Способ передачи дискретной информации с помощью широкополосных сигналов Российский патент 2024 года по МПК H04L27/10 H04B1/7073 H04B1/7097 

Изобретение относится к области радиотехники, а именно, к способу передачи дискретной информации широкополосными системами беспроводной связи, и может быть использовано при эксплуатации многоканальных систем с заданными параметрами модуляции и кодирования сигналов, предназначенному для увеличения объема алфавита передаваемых символов с помощью ортогональных сигналов, обеспечивающему высокую помехоустойчивость.

Известен способ передачи информации в системе связи с широполосными шумоподобными сигналами (RU 2279182, опубл. 2006.06.27). заключающийся в том, что формируют сигналы несущей и тактовой частот из сигнала тактовой частоты образуют две квазиортогональные или ортогональные псевдослучайные последовательности, одна из которых предназначена для синхронизации (СП), а другая для передачи информации (ИИ), осуществляют фазирование псевдослучайных последовательностей, в приемном устройстве формируют две квазиортогональные или ортогональные псевдослучайные последовательности СП и ИП, осуществляют синхронизацию входного сигнала с опорными псевдослучайными последовательностями, сформированными в приемнике, и выделяют информацию, при этом цифровые данные, поступающие от источника информации за время, равное периоду псевдослучайной последовательности, преобразуют в сдвиг одной псевдослучайной последовательности относительно другой, а при приеме сигнала определяют величину этого сдвига и преобразуют ее в цифровые данные принятой информации. Таким образом, известный способ за счет преобразования информации в смещение ИП относительно СП позволяет создать в дополнение к бинарному каналу высокоскоростной канал передачи информации. Однако обработка сигнала известным методом не обеспечивает достаточной помехоустойчивости, особенно в случае сложных сигналов большой длительности. При работе с такими сигналами значительно усложняется учет эффекта Доплера, что объясняется существенной декорреляцией сигналов, искаженных вследствие доплеровской дисперсии и явлений нарушения когерентности при распространении в среде. При этом оказывается неприменимой аппроксимация доплеровского преобразования постоянным сдвигом частотных составляющих спектра сигнала.

Известны способ передачи информации с помощью широкополосных сигналов с множественным кодовым разделением информационных каналов (МДКР) и система для его осуществления (Варакин Л.Е. Теория систем сигналов. - М.: Советское радио, 1970. - 376 с.), согласно которому, двоичные символы информации 1 и 0 передаются с использованием множества сигналов S_i(t), где i - номер абонента, . K - число абонентов, объединенных в систему. В общем случае сигналы различных абонентов должны быть попарно ортогональны на интервале длительности двоичных символов Т:

Передача символов сообщения с помощью сигналов S_i(t)показывает, что это сообщение предназначено i-му абоненту, т.е. сигнал S_i(t) является одновременно и адресом сообщения. В системах с МДКР сигналы различных абонентов передаются одновременно в общей полосе частот, равной полосе частот системы. Ширина спектра сигналов F оказывается намного больше ширины спектра сообщения F_соoбщ. Используемые в указанных системах сигналы имеют широкую полосу и, соответственно, большую базу: B=FT=F/F_сооб>>1. Широкополосные сигналы с большой базой, используемые при МДКР, различаются между собой только по форме (по структуре). Величина базы сигналов определяет возможное число ортогональных сигналов, т.е. объем ансамбля сигналов. При объединении в систему числа абонентов К>>1 потребуется большое число возможных ортогональных сигналов, равное приблизительно А', т.е. необходимо использовать сигналы с базой B≥K. Все сигналы выбранного ансамбля должны формироваться с использованием правила минимизации взаимно корреляционных функций, согласно выражению

где Е - энергия сигнала S(t),

и удовлетворять условию ортогональности (1).

При осуществлении известного способа происходит значительная декорреляция передаваемых сложных сигналов, искажаемых вследствие доплеровской дисперсии при повышенных скоростях перемещения объектов связи, т.е. отклик согласованного фильтра может оказаться недостаточным для устойчивой работы системы.

