности находятся в области от 0 до 1, причем единичное значение достигается лишь при совпадении формы входного тока г и напряжения и и отсутствии временного сдвига между ними.

Применительно к системе магнитоэлектрический генератор - трехфазный выпрямитель в составе гибридной силовой установки летательного аппарата, рассчитанной на работу в крейсерском режиме, уменьшение коэффициента мощности приводит к пропорциональному уменьшению мощности, передаваемой от генератора шине постоянного тока по сравнению с мощностью, которую мог бы передать генератор в чисто резистивную нагрузку, что влечет за собой снижение общей дальности полета воздушного судна [5]. Попытка же сохранить максимальную передаваемою мощность путем увеличения выходного тока генератора ведет к необходимости увеличения массы проводников, габаритов электрических устройств и системы охлаждения из-за роста активных потерь.

Одним из технических решений увеличения коэффициента мощности является применение совместно с генератором корректора коэффициента мощности - устройства активной фильтрации тока сети, минимизирующего отклонение фазы входного тока от напряжения [2, 5]. В настоящее время существует много топологий корректора коэффициента мощности в составе трехфазных выпрямителей, применяемых для случаев разных частот питания источника, диапазонов рабочих мощностей и уровней выходного напряжения. Одной из перспективных топологий корректора коэффициента мощности является ее реализация на основе полностью управляемых выпрямителей, построенных на полупроводниковых коммутаторах с возможностью управляемого выключения, которые являются основными элементами формирования выходного напряжения. В качестве подобных коммутаторов могут использоваться БТИЗ или МОП транзисторы [2]. Это позволяет модулировать входные и выходные токи и напряжения, регулировать коэффициент мощности, реализовывать схемы выпрямителя с источником напряжения или тока. Данный тип выпрямителей находит применение в авиационной технике [2], в том числе и благодаря возможности поддержания системой управления стабильного напряжения шины постоянного тока при изменении амплитуды и частоты входного переменного напряжения [6].

Цепь коррекции коэффициента мощности используется для снижения входящего гармонического тока и как правило имеет сложную технологию построения компонентов, что делает ее размеры большими, а стоимость - высокой. Поэтому технология построения компонентов цепи коррекции коэффициента мощности часто представляет собой компромисс между эффективностью и ценой.

Таким образом, задача создания и совершенствования преобразователей электрической энергии для перспективных летательных аппаратов является в настоящее время актуальной.

Известен способ управления коррекцией коэффициента мощности, основанный на цепи усиления и главной управляющей микросхеме системы, где цепь усиления включает вход переменного тока, цепь выпрямителя, индукционную катушку, диоды с накоплением заряда, конденсатор, выход постоянного тока, схему дискретизации индуктивного тока, схему дискретизации напряжения на выходе, транзистор переключения и управляющую схему транзистора переключения [7].

К недостаткам известного способа управления преобразователем можно отнести то, что в данном техническом решении используют микроэлектронные элементы, которые не всегда позволяют адаптировать схему под разные варианты нагрузки. Помимо этого, соотношение цена/эффективность в известном техническом решении слишком высоко.

Наиболее близким к заявляемому способу по своей технической сути (прототипом) является способ одноциклического управления коррекцией коэффициента мощности, основанный на цепи усиления и главной управляющей микросхеме системы, где цепь усиления включает вход переменного тока, цепь выпрямителя, индукционную катушку, диоды с накоплением заряда, конденсатор, выход постоянного тока, схему дискретизации индуктивного тока, схему дискретизации напряжения на выходе, транзистор переключения и управляющую схему транзистора переключения, включающий определение завершения плавного пуска, если нет, увеличивают опорное значение напряжения на выходе и, если плавный пуск завершен, считывают дискретные значения напряжения на выходе и дискретные значения индуктивного тока согласно моменту запуска дискретизации аналого-цифрового преобразователя, рассчитывают коэффициент заполнения сигнала широтно-импульсной модуляции для приведения в действие транзистора переключения, выводят ШИМ-сигнал, рассчитывают следующий момент запуска дискретизации аналого-цифрового преобразователя согласно коэффициенту заполнения сигнала широтно-импульсной модуляции, определяют время включенного состояния транзистора переключения согласно коэффициенту заполнения сигнала широтно-импульсной модуляции для приведения в действие транзистора переключения и вновь считывают дискретные значения напряжения на выходе и дискретные значения индуктивного тока согласно моменту запуска дискретизации аналого-цифрового преобразователя [8].

