Способ передачи информации с помощью широкополосных сигналов Российский патент 2020 года по МПК H04L27/00 H04B1/10 

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано при создании многоканальных систем связи с модулированными несущими частотами.

Известны преимущества широкополосных сигналов [1]. Передающая сторона формирует уникальный сигнал из известного сигнального множества. Приемная часть таких систем производит обнаружение по принципу коррелятора, в котором вычисляется скалярное произведение принятого сигнала x(t) и некоторого опорного сигнала [2,3].

Известны способ и система передачи информации с помощью широкополосных сигналов с множественным кодовым разделением информационных каналов (МДКР) [2] двоичные символы информации 1 и 0 передаются с использованием множества сигналов S_i(t), где i – номер абонента, , K – число абонентов, объединенных в систему. В общем случае сигналы различных абонентов должны быть попарно ортогональны на интервале длительности двоичных символов Т:

(1)

Передача символов сообщения с помощью сигналов S_i(t) показывает, что это сообщение предназначено i-му абоненту, т.е. сигнал S_i(t) является одновременно и адресом сообщения.

В системах с МДКР сигналы различных абонентов передаются одновременно в общей полосе частот, равной полосе частот системы. Ширина спектра сигналов F оказывается намного больше ширины спектра сообщения F_сооб. Используемые в системах, сигналы имеют широкую полосу и, соответственно, большую базу: B = FT = F/ F_сооб >> 1. Величина базы сигналов определяет возможное число ортогональных сигналов, т.е. объем ансамбля сигналов. При объединении в систему числа абонентов K >> 1 потребуется большое число возможных сигналов, равное приблизительно K, т.е. необходимо использовать сигналы с базой В ≥ K. Все сигналы выбранного ансамбля должны формироваться с использованием определенных правил и удовлетворять условию ортогональности (1) или почти ортогональности:

где E – энергия сигнала S(t).

Широкополосные сигналы с большой базой, используемые при МДКР, различаются между собой только по форме (по структуре).

При выборе тех или иных ортогональных функций и полиномов в качестве математических моделей ортогональных сигналов и ортогональных кодов при построении систем связи необходимо руководствоваться не только степенью сложности их реализации, но и степенью подверженности таких сигналов различному изменению в канале и виду помех. Исследования, проведенные в [2], показали, что реальные системы сигналов дают вероятность ошибки большую, чем для случая нормализации взаимных помех. Увеличение вероятности ошибки (или проигрыш в отношении сигнал/помеха) существенно зависит от соответствия методов обработки реальным процессам в канале распространения.

При работе со сложными сигналами большой длительности значительно усложняется учет эффекта Доплера. Это объясняется существенной декорреляцией сигналов, искаженных вследствие доплеровской дисперсии, и явлений нарушения когерентности при распространении в среде [4]. При этом оказывается несправедливой аппроксимация доплеровского преобразования постоянным сдвигом частотных составляющих спектра сигнала. Действительно, сдвиг по частоте является вполне правомерным приближением эффекта Доплера при дисперсионном произведении много меньше единицы [2]. В широкополосных телекоммуникационных системах дисперсионное произведение значительно больше 1, то есть принятие в расчет только смещения по частоте не является справедливым и, как следствие, параметры сигнала не могут быть определены на основании функции неопределенности (ФН) Вудворда. При работе с широкополосными сигналами наличие радиальной скорости цели приводит к декорреляции и существенно сказывается на характеристиках систем. Это обусловлено, главным образом, изменением амплитуды сигнала и его растяжением во времени [1, 4].

Известны способы и устройства применения широкополосных сигналов с большой базой (авт. свид. СССР №№ 177471, 451166, 491187, 543194, 860276, 1417206; патенты РФ №№ 2085036, 2011299, 2106068, 2121756, 2168869, 2248102; патенты США №№ 4146841, 4811363, 4912422; патенты ФРГ №№ 2646255, 3935911).

Эти системы имеют общий недостаток – происходит существенная декорреляция передаваемых сложных сигналов, искажаемых вследствие доплеровской дисперсии при повышенных скоростях перемещения объектов связи, т.е. отклик согласованного фильтра может иметь недостаточную для устойчивой работы системы величину [1, 4].