Известен описанный в работе Громакова Ю.А. «Стандарты и системы подвижной радиосвязи» - М.: АОЗТ «Эко-трендз Ко», 1996, разработанный фирмой Qualkomm способ передачи информации с кодовым разделением каналов, который используется в сотовой системе подвижной радиосвязи. Система многостанционного доступа Qualkomm построена по принципу расширения спектра частот на основе использования 64 видов последовательностей, сформированных по закону функций Уолта. Передатчик базовой станции может одновременно передавать информацию по 64 каналам, в каждом из которых используется одна из 64 последовательностей Уолша. При изменении знака информационного сообщения фаза используемой последовательности изменяется на 180 градусов. Синхронизирующий сигнал, на фоне которого передаются информационные сигналы, служит для введения передатчика базовой станции и приемника абонентской станции в цикловую фазу и обеспечивает передачу служебной информации. Поскольку сигналы Уолша имеют известную, причем ярко выраженную, регулярную структуру, известный способ обладает низкой структурной скрытностью в системах многостанционного доступа с кодовым разделением каналов, при этом отличается плохими корреляционными свойствами и недостаточно длинными кодовыми последовательностями. Помимо этого, используемые ортогональные последовательности имеют ограниченный объем ансамбля, а условие ортогональности соблюдается только точечно, а при рассогласовании во времени и по частоте необходимо использовать сигнал синхронизации, что приводит к усложнению системы.

Известен способ передачи дискретной информации с помощью широкополосных сигналов (RU 2362273, опубл. 2006.02.20), включающий модуляцию несущего колебания шумоподобным сигналом на передающей стороне, передачу модулированного сигнала через линию связи, нахождение автокорреляционной функции Y(T) сигнала на приемной стороне и принятие решения о значении передаваемого символа путем сравнительного анализа значений Y(T). вычисленных для различных периодов повторения Т, причем каждый символ а; алфавита кодируют периодическим шумоподобным сигналом с индивидуальным, отличным от других, периодом повторения T_i а на приемной стороне вычисляют значения автокорреляционной функции Y(T) в точке Т=T_i и присваивают принятому символу то значение a_i, для которого Y(t=T_i) оказалось максимальным. Известный способ характеризуется сравнительно низкой помехоустойчивостью, что обусловлено изменением доплеровского параметра в пределах длительности и в рамках параметров сигнала в процессе его распространения до абонента. Если для гармонического узкополосного сигнала доплеровская деформация практически заключается в сдвиге, при этом дополнительный пилот-сигнал позволяет определить и компенсировать сдвиг-частот принимаемого сигнала, то для широкополосного сигнала трансформация имеет сложный нелинейный характер и компенсация путем сдвига не способна устранить снижение помехоустойчивости. При этом, чем шире спектр сигнала, тем сложнее выделить его на приеме, имея только информацию о переданном сигнале при отсутствии информации о дисперсии канала. Согласованный фильтр или коррелятор «не видят» искаженного сигнала из-за его деформации в частотно-временной плоскости.

Наиболее близким к предлагаемому является способ передачи дискретной информации с помощью широкополосных сигналов (RU 2713384. опубл. 2020.02.05), предусматривающий модуляцию несущего колебания на передающей стороне, передачу модулированного сигнала через линию связи, нахождение корреляционной функции Y(t) сигнала на приемной стороне и принятие решения о значении передаваемого символа путем сравнительного анализа значений Y(τ), вычисленных для различных параметров модуляции и кодирования, при этом в качестве несущего колебания используют частотно-модулированный сигнал, причем каждый символ алфавита кодируют индивидуальным, отличным от других, временным сдвигом т начала отсчета аргумента несущего колебания, на приемной стороне находят значения энергетических сумм взаимно-корреляционных функции Y(τ) входного сигнала с квадратурными эталонами частотно-модулированных сигналов, характеризующимися заданными параметрами и различными временными сдвигами τ_i начала отсчетов аргумента несущего колебания, и присваивают принятому символу то значение a_i, для которого значение энергетической суммы взаимно-корреляционной обработки сигналов Y(τ_;) оказалось максимальным.