К недостаткам известного способа управления преобразователем можно отнести то, что в данное техническое решение не является подходящим для применения совместно с полумостовой схемой из-за формы опорного сигнала широтно-импульсной модуляции.

Новым достигаемым техническим результатом предлагаемого изобретения является повышение точности коррекции коэффициента мощности повышение точности коррекции коэффициента мощности и надежности управления трехфазным полупроводниковым выпрямителем при увеличении передаваемой трехфазным полупроводниковым выпрямителем мощности.

Новый технический результат достигается тем, что в способе одноциклического управления коррекцией коэффициента мощности, основанный на цепи выпрямителя, транзисторе переключения, управляющей схеме транзистора переключения, конденсаторе, включающий определение завершения плавного пуска, подачу тока, формирование сигнала широтно-импульсной модуляции, определение времени включенного состояния транзистора переключения для приведения его в действие, в отличие от прототипа, выпрямитель выполняют в виде трехфазного полупроводникового выпрямителя, управляющую схему транзистора переключения выполняют в виде вновь введенных делителя выходного напряжения, генератора пилообразного напряжения, компаратора, блока задержки, датчика тока с буферным повторителем каждый, преобразователем тока, двух драйверов и с цепью усиления в виде усилителя ошибки по напряжению и второго усилителя в каждом из четырех модулей, содержащих по два транзистора переключения, соединенных параллельно по входу и выходам и формирующих полумост с номинальным током до 400 А в каждой из фаз полупроводникового выпрямителя, перед подачей тока на вход соответствующего усилителя ошибки по напряжению для стабилизации напряжения поступает разница опорного сигнала напряжения и сигнала напряжения обратной связи, образованного соответствующим делителем выходного напряжения, на выходе которого формируется сигнал, который, поступая на соответствующие генераторы пилообразного напряжения, устанавливает для всех трех фаз полупроводникового выпрямителя одинаковую частоту 50 кГц и амплитуду выходного пилообразного напряжения, подачу входных токов фаз для стабилизации и управления формами осуществляют на входы соответствующих компараторов каждой фазы, выполняющих функцию широтно-импульсной модуляции модуляторов, значения усиленного сигнала, измеренного соответствующим датчиком тока переменного, постоянного или смешанного тока каждой фазы и выходного пилообразного напряжения, пропорциональные выходному сигналу соответствующего усилителя ошибки по напряжению, при этом ток фазы определяют из выражения:

где V_ramp - амплитуда пилообразного опорного сигнала широтно-импульсной модуляции, α - масштабный коэффициент, V_ф - уровень фазного напряжения (поддержание этого соотношения обеспечивает равенство амплитуд токов в каждой фазе и точное повторение формы напряжения в соответствующей фазе), V₀ - выходное напряжение, формирование сигнала широтно-импульсной модуляции осуществляют на выходе соответствующих компараторов, сигнал широтно-импульсной модуляции поступает в соответствующий блок задержки, где формируют по два сигнала для управления двумя изолированными соответствующими драйверами, управляющими через цепи этих драйверов затворами соответствующих двух транзисторов переключения, включенных по схеме полумоста в соответствующем модуле транзисторов переключения, для переключения данных транзисторов переключения, время включенного состояния транзистора переключения для приведения в действие соответствующего транзистора переключения определяют с относительным временным сдвигом на Уз времени частоты переключения соответствующих двух транзисторов переключения для снижения высокочастотной составляющей токов, протекающих через дополнительно введенные соответствующие четыре сглаживающих конденсатора и оптимизируют для уменьшения выброса тока, вызванного обратным восстановлением их антипараллельных диодов, путем замедления времени переключений соответствующих транзисторов посредством вновь введенных в соответствующие цепи драйверов параллельно установленных резистор -диод.

В случае превышения порогового значения тока фазы более 200 А на выходе соответствующего компаратора может быть сформирован сигнал, поступающий на соответствующий блок задержки в виде сигнала, запрещающего включение соответствующих транзисторов переключения корректора коэффициента мощности посредством размыкания цепи вновь введенной соответствующей нагрузки.