Известен способ, который используется в сотовой системе подвижной радиосвязи общего пользования с кодовым разделением каналов (разновидность РКФ), разработанный фирмой Qualkomm (США) [5]. Система многостанционного доступа с кодовым разделением Qualkomm построена по методу прямого расширения спектра частот на основе использования 64 видов последовательностей, сформированных по закону функций Уолша. Передатчик базовой станции может одновременно передавать информацию по 64 каналам. В каждом канале при передаче используется одна из 64 последовательностей Уолша. При изменении бита информационного сообщения фаза используемой последовательности Уолша изменяется на 180 градусов. Так как эти последовательности взаимно ортогональны, то взаимные помехи между каналами передачи базовой станции отсутствуют. Информационные сигналы передаются на фоне специального синхронизирующего сигнала, структура которого формируется по закону псевдослучайных последовательностей максимальной длины. Синхронизирующий сигнал служит для введения передатчика базовой станции и приемника абонентской станции в цикловую фазу, а его манипуляция на этапе вхождения в связь обеспечивает передачу служебной информации.

Этот способ обладает существенными недостатками:

- используемые ортогональные последовательности имеют ограниченный объем ансамбля;

- ортогональность наблюдается только в точке, а при рассогласованиях во времени и частоте они дают большие боковые выбросы, поэтому используется сигнал синхронизации, усложняющий систему;

- происходит существенная декорреляция используемых сигналов вследствие доплеровской дисперсии при повышенных скоростях перемещения объектов связи, т.е. отклик согласованного фильтра может иметь недостаточную для устойчивой работы системы величину.

Известен способ передачи информации с помощью широкополосных сигналов, включающий модуляцию несущего колебания на передающей стороне, передачу модулированного сигнала через линию связи, нахождение корреляционной функции Y(τ) сигнала на приемной стороне и принятие решения о значении передаваемого символа путем сравнительного анализа значений Y(τ), вычисленных для различных параметров модуляции и кодирования, при этом каждый символ a_i алфавита кодируют своим отличным от других временным сдвигом τ начала отсчета аргумента несущего колебания, а на приемной стороне находят значения энергетических сумм взаимнокорреляционных функции Y(τ) входного сигнала с квадратурными эталонами частотно-модулированных сигналов с заданными параметрами и с различными временными сдвигами τ_i начала отсчетов аргумента несущего колебания и присваивают принятому символу то значение a_i, для которого результат энергетической суммы взаимнокорреляционной обработки сигналов Y(τ_i) оказался максимальным [6]. Этот способ выбран в качестве прототипа.

Однако объем ансамбля ортогональных сигналов данного способа, принятого за прототип, может быть существенно увеличен.

Задачей предлагаемого изобретения является увеличение объема ансамбля ортогональных сигналов.

Технический результат, достигаемый при решении поставленной задачи, выражается в увеличении объема ансамбля ортогональных сигналов за счет дополнительного параметра.

Поставленная задача решается тем, что способ передачи информации с помощью широкополосных сигналов, включающий модуляцию несущего колебания на передающей стороне, передачу модулированного сигнала через линию связи, нахождение корреляционной функции Y(τ) сигнала на приемной стороне и принятие решения о значении передаваемого символа путем сравнительного анализа значений Y(τ), вычисленных для различных параметров модуляции и кодирования, отличается тем, что в качестве носителя используют частотно-модулированный сигнал инвариантный к доплеровскому изменению, при этом каждый символ алфавита дополнительно кодируют своим отличным от других значением основания логарифма модулирующей функции несущего колебания b, а на приемной стороне находят значения энергетических сумм взаимнокорреляционных функции Y(τ,b) входного сигнала с квадратурными эталонами частотно-модулированных сигналов с заданными параметрами и с различными временными сдвигами τ_i начала отсчетов аргумента несущего колебания, а также значениями основания логарифма b_j модулирующей функции несущего колебания и присваивают принятому символу то значение а_ij, для которого результат энергетической суммы взаимнокорреляционной обработки сигналов Y(τ_i,b_j) оказался максимальным.