Недостатком известного способа является ограниченность параметров модуляции и кодирования сигналов, предназначенных для увеличения объема алфавита передаваемых символов. В известном способе использован сигнал вида:

где Ω. - начальная частота, определяемая из соотношения (ω(t)=Ω/(t-τ));

Т - аддитивная длительность сигнала;

γ=const(0≤γ≤1).

τ - смещение начала сигнала относительно начала отсчета;

t - параметр сигнала, соответствующий изменению его во времени.

Параметр τ, характеризующий смещение начала сигнала относительно начала отсчета, увеличивает нелинейность внутренней структуры сигнала в узком диапазоне возможных значений и даже при малом шаге изменений имеет ограниченное количество допустимых сигналов, соответствующих символам (буквам) алфавита для передачи сообщения. Это экспериментально установлено (3. Сапрыкин В.А. Об анализе случайных процессов на основе преобразований, инвариантных относительно аддитивно-мультипликативных сдвигов / В.А. Сапрыкин. А.Е. Докукин, С.В. Ковтуненко // Труды седьмого Всесоюзного симпозиума. Методы представления и аппаратный анализ случайных процессов и полей. - Л.: 1974. -Т. 10). что сигнал, описываемый выражением (2), сохраняет устойчивость к сдвигу τ, не превышающему 10% от его длительности (0,00001-0,001). Объем алфавита находится в пределах нескольких тысяч, что является недостаточным, например, для реализации технологий Интернета вещей. При этом технология, используемая в известном способе, учитывает естественную доплеровскую деформацию в канале путем вычисления энергетической суммы (суммы квадратов) взаимно-корреляционных функций двух каналов с использованием квадратурных эталонных сигналов.

Задачей изобретения является создание способа передачи дискретной информации системами беспроводной связи с помощью широкополосных сигналов, обеспечивающего за счет увеличения объема алфавита используемых ортогональных сигналов и повышения уровня отношения сигнал/помеха высокую помехоустойчивость и рост числа одновременно работающих каналов связи.

Технический результат предлагаемого способа заключается в искусственном усложнении сигнала и увеличении его базы путем изменения доплеровского параметра сигнала на передающей стороне с учетом соответствующего изменения, вносимого в квадратурные эталоны сигналов на приемной стороне, в результате чего отношение сигнал/помеха на выходе согласованного фильтра возрастает пропорционально корню квадратному из базового значения сигнала. Этот эффект, известный как доплеровская деформация, препятствующая получению требуемого отношения сигнал/помеха на выходе приемника, обеспечивает преимущества приемника с согласованным фильтром за счет того, что позволяет обнаружить его, в то время как другие, нелегитимные, приемники не могут это сделать.

Таким образом, введение в предлагаемом способе параметра разделения сигналов приводит к увеличению объема ортогональных сигналов, при этом необходимым условием является согласование величины искусственно вводимого изменения доплеровского параметра излучаемых сигналов (передающей стороной) и квадратурных составляющих сигналов на приемной стороне. В предлагаемом техническом решении в квадратурные эталонные сигналы искусственно введен дополнительный параметр μ_i - масштаб времени. В итоге в выражении (2) вместо t следует использовать t^I=μ_it. Каждое значение μ_i соответствует своему символу алфавита передаваемого сообщения. Диапазон изменения μ_i неограничен, шаг изменения определяется чувствительностью аппаратурного оформления способа. Объем алфавита сигналов значительно превосходит объем, получаемый за счет сдвига (начала сигнала относительно начала измерения). Введенный дополнительный параметр μ_i согласуется (не конфликтует) с изменением параметра сдвига, а оговоренное абонентами до начала сеанса связи назначение и учет совместно производимого эффекта позволяют повысить количество ортогональных сигналов за счет увеличения, согласно правилам комбинаторики, числа возможных сочетаний μ и τ.

