Способ передачи дискретной информации с помощью широкополосных сигналов Российский патент 2025 года по МПК H04L27/18 

Изобретение относится к области радиотехники, а именно, к передаче дискретной информации широкополосными системами беспроводной связи, может быть использовано при эксплуатации многоканальных систем с заданными параметрами модуляции и кодирования сигналов, и предназначено для повышения помехоустойчивости за счет увеличения объема алфавита символов передаваемых мультипликативных сигналов.

Известен способ передачи широкополосных сигналов с множественным доступом с кодовым разделением (МДКР) информационных каналов и система для его осуществления (Варакин Л.Е. Теория сложных сигналов. - Москва: Советское радио, 1970.), согласно которым двоичные символы информации 1 и 0 передаются с использованием множества сигналов S_i(t), где i - номер абонента, K - число абонентов, объединенных в систему. В общем случае сигналы различных абонентов должны быть попарно ортогональны на интервале длительности двоичных символов Т.

Передача символов сообщения с помощью сигналов S_i(t) показывает, что это сообщение предназначено i- му абоненту, т.е. сигнал S_i(t) является одновременно и адресом сообщения. В системах с МДКР сигналы различных абонентов передаются одновременно в общей полосе частот, равной полосе частот системы. Ширина спектра сигналов F оказывается намного больше ширины спектра сообщения F_сообщ. Используемые в указанных системах сигналы имеют широкую полосу и, соответственно, большую базу: В=F⋅T=F/F_сообщ >> 1. Широкополосные сигналы с большой базой, используемые при МДКР, различаются между собой только по форме (по структуре). Величина базы сигналов определяет возможное число ортогональных сигналов, т.е. объем ансамбля сигналов.

При объединении в систему числа абонентов K >> 1 потребуется большое число возможных ортогональных сигналов, равное приблизительно K, т.е. необходимо использовать сигналы с базой В≥K. Все сигналы выбранного ансамбля должны формироваться с использованием правила минимизации взаимно корреляционных функций, согласно выражению

где Е- энергия сигнала S(t), и удовлетворять условию ортогональности (1).

При осуществлении известного способа происходит значительная декорреляция передаваемых сложных сигналов, искажаемых вследствие доплеровской дисперсии при повышенных скоростях перемещения объектов связи, т.е. отклик согласованного фильтра (коррелятора) может оказаться недостаточным для устойчивой работы системы.

Известен способ передачи информации с кодовым разделением каналов, приведенный в (Громаков Ю.А. Стандарты и системы подвижной радиосвязи. - Москва: АОЗТ «Эко-трендз Ко», 1997.), который используется в сотовой системе подвижной радиосвязи. Система многостанционного доступа Qualkomm построена по принципу расширения спектра частот на основе использования 64 видов последовательностей, сформированных по закону функций Уолша. Передатчик базовой станции может одновременно передавать информацию по 64 каналам, в каждом из которых используется одна из 64 последовательностей Уолша. При изменении знака информационного сообщения фаза используемой последовательности изменяется на 180 градусов. Синхронизирующий сигнал, на фоне которого передаются информационные сигналы, служит для введения передатчика базовой станции и приемника абонентской станции в цикловую фазу и обеспечивает передачу служебной информации. Поскольку сигналы Уолша имеют известную ярко выраженную регулярную структуру, данный способ обладает низкой структурной скрытностью в системах многостанционного доступа с кодовым разделением каналов, при этом отличается плохими корреляционными свойствами и недостаточно длинными кодовыми последовательностями. Помимо этого, используемые ортогональные последовательности имеют ограниченный объем ансамбля, причем условие ортогональности соблюдается только точечно, а при рассогласовании во времени и/или по частоте необходимо использовать сигнал синхронизации, что приводит к усложнению системы.