Паразитные пики напряжения, возникающие при выключении транзисторов переключения, могут быть снижены вновь введенными в соответствующий модуль транзисторов переключения четырьмя шунтирующими конденсаторами в контуре: транзисторы переключения - шунтирующие конденсаторы.

Способ управления коррекцией коэффициента мощности реализуют следующим образом.

Поддержание высокого значения коэффициента мощности % трехфазного полупроводникового выпрямителя (преобразователя) осуществляется при помощи определенных алгоритмов работы системы управления 1 транзисторами переключения 2 фаз полупроводникового выпрямителя и устройством защиты (фиг. 1), которые могут быть разделены на три основные категории в зависимости от принципа модуляции входного тока трехфазного полупроводникового выпрямителя (преобразователя): режим непрерывной (ССМ), прерывистой (DCM) и критической (CRM) проводимости. Достоинством режимов DCM или CRM является упрощение системы управления 1 транзисторами переключения 2 фаз полупроводникового выпрямителя и устройством защиты, однако в этом режиме пиковый входной ток значительно превышает среднее значение, что приводит к высокой токовой нагрузке на транзисторы переключения 2 (полупроводниковые коммутаторы) и к повышенным потерям на проводимость и переключения, в результате чего они чаще всего применяются в трехфазных полупроводниковых выпрямителях (преобразователях) малой мощности. В случае превышения мощности трехфазного полупроводникового выпрямителя (преобразователя) свыше 10 кВт при использовании его, например, на гибридных летательных аппаратах, предпочтительным представляется использование режима ССМ. В этом случае для получения синусоидального входного тока и постоянного напряжения на выходе необходима цепь измерения амплитуды выпрямленного напряжения V_D и/или напряжения источника фазной ЭДС V(t), а также некоторой контролируемой переменной x(t). В зависимости от того, является ли x(t) током или напряжением, методы управления в режиме ССМ делятся на методы с контролем тока и с контролем напряжения, соответственно. Для реализации многих методов управления требуется измерение напряжения V(t) непосредственно на выходе источника фазной ЭДС. Однако в случае, если в качестве источника напряжения выступает трехфазный полупроводниковый выпрямитель (преобразователь), а фазными индукторами являются обмотки его статора, измерение V(t) невозможно. В этом случае представляется наиболее оптимальным использование одного из методов контроля тока - управление внутри одноциклического (одного тактового цикла), известного также как метод интеграции-сброса, в котором ключевым элементом является сбрасываемый интегратор.

Стабилизация и управление формами входных токов фаз происходит путем подачи на входы компараторов 3, выполняющих функцию широтно-импульсной модуляции модуляторов, значений сигнала Vix с датчика 4 тока каждой фазы и пилообразного напряжения V_rampx с частотой 50 кГц, амплитуда которого пропорциональна выходному сигналу Vv усилителя 5 ошибки по напряжению (фиг. 2). Пилообразные напряжения, подаваемые на компараторы 3 каждой фазы, имеют равные амплитуды и относительный ⅓временной сдвиг на ⅓ периода частоты переключения, что обеспечивает значительное снижение высокочастотной составляющей токов (~70%) протекающих через сглаживающие конденсаторы 6. После компараторов 3 формируется сигнал широтно-импульсной модуляции, поступающий в блок задержки 7, где формируются два сигнала для управления драйверами 8, управляющими затворами соответствующих транзисторов переключения 2. Устройство защиты, включающее компараторы 3, блоки задержки 7 и драйверы 8, обеспечивает безопасную работу транзисторов переключения 2, формируя сигнал с задержкой между переключением транзисторов переключения 2 верхних и нижних плеч (так называемое время запаздывания), что не позволяет осуществить одновременное открытие обоих транзисторов переключения 2. Компаратор 9 осуществляет защиту от перенапряжения на выходе корректора коэффициента мощности. В случае превышения порога напряжения Vofb на выходе компаратора 9 формируется сигнал OV, запрещающий включение транзисторов переключения 2 корректора коэффициента мощности при превышении значения сигнала Vofb, поступающего с делителя 10 выходного напряжения V₀, некоторого уровня Vref-Δ. В случае превышения значения сигнала Vofb уровня Vref-Δ, сигнал OV поступает в блок задержки 7, выключая его и, тем самым, прерывая работу системы управления до тех пор, пока сигнал Vofb вновь не снизится до уровня напряжения ниже Vref-Δ.