В известном способе доплеровская деформация, которая выражается в изменении масштаба времени принимаемою сигнала при его распространении в канале за счет радиальной составляющей скорости относительного перемещения абонентов, разрушала внутреннюю структуру сигнала, и приемник, не учитывающий такого изменения, его не обнаруживал. Согласно предлагаемому способу, этот эффект используют для повышения помехоустойчивости путем предварительной деформации сигнала на передающей стороне с последующим учетом произведенного изменения (квадратурных эталонных сигналов) в приемнике.

Аналогичное преобразование может пригодиться для сжатия/растяжения передаваемого сигнала во времени для различных целей: для снижения требуемых объемов памяти, сокращения времени излучения и др.. а также для изменения параметров сигнала таким образом, чтобы его мог обнаружить только приемник, согласованный с вышеописанным преобразованием.

Достигают указанный выше технический результат способом передачи дискретной информации с помощью широкополосных сигналов, предусматривающим частотную модуляцию несущего колебания на передающей стороне, передачу модулированного сигнала через линию связи, нахождение корреляционной функции Y(τ) сигнала на приемной стороне и принятие решения о значении передаваемого символа путем сравнительного анализа значений Y(τ). вычисленных для различных параметров модуляции и кодирования, при этом, в отличие от известного, при формировании на передающей стороне частотно-модулированного сигнала каждый передаваемый символ алфавита a_i, кодируют индивидуальным, отличным от других, значением параметра μ_i,. который характеризует масштаб времени моделирующей функции аргумента несущего колебания, а на приемной стороне находят значения энергетических сумм взаимно-корреляционных функции Y(μ_i,τ) входного сигнала с квадратурными эталонами частотно-модулированных сигналов, которые характеризуют заданными параметрами μ_i и присваивают принятому символу то значение a_i, для которого значение энергетической суммы, полученной в результате взаимно-корреляционной обработки сигналов Y(μ_i,τ) оказалось максимальным.

Способ осуществляют следующим образом.

От источника информации поступает запрос на передачу символа а;, которому соответствует параметр μ_i сигнала. В среду излучается сигнал вида:

или с учетом введенных обозначений

где Ω - начальная частота, определяемая из выражения:

τ - смещение начала сигнала относительно начала отсчета;

Т - аддитивная длительность сигнала;

μ_i - параметр, характеризующий масштаб времени моделирующей функции аргумента несущего колебания;

t - параметр сигнала, соответствующий изменению его во времени;

- масштабируемое время (время в измененном масштабе: при использовании - параметра μ_i);

γ=const (0≤γ≤1).

Принимаемый сигнал вследствие доплеровской деформации и конечной скорости распространения электромагнитных колебаний имеет вид:

или, с учетом введенного обозначения

где τ' - задержка за счет конечности скорости распространения электромагнитных волн;

α=1±V/C - доплеровский параметр;

V - радиальная составляющая скорости между излучателем и приемником;

С - скорость распространения сигнала в среде;

τ_α - временной сдвиг отклика при наличии доплеровских искажений.

Для квадратурной обработки используют сигнал (3) и ортогональный ему косинусный эталонный сигнал следующего вида:

В результате корреляционной обработки входного сигнала с ортогональной парой синусного и косинусного эталонов получают два корреляционных отклика, которые в момент компенсации задержек (τ'-τ_α=0) и замены вырезающей функции rect(.) путем введения пределов интегрирования, соответствующих началу и концу излучаемого сигнала {t₁=τ_i-T/T2; t₂=T/2+τ_i) примут вид:

Возведение в квадрат (7) и (8) и суммирование позволяет получить отклик

с использованием ортогональных каналов, не зависящий от доплеровской α-деформации в канале, при этом искусственно внесенный и предварительно оговоренный, как указано выше, сторонами сеанса связи доплеровский параметр μ_i, усложняющий сигнал и затрудняющий его восприятие нелегитимными абонентами, обеспечивает его помехоустойчивость и помехозащищенность при использовании легитимными абонентами. Знание упомянутого параметра на приемной стороне позволяет получить контрастный максимум, по которому судят о возможности присвоения сигналу символа из алфавита сигналов.