В качестве дополнительного параметра предложено в широкополосном сигнале применить основание логарифмической модулирующей функции.

Для достижения названного технического результата в заявленном способе вместо передачи сигнала вида:

(2)

где Ω – начальная частота (ω(t) = Ω/(t – τ));

τ_i – смещение начала сигнала относительно начала отсчета;

i = 1… n, (n – параметр, определяющий объем ансамбля сигналов);

Т – аддитивная длительность сигнала;

γ = const (0 ≤ γ ≤ 1);

применить сигнал:

(3)

где b_j – основание логарифмической модулирующей функции;

j = 1… m (m – параметр, определяющий объем ансамбля сигналов).

Принимаемый (в точке приема) сигнал, подвергнутый доплеровской деформации в канале, может быть представлен в виде [7, 8]:

(4)

где τ´– задержка распространения электромагнитных волн от передатчика к приемнику;

α = 1 ± V/C – доплеровский параметр;

V – относительная радиальная скорость между объектами связи;

С – скорость распространения электромагнитных волны в канале;

– сдвиг отклика под воздействием доплеровского эффекта [7, 8].

В результате корреляционной обработки входного сигнала с парой ортогональных эталонов и их энергетического накопления получаем корреляционные отклики, имеющие контрастные максимумы в момент

(5)

(6)

Возведя в квадрат (5) и (6) и просуммировав результаты получим:

Для передачи информации предлагается преобразование, когда каждый символ алфавита, соответствующий временному сдвигу τ_i начала отсчета аргумента несущего колебания, кодируется соответствующими значениями основания логарифмической функции b_j, т.е. модулированному сигналу инвариантному к доплеровской дисперсии соответствуют символы алфавита a_i,j. Таким образом, предлагается использовать, кроме сдвига начала отсчета фазы мультипликативного сигнала (в прототипе), изменяемое от символа к символу значение основания логарифма модулирующей функции. Следовательно, происходит расширение объема ансамбля сигналов по сравнению с прототипом без ухудшения помехоустойчивости, при контролируемом изменении его внутренней фазовой структуры выбором на передающей и приемной сторонах согласованных параметров.

При таком способе возрастает не менее чем в j-раз количество одновременно работающих и не мешающих друг другу линий связи между парами абонентов, использующих известную комбинацию параметров ЧМ сигналов (известные абонентам временные сдвиги начала отсчета аргумента несущего колебания и основания логарифма его модулирующей функции).

На фиг. 1 приведена система радиосвязи, на фиг. 2 показан алгоритм ее работы.

Для пояснения технического эффекта, достигаемого предложенным изобретением, рассмотрим случай передачи с использованием сигнала типа (3).

Система радиосвязи (см. фиг. 1) содержит на передающей стороне: источник (источники) 1 информации, коммутатор 2, преобразователь 3 «аналог-цифра», формирователь 4 сдвигов начала мультипликативного сигнала относительно начала его (импульса) отсчета, блок 5 памяти с алфавитом сигналов, управляемый 6 генератор-передатчик мультипликативных сигналов, первый блок согласования 7 с радиоканалом связи 8, 16 – формирователь оснований логарифма модулирующей функции, а на приемной стороне: второй 9 блок согласования с линией связи, приемник 10, многоканальный 11 коррелятор, матрицу 12 цифрового преобразования, потребителя 13 информации (индикации, воспроизведения и регистрации); 14 – блок питания передающей стороны; 15 - блок питания приемной стороны.

Согласно предлагаемому способу алгоритм работы (см. фиг. 2) состоит из операций:

1. Формируют частотно-модулированный (ЧМ) сигнал инвариантный к доплеровскому изменению.

2. Передаваемый символ а_ij из n,m-мерного алфавита представляет ЧМ сигнал со своим отличным от других временным сдвигом τ_i начала отсчета аргумента несущего колебания и основанием логарифма модулирующей функции b_j.

3. Сформированный таким образом сигнал передают по линии связи.