Для стабилизации напряжения разница А опорного сигнала напряжения Vref и сигнала напряжения обратной связи Vofb, образованного делителем 10 выходного напряжения Vo, поступает на вход усилителя 5 ошибки по напряжению, на выходе которого формируется сигнал Vv, который, поступая на генераторы 11 пилообразного напряжения, устанавливает амплитуду выходного напряжения, одинаковую для всех трех фаз. Ток фазы I_ф для метода ОСС определяют в соответствии с выражением:

где V_ramp - амплитуда пилообразного опорного сигнала широтно-импульсной модуляции, α - масштабный коэффициент, V_ф - уровень фазного напряжения (поддержание этого соотношения обеспечивает равенство амплитуд токов в каждой фазе и точное повторение формы напряжения в соответствующей фазе), V₀ - выходное напряжение.

На фиг. 1 показана схема трехфазного полупроводникового выпрямителя напряжения с корректором входного коэффициента мощности. Схема содержит соединенные параллельно по входу и выходам модули из двух транзисторов переключения 2, формирующих полумост, при этом средняя точка 12 каждого полумоста соединена с соответствующим фазным (линейным) проводом 13 трехфазной сети трехфазного выпрямителя. Выводы положительной 14 и отрицательной 15 полярностей каждого полумоста соединены с шунтирующими 16 и сглаживающими 6 конденсаторами (фиг.1 ). Выводы положительной и отрицательной полярностей каждой фазы подключены к шине постоянного тока (обозначена узлами подключения 14 и 15), к которой подключается нагрузка (на фигурах не показана).

Блок-схема трехфазного выпрямителя включает систему управления 1 транзисторами переключения 2 фаз полупроводникового выпрямителя, формирующей управляющие сигналы для транзисторов переключения 2 и предназначенных для осуществления их коммутации (фиг. 1). На фиг. 1 также отражены ЭДС (U_A-U_C) и эквивалентные индуктивности фаз (L_ф) внешней трехфазной сети.

Принципиальная схема одной из фаз полупроводникового выпрямителя напряжения с коррекцией входного коэффициента мощности представлена на фиг. 3 и включает два транзистора переключения 2. Из-за ограничений по току используемых коммерчески доступных транзисторов переключения 2, каждый модуль рассчитан на номинальный ток 100 А, в каждой из фаз полупроводникового выпрямителя (блока силовой электроники) использованы по четыре модуля транзисторов переключения 2, соединенных параллельно по входу (средняя точка) 12 и выходам (узлам подключения) 14 и 15 и формирующих полумост с номинальным током до 400 А, что позволяет обеспечить требуемую трехфазную мощность трехфазного полупроводникового выпрямителя (преобразователя) вплоть до 50 кВт при входном напряжении трехфазного полупроводникового выпрямителя (преобразователя) в диапазоне 40-80 В. Средняя точка 12 каждого полумоста соединяется с соответствующим фазным (линейным) проводом 13 трехфазного полупроводникового выпрямителя (преобразователя). Цепи O⁺ (14) и О^- (15) создают полюса шины постоянного тока. Сглаживающие конденсаторы 6 имеют емкость 22 мкФ. Шунтирующие конденсаторы 16 емкостью 220 нФ установлены параллельно в непосредственной близости к транзисторам переключения 2 для уменьшения паразитной индуктивности контура: транзисторы переключения 2 - сглаживающие конденсаторы 6, что позволяет снизить паразитные пики напряжения, возникающие при выключении транзисторов переключения 2 (фиг. 3). Цепи, включающие конденсаторы 17 и активные сопротивления 18, расположенные параллельно транзисторам переключения 2 фазы, являются снабберными цепями, задача которых является подавление высокочастотных колебаний напряжения средней точки полумоста.