При таком способе передачи информации вероятность правильной идентификации принятого символа существенно повышается. Также возрастает количество одновременно работающих и не мешающих друг другу линий связи между парами абонентов, использующих известную комбинацию параметров частотно-модулированных сигналов и известный абонентам параметр μ_i, масштаба времени моделирующей функции несущего колебания. При этом получают расширенный объем ансамбля сигналов, обладающий повышенной помехоустойчивостью за счет нелинейного, но контролируемого абонентами изменения его внутренней фазовой структуры путем согласования масштабов аргумента сигналов на передающей и приемной сторонах. Введение управляемой доплеровской деформации изменяет тонкую структуру сигнала, делая ее более труднодоступной для несанкционированного наблюдателя.

Осуществляют способ с помощью системы радиосвязи, блок-схема которой приведена в графическом приложении

Система содержит на передающей стороне: источник информации 1, коммутатор 2, преобразователь "аналог-цифра" 3, формирователь 4 параметра масштаба времени моделирующей функции несущего колебания, блок памяти 5 с алфавитом сигналов, управляемый генератор-передатчик сигналов 6. первый блок согласования 7 с линией связи (антенна); линию связи 8 (среда распространения сигнала); на приемной стороне: второй блок 9 согласования с линией связи (приемная антенна), приемник 10. многоканальный коррелятор 11. матрицу 12 цифрового преобразования, потребителя информации 13 (осуществляющего индикацию, воспроизведение и регистрацию); а также блоки питания передающей и приемной сторон, соответственно, блок 14 и блок 15.

Информацию в аналоговом виде подают на информационные входы коммутатора 2. осуществляющего подключение соответствующего входа к своему выходу, при этом выходное напряжение коммутатора подводится к аналого-цифровому преобразователю 3. Информация с выходов преобразователя 3, задаваемая пятью двоичными символами, которые появляются параллельно в виде сигналов "0" и "1", подается на входы формирователя 4 параметра μ_i масштаба времени моделирующей функции несущего колебания. На выход формирователя 4 выдается одно из значений (μ₁÷μ_n). поступающее на вход блока памяти 5 для выбора сигнала, соответствующего элементу алфавита, и далее это значение поступает на вход управляемого генератора сигналов 6 с заданными параметрами в соответствии с выражением (3) и в радиоканал через первый блок 7 согласования с линией связи (антенна). Сигнал, пройдя канал распространения 8, поступает на приемную сторону, где он через второй блок согласования 9 с линией связи поступает на вход приемника 10. осуществляющего полосовую фильтрацию несущей частоты приходящего сигнала. Сигнал с выхода приемника 10 поступает на вход многоканального коррелятора 11, на второй вход которого подаются сигналы алфавита a_i с блока памяти. 5.

Опорные сигналы (сигналы алфавита a_i) представляют собой частотно-модулированные сигналы заданной формы с параметрами Ω, τ и μ_i. Выходы многоканального коррелятора 11 подключены к входам матрицы 12 цифрового преобразования, осуществляющей преобразование номера выхода упомянутого коррелятора 11, соответствующего параметру μ_i, из (μ_i÷μ_n), в пять двоичных символов, которые появляются параллельно в виде сигналов "0" и "1" на выходах матрицы 12. Эта пятиразрядная комбинация совпадает с комбинацией, поданной на информационные входы формирователя 4 параметра μ_i, на передающей стороне. Далее сигналы с выходов матрицы 12 цифрового преобразования подаются потребителю 13 информации, например, на входы аппаратуры индикации и регистрации.

В соответствии с алгоритмом предлагаемого способа выполняют следующие операции:

1. Формируют частотно-модулированный (ЧМ) сигнал, используя выражение (3).

2. Назначают для передачи символ a_i, из m-мерного алфавита, представляющий собой частотно-модулированный сигнал с индивидуальным, отличным от других, значением μ_i.