4. Вычисляют совокупность значений энергетических сумм взаимно-корреляционных функции Y(τ,b) входного сигнала с квадратурными эталонными ЧМ сигналами с заданными параметрами и с различными временными сдвигами τ_i начала отсчетов аргумента несущего колебания и основаниями логарифма модулирующей функции b_j.

5. Полученные значения энергетических сумм взаимно-корреляционных функции сравнивают и находят максимальное значение.

6. Присваивают принятому символу значение a_ij для которого значение энергетических сумм взаимно-корреляционных функции Y(τ_i,b_j) оказалось максимальным.

Система радиосвязи работает следующем образом. Информация в аналоговом виде подается на информационные входы коммутатора 2, осуществляющего подключение соответствующего входа к своему выходу, посредством чего выходное напряжение коммутатора подводится к аналого-цифровому преобразователю 3. Информация с выходов преобразователя 3, определяемая пятью двоичными символами, которые появляются параллельно в виде сигналов «0» и «1», подается на входы формирователя 4 сдвигов начала мультипликативного сигнала относительно начала его отсчета и, формирователя 16 оснований логарифма модулирующей функции. На выход формирователя 4 выдается одно из значений сдвига начала мультипликативного сигнала относительно начала его отсчета (τ₁÷τ_n), поступающее на 1 управляющий вход блока 5 памяти, на второй управляющий вход которого поступает с выхода формирователя 16 одно из значений основания логарифма модулирующей функции (b₁÷b_m) определяющие выбор сигнала, соответствующего элементу алфавита a_ij, поступающего на вход управляемого генератора 6 мультипликативных сигналов. Таким образом, управляемый генератор 6 формирует сигналы с заданными параметрами a_i,j в соответствии с выражением

(4)

излучаемого в радиоканал связи 8 через первый блок 7 согласования с линией связи (антенна).

На приемной стороне принятый сигнал со второго блока 9 согласования с линией связи (антенны) поступает на вход приемника 10, осуществляющего полосовую фильтрацию несущей частоты приходящего сигнала. Сигнал с выхода приемника 10 поступает на вход многоканального коррелятора 11.

На второй разъем многоканального коррелятора подаются опорные сигналы (сигналы алфавита a_ij) с блока 5 памяти, представляющие алфавит a_ij ЧМ сигналов заданной формы и параметрами Ω, отличающиеся разными τ_i сдвигами начала мультипликативного сигнала относительно отсчета посылки и b_j – основание логарифма модулирующей функции.

Выходы многоканального 11 коррелятора подключены к входам матрицы 12 цифрового преобразования, осуществляющей преобразование номера выхода многоканального коррелятора 11, соответствующего сдвигу начала мультипликативного сигнала относительно начала его отсчета (τ₁÷τ_n) и значению основания логарифма модулирующей функции (b₁÷b_m), в пять двоичных символов, которые появляются параллельно в виде сигналов «0» и «1» на выходах матрицы 12. Эта пятиразрядная комбинация совпадает с комбинацией, поданной на информационные входы формирователя 4 сдвигов начала мультипликативного сигнала относительно начала его отсчета и формирователя 16 значений основания модулирующей функции на передающей стороне. Далее сигналы с выходов матрицы 12 цифрового преобразования подаются потребителю 13 информации, например на входы аппаратуры индикации и регистрации [9-11]. Устройство, реализующее данный способ обеспечивает нормальное функционирование и требуемые дальности действия.

Таким образом, предлагаемая система радиосвязи, реализующая способ, может быть реализована с различной степенью помехоустойчивости, обеспечивая возможность увеличения объема ансамбля ортогональных сигналов.

Кроме того, предлагаемая совокупность признаков обеспечивает получение системного эффекта, заключающегося в следующем: математическая модель мультипликативного сигнала показывает новую совокупность параметров разделения каналов (линий связи), что позволяет расширить сигнальное пространство алфавита передаваемых информационных компонентов за счет сочетаний большего количества параметров, известных входящим в информационную связь абонентам.

Перечисленная совокупность новых процедур (элементов) способа с существующими в прототипе вошли во взаимодействие и обеспечили получение нового свойства, явно не вытекающего из дополнительно внесенных процедур обработки.