Функцию управления затворами транзисторов переключения 2 выполняет система управления, приведенная на фиг. 4. Она содержит два изолированных драйвера 8 (IC1, 2) -один для верхнего и один для нижнего транзистора переключения 2. Управляющие сигналы драйверов 8 DrvInH и DrvInL поступают с входного разъема. Выходные цепи драйверов 8 DrvOutH и DrvOutL соединяются с соответствующими затворами транзисторов переключения 2. Системы управления затворами транзисторов переключения 2 фаз полупроводникового выпрямителя может быть соединена непосредственно к выходам 3 соответствующих модулей транзисторов переключения 2 для уменьшения паразитной индуктивности, что необходимо для устранения колебательного процесса на затворах транзисторов переключения 2, приводящего к перенапряжениям и росту электромагнитных помех. Выходные цепи драйверов 8: резистор 19 - диод 20, служат для оптимизации времен переключений путем замедления включения транзисторов переключения 2, что необходимо для уменьшения выброса тока, вызванного обратным восстановлением их антипараллельных диодов (фиг. 4).

Транзистор переключения 2 предназначен для коммутации верхней или нижней части полумостовой схемы двух соответствующих транзисторов переключения 2.

В качестве транзистора переключения 2 может быть использован, например, полевой (униполярный) транзистор с изолированным затвором (МОП) или биполярный транзистор с изолированным затвором (БТИЗ), например, МОП транзистор марки Infineon IPW60R017C7.

Система управления 1 транзисторами переключения 2 фаз полупроводникового выпрямителя и устройством защиты предназначен для управления затворами транзисторов переключения 2.

Датчик 4 тока предназначен для измерения переменного, постоянного и смешанного тока амплитудой до 300 А с погрешностью не более 1%.

Для измерения фазных токов использовались специально разработанные модули датчика 4 тока. Основу устройства составляет преобразователь тока на основе эффекта Холла HAIS-100P, монтируемый на печатной плате, с однополярным питанием 5 В, выходами в виде напряжения, пропорционального току и опорному постоянному напряжению 2,5 В. На плате имеются два буферных повторителя AD8602ARZ, снижающие выходное сопротивление датчика 4 тока, что уменьшает влияние емкости соединительного кабеля и входных цепей платы управления, и тем самым повышает динамическую и статическую точность измерения тока. Дорожки печатной платы, соответствующие силовым цепям трехфазного полупроводникового выпрямителя (преобразователя) усилены параллельными объемными медными проводами достаточного сечения.

Драйвер 8 системы управления 1 предназначен для управления напряжением на затворах транзисторов переключения 2, которые требуют больших входных токов.

В качестве драйвера 8 может быть использован, например, UCC5390ECD.

В качестве резистора 19 может быть использован, например, SMD1206.

В качестве диода 20 может быть использован диод Шоттки, например, 15MQ040.

На осциллограммах входных токов корректора коэффициента мощности при фазных напряжениях 40 В и нагрузке 18 кВт (фиг. 5А) и 26 кВт (фиг. 5Б) отображен момент включения (0 мс), зона смешанного режима работы (до 20 мс), а также работа в режиме повышающего преобразователя (от 20 мс). Из осциллограммы (фиг. 5Б) видно, что в момент времени от 52 до 60 мс работу активного корректора коэффициента мощности прекращает принудительно устройство защиты от перенапряжения из-за превышения напряжением V₀ на выходе трехфазного полупроводникового выпрямителя (преобразователя) опорного значения Vref. После снижения уровня Vo работа корректора коэффициента мощности возобновляется.

На осциллограммах (фиг. 6А и 6Б) входных токов корректора коэффициента мощности для случаев нагрузки по напряжению - 33 кВт, приведены укрупненные изображения токов фаз (фиг. 6Б) с трапециевидными пульсациями, показывающие отсутствие изменения их формы в зависимости от нагрузки на трехфазный полупроводниковый выпрямитель (преобразователь).

Проведенные измерения тока и напряжения при работе трехфазного полупроводникового выпрямителя (преобразователя) позволили установить корректность работы алгоритмов коррекции коэффициента мощности и формирования входных фазных токов корректора коэффициента мощности.

На основании вышеизложенного новый достигаемый технический результат предлагаемого изобретения обеспечивается следующими по сравнению с прототипом техническими преимуществами.

1. Обеспечивается более точная (не менее чем на 11%) коррекция коэффициента мощности и формирования входных фазных токов корректора коэффициента мощности за счет отсутствия в системе управления входных мультиплексоров, что обеспечивает более высокую плавность регулировки и стабилизации тока.