3. Сформированный таким образом сигнал передают по линии связи.

4. На приемной стороне вычисляют совокупность значений энергетических сумм взаимно-корреляционных функции Y(τ) входного сигнала с квадратурными эталонными частотно-модулированными сигналами с заданными параметрами, которые характеризуются различающимися между собой значениями μ_i;.

5. Сравнивают полученные значения энергетических сумм взаимно-корреляционных функций и выбирают из них максимальное.

6. Символу с максимальным значением энергетических сумм взаимно-корреляционных функций Y(μ_i) присваивают значение a_i.

В системе передачи информации, реализующей предлагаемый способ, может быть задействован многоканальный коррелятор, в частности, изготовленный по схемам, описанным в работах П.И. Пенина «Системы передачи цифровой информации». М. Советское радио. 1976 с. 11; Ю.Б. Окунева «Цифровая передача информации фазоманипулированными сигналами». - М: Радио и связь, 1991. - 196 с.

Таким образом, применение параметра, ранее затрудняющего процесс корреляционной обработки, в качестве признака распознавания сигнала, соответствующего символу в оговоренном заранее алфавите, повышает помехоустойчивость и обеспечивает увеличение количества одновременно работающих и не мешающих друг другу радиостанций. Описываемая математической моделью новая совокупность параметров разделения каналов (линий связи), включающая управляемые параметры, позволяет расширить сигнальное пространство алфавита передаваемых информационных компонентов.

Изобретение относится к области радиотехники, а именно к способу передачи дискретной информации широкополосными системами беспроводной связи, и может быть использовано при эксплуатации многоканальных систем с заданными параметрами модуляции и кодирования сигналов, предназначенному для увеличения объема алфавита передаваемых символов с помощью ортогональных сигналов, обеспечивающему высокую помехоустойчивость. Техническим результатом изобретения является искусственное усложнение сигнала и увеличение объема ортогональных сигналов путем изменения доплеровского параметра сигнала на передающей стороне с учетом соответствующего изменения, вносимого в квадратурные эталоны сигналов на приемной стороне, в результате чего отношение сигнал/помеха на выходе согласованного фильтра возрастает пропорционально корню квадратному из базового значения сигнала. Способ передачи дискретной информации с помощью широкополосных сигналов включает формирование на передающей стороне частотно-модулированного сигнала, кодирование каждого передаваемого символа алфавита a_i индивидуальным отличным от других значением параметра μ_i масштаба времени моделирующей функции аргумента несущею колебания, нахождение на приемной стороне значения сумм квадратов взаимно-корреляционных функций Y(μ_i,τ) входного сигнала с квадратурными эталонами частотно-модулированных сигналов, характеризующихся заданными параметрами μ_i, и присвоение принятому символу того значения a_i, для которого величина суммы квадратов взаимно-корреляционной обработки сигналов Y(μ_i,τ) оказалась максимальной. 1 ил.

Способ передачи дискретной информации с помощью широкополосных сигналов, предусматривающий формирование частотно-модулированного несущего колебания на передающей стороне, передачу модулированного сигнала через линию связи, нахождение корреляционной функции Y(τ) сигнала на приемной стороне и принятие решения о значении передаваемого символа на основе сравнительного анализа значений Y(τ), вычисленных для различных параметров модуляции и кодирования, отличающийся тем, что в качестве несущего колебания используют частотно-модулированный сигнал, при этом каждый символ a_i алфавита кодируют индивидуальным отличным от других значением параметра μ_i, характеризующего масштаб времени моделирующей функции аргумента несущего колебания, а на приемной стороне находят значения сумм квадратов взаимно-корреляционных функций Y(μ_i,τ) входного сигнала с квадратурными эталонами частотно-модулированных сигналов, характеризующихся заданным параметром μ_i, и присваивают принятому символу то значение a_i, для которого величина суммы квадратов взаимно-корреляционной обработки сигналов Y(μ_i,τ) оказалась максимальной.