Источники информации

1. Кук Ч., Бернфельд М. Радиолокационные сигналы. - M.: Сов. Радио, 1971. - 568 с.

2. Варакин Л.Е. Теория систем сигналов. – М.: Советское радио, 1970. – 376 с.

3. Шумоподобные сигналы в системах передачи информации /Под ред В.Б. Пестрякова. - М.: Советское радио, 1973. - 424 с.

4. Ремли В. P. Влияние доплеровской дисперсии на обнаружение и разрешающую способность при использовании согласованных фильтров. // ТИИЭР. - 1966. - T. 54. - N 1.- c. 39-46.

5. Громаков Ю.А. Стандарты и системы подвижной радиосвязи. - М.: АОЗТ “Эко-Трендз КО”, 1996. - 240 c.

6. Патент РФ № 2713384, Павликов С.Н., Убанкин Е.И., Стволовая А.К. Способ передачи информации с помощью широкополосных сигналов, 2018.

7. Рихачек А.В. Сигналы, допустимые с точки зрения доплеровского эффекта. ТИИЭР т.54 №6, 1966, с.39-41.

8. Метод совместного измерения дальности и относительной радиальной скорости цели за один цикл «Излучение-прием»// Телекоммуникации и транспорт. – М.:ООО «Издательский дом Медиа Паблишер», Том 8, №4.С. 18-21.

9. Пенин П.И. Системы передачи цифровой информации. - М.: Советское радио, 1976. - 368 с.

10. Окунев Ю.Б. Цифровая передача информации фазоманипулированными сигналами. - М.: Радио и связь, 1991. - 196 с.

Ланге Ф. Корреляционная электроника. Судпромг

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано при создании многоканальных систем связи с модулированными несущими частотами. Технический результат - увеличение объема ансамбля ортогональных сигналов за счет дополнительного параметра. Данный способ включает модуляцию несущего колебания на передающей стороне, передачу модулированного сигнала через линию связи, нахождение корреляционной функции Y(τ) сигнала на приемной стороне и принятие решения о значении передаваемого символа путем сравнительного анализа значений Y(τ), вычисленных для различных параметров модуляции и кодирования, при этом в качестве носителя используют частотно-модулированный сигнал, инвариантный к доплеровскому изменению, каждый символ алфавита дополнительно кодируют своим отличным от других значением основания логарифма модулирующей функции несущего колебания b, а на приемной стороне находят значения энергетических сумм взаимнокорреляционных функции Y(τ,b) входного сигнала с квадратурными эталонами частотно-модулированных сигналов с заданными параметрами и с различными временными сдвигами τ_i начала отсчетов аргумента несущего колебания, а также значениями основания логарифма b_j модулирующей функции несущего колебания и присваивают принятому символу то значение а_ij, для которого результат энергетической суммы взаимнокорреляционной обработки сигналов Y(τ_i,b_j) оказался максимальным. 2 ил.

Способ передачи информации с помощью широкополосных сигналов, включающий модуляцию несущего колебания на передающей стороне, передачу модулированного сигнала через линию связи, нахождение корреляционной функции Y(τ) сигнала на приемной стороне и принятие решения о значении передаваемого символа путем сравнительного анализа значений Y(τ), вычисленных для различных параметров модуляции и кодирования, отличающийся тем, что в качестве носителя используют частотно-модулированный сигнал, инвариантный к доплеровскому изменению, при этом каждый символ алфавита дополнительно кодируют своим отличным от других значением основания логарифма модулирующей функции несущего колебания b, а на приемной стороне находят значения энергетических сумм взаимнокорреляционных функции Y(τ,b) входного сигнала с квадратурными эталонами частотно-модулированных сигналов с заданными параметрами и с различными временными сдвигами τ_i начала отсчетов аргумента несущего колебания, а также значениями основания логарифма b_j модулирующей функции несущего колебания и присваивают принятому символу то значение a_ij, для которого результат энергетической суммы взаимнокорреляционной обработки сигналов Y(τ_i,b_j) оказался максимальным.