2. Обеспечивается более высокая (не менее чем на 15%) электромагнитная совместимость за счет более точной коммутации транзисторов переключения 2.

3. Повышается передаваемая трехфазным полупроводниковым выпрямителем (преобразователем) мощность не менее чем на 11% за счет более точной коммутации транзисторов переключения 2.

В настоящее время в Институте электрофизики и электроэнергетики РАН проведены испытания предлагаемого способа одноциклического управления коррекцией коэффициента мощности и на их основе выпущена технологическая инструкция на данный способ управления.

Используемые источники

1. Madonna V., Giangrande P., Galea M. Electrical Power Generation in Aircraft: Review, Challenges, and Opportunities // IEEE Trans. Transp.Electrif. 2018. T. 4. №3. C. 646-659.

2. Barzkar A., Ghassemi M. Electric power systems in more and all electric aircraft: A review // IEEE Access. 2020. T. 8. C. 169314-169332.

3. Patnaik В., Kumar S., Gawre S. Recent Advances in Converters and Storage Technologies for More Electric Aircrafts: A Review // IEEE J. Miniaturization Air Sp.Syst. 2022. Т. 3. №3. C. 78-87.

4. Rashid M. Н/ Three-Phase Controlled Rectifiers // Power Electronics Handbook.: Elsevier, 2018. C. 233-273

5. Sarlioglu B. Advances in AC-DC power conversion topologies for more electric aircraft // 2012 IEEE Transp.Electrif. Conf. Expo, ITEC 2012. 2012.

6. Benzaquen J., Mirafzal B. Smart active rectifier fed by a variable voltage and frequency source // 2021 IEEE Kansas Power Energy Conf. KPEC 2021. 2021. C. 2-6.

7. Патент КНР №200380109048.6, 2008, МКИ G05F 1/70.

8. Патент RU 2475806, 2022, МКИ G05F 1/70, G05F 1/565, Н02М 1/42.

Изобретение относится к области преобразовательной электротехники, в частности к способам управления импульсными силовыми преобразователями, корректирующими входной коэффициент мощности, и может найти применение в системах преобразования и передачи электрической энергии. Технический результат - повышение точности коррекции коэффициента мощности и надежности управления трехфазным полупроводниковым выпрямителем при увеличении передаваемой трехфазным полупроводниковым выпрямителем мощности - достигается тем, что в способе одноциклического управления коррекцией коэффициента мощности выпрямитель выполняют в виде трехфазного полупроводникового выпрямителя, управляющую схему транзистора переключения выполняют в виде делителя выходного напряжения, генератора пилообразного напряжения, компаратора, блока задержки, датчика тока с буферным повторителем каждый, преобразователем тока, двух драйверов и с цепью усиления в виде усилителя ошибки по напряжению и второго усилителя в каждом из четырех модулей, содержащих по два транзистора переключения, соединенных параллельно по входу и выходам и формирующих полумост с номинальным током до 400 А. В каждой из фаз полупроводникового выпрямителя определяют завершение плавного пуска, обеспечивают поступление на вход соответствующего усилителя ошибки разницы опорного сигнала напряжения и сигнала напряжения обратной связи, на выходе которого формируется сигнал, который, поступая на соответствующие генераторы пилообразного напряжения, устанавливает для всех трех фаз полупроводникового выпрямителя одинаковую частоту 50 кГц и амплитуду выходного пилообразного напряжения. Осуществляют подачу входных токов фаз на входы соответствующих компараторов каждой фазы, выполняющих функцию широтно-импульсной модуляции модуляторов. Осуществляют формирование сигнала широтно-импульсной модуляции на выходе соответствующих компараторов. Сигнал широтно-импульсной модуляции поступает в соответствующий блок задержки, где формируют по два сигнала для управления двумя драйверами, управляющими затворами соответствующих двух транзисторов переключения, включенных по схеме полумоста в соответствующем модуле транзисторов переключения. Определяют время включенного состояния транзистора переключения для приведения в действие соответствующего транзистора переключения с относительным временным сдвигом соответствующих двух транзисторов переключения для снижения высокочастотной составляющей токов, протекающих через четыре сглаживающих конденсатора, и оптимизируют для уменьшения выброса тока, вызванного обратным восстановлением их антипараллельных диодов, путем замедления времени переключений соответствующих транзисторов посредством вновь введенных в соответствующие цепи драйверов параллельно установленных резистора и диода. 2 з.п. ф-лы, 6 ил.

1. Способ одноциклического управления коррекцией коэффициента мощности, основанный на цепи выпрямителя, транзисторе переключения, управляющей схеме транзистора переключения, конденсаторе, включающий определение завершения плавного пуска, подачу тока, формирование сигнала широтно-импульсной модуляции, определение времени включенного состояния транзистора переключения для приведения его в действие, отличающийся тем, что выпрямитель выполняют в виде трехфазного полупроводникового выпрямителя, управляющую схему транзистора переключения выполняют в виде вновь введенных делителя выходного напряжения, генератора пилообразного напряжения, компаратора, блока задержки, датчика тока с буферным повторителем каждый, преобразователем тока, двух драйверов и с цепью усиления в виде усилителя ошибки по напряжению и второго усилителя в каждом из четырех модулей, содержащих по два транзистора переключения, соединенных параллельно по входу и выходам и формирующих полумост с номинальным током до 400 А в каждой из фаз полупроводникового выпрямителя, перед подачей тока на вход соответствующего усилителя ошибки по напряжению для стабилизации напряжения поступает разница опорного сигнала напряжения и сигнала напряжения обратной связи, образованного соответствующим делителем выходного напряжения, на выходе которого формируется сигнал, который, поступая на соответствующие генераторы пилообразного напряжения, устанавливает для всех трех фаз полупроводникового выпрямителя одинаковую частоту 50 кГц и амплитуду выходного пилообразного напряжения, подачу входных токов фаз для стабилизации и управления формами осуществляют на входы соответствующих компараторов каждой фазы, выполняющих функцию широтно-импульсной модуляции модуляторов, значения усиленного сигнала, измеренного соответствующим датчиком тока переменного, постоянного или смешанного тока каждой фазы и выходного пилообразного напряжения, пропорциональные выходному сигналу соответствующего усилителя ошибки по напряжению, при этом ток фазы определяют из выражения

где V_ramp - амплитуда пилообразного опорного сигнала широтно-импульсной модуляции; α - масштабный коэффициент; V_ф - уровень фазного напряжения, поддержание этого соотношения обеспечивает равенство амплитуд токов в каждой фазе и точное повторение формы напряжения в соответствующей фазе; V₀ - выходное напряжение; формирование сигнала широтно-импульсной модуляции осуществляют на выходе соответствующих компараторов, сигнал широтно-импульсной модуляции поступает в соответствующий блок задержки, где формируют по два сигнала для управления двумя изолированными соответствующими драйверами, управляющими через цепи этих драйверов затворами соответствующих двух транзисторов переключения, включенных по схеме полумоста в соответствующем модуле транзисторов переключения, для переключения данных транзисторов переключения, время включенного состояния транзистора переключения для приведения в действие соответствующего транзистора переключения определяют с относительным временным сдвигом на ¹/₃ времени частоты переключения соответствующих двух транзисторов переключения для снижения высокочастотной составляющей токов, протекающих через дополнительно введенные соответствующие четыре сглаживающих конденсатора и оптимизируют для уменьшения выброса тока, вызванного обратным восстановлением их антипараллельных диодов, путем замедления времени переключений соответствующих транзисторов посредством вновь введенных в соответствующие цепи драйверов параллельно установленных резистора и диода.

2. Способ по п. 1, отличающийся тем, что в случае превышения порогового значения тока фазы уровня 200 А на выходе соответствующего компаратора формируют сигнал, поступающий на соответствующий блок задержки в виде сигнала, запрещающего включение соответствующих транзисторов переключения корректора коэффициента мощности посредством размыкания цепи вновь введенной соответствующей нагрузки.

3. Способ по п. 1, отличающийся тем, что снижают паразитные пики напряжения, возникающие при выключении транзисторов переключения вновь введенными в соответствующий модуль транзисторов переключения четырьмя шунтирующими конденсаторами в контуре: транзисторы переключения - шунтирующие конденсаторы.