Известен способ передачи дискретной информации с помощью широкополосных сигналов, приведенный в (Патент РФ № RU 2362273, Григорьев А.С и др. Способ передачи информации с помощью шумоподобных сигналов и устройство для его реализации, опубл. 20.07.2009), включающий модуляцию несущего колебания шумоподобным сигналом на передающей стороне, передачу модулированного сигнала через линию связи, нахождение корреляционной функции Y(T) сигнала на приемной стороне и принятие решения о значении передаваемого символа путем сравнительного анализа значений Y(T), вычисленных для различных периодов повторения Т, причем каждый символ алфавита кодируют периодическим шумоподобным сигналом с индивидуальным, отличным от других, периодом повторения T_i, а на приемной стороне вычисляют значения автокорреляционной функции Y(T) в точке Т=T₁ и присваивают принятому символу то значение для которого Y(t=T_i) оказалось максимальным. Известный способ характеризуется сравнительно низкой помехоустойчивостью, что обусловлено изменением доплеровского параметра в пределах длительности и в рамках параметров сигнала в процессе его распространения до абонента. Если для гармонического узкополосного сигнала доплеровская деформация практически заключается в сдвиге, при этом дополнительный пилот-сигнал позволяет определить и компенсировать сдвиг частот принимаемого сигнала, то для широкополосного сигнала трансформация имеет сложный нелинейный характер и компенсация путем сдвига не способна устранить снижение помехоустойчивости. При этом, чем шире спектр сигнала, тем сложнее выделить его на приеме, имея только информацию о переданном сигнале при отсутствии информации о дисперсии канала. Согласованный фильтр или коррелятор «не видит» искаженного сигнала из-за его деформации в частотно-временной плоскости. Данный способ характеризуется недостаточным объемом ансамбля сигналов.

Известен способ передачи дискретной информации с помощью широкополосных сигналов (Патент РФ №2713384, Павликов С.Н. и др. Способ передачи информации с помощью широкополосных сигналов, опубл. 05.02.2020), предусматривающий модуляцию несущего колебания на передающей стороне, передачу модулированного сигнала через линию связи, нахождение корреляционной функции Y(τ) сигнала на приемной стороне и принятие решения о значении передаваемого символа путем сравнительного анализа значений Y(τ), вычисленных для различных параметров модуляции и кодирования, при этом в качестве несущего колебания используют частотно-модулированный сигнал, причем каждый символ алфавита кодируют индивидуальным, отличным от других, временным сдвигом т начала отсчета аргумента несущего колебания мультипликативного сигнала, на приемной стороне находят значения энергетических сумм взаимно-корреляционных функции Y(τ) входного сигнала с квадратурными эталонами частотно-модулированных сигналов, характеризующимися заданными параметрами и различными временными сдвигами τ_i, начала отсчетов аргумента несущего колебания мультипликативного сигнала, и присваивают принятому символу то значение для которого значение энергетической суммы взаимно-корреляционной обработки сигналов Y(τ_i) оказалось максимальным.

Недостатком данного способа является ограниченность параметров модуляции и кодирования сигналов, предназначенных для увеличения объема алфавита символов передаваемых сигналов.

В данном способе использован сигнал вида:

где Ω - начальная частота, определяемая из соотношения 2πF;

Т - аддитивная длительность сигнала;

γ=const (0≤γ≤1);

τ - смещение начала сигнала относительно начала отсчета;

t - параметр сигнала, соответствующий изменению его во времени.

Параметр τ, характеризующий смещение начала сигнала относительно начала отсчета, увеличивает нелинейность внутренней структуры сигнала в узком диапазоне возможных значений и даже при малом шаге изменений имеет ограниченное количество допустимых сигналов, соответствующих символам алфавита для передачи сообщения. Экспериментально установлено (Сапрыкин В.А. Об анализе случайных процессов на основе преобразований, инвариантных относительно аддитивно-мультипликативных сдвигов / В.А. Сапрыкин, А.Е. Докукин, С.В. Ковтуненко // Труды седьмого Всесоюзного симпозиума. Методы представления и аппаратный анализ случайных процессов и полей. Т. 10. - Ленинград: 1974.), что сигнал, описываемый выражением (3), сохраняет устойчивость к сдвигу г, не превышающему 10% от его длительности (0,00001-0,001). При этом технология, используемая в известном способе, учитывает естественную допплеровскую деформацию в канале путем вычисления энергетической суммы (суммы квадратов) взаимно-корреляционных функций двух каналов с использованием квадратурных эталонных сигналов. Данная технология реализует возможности увеличить объем алфавита символов передаваемых сигналов в условиях доплеровской трансформации в канале. Недостатком известного способа является небольшой объем алфавита символов передаваемых сигналов, в пределах нескольких тысяч, который является недостаточным, например, для реализации технологий 6G-Интернета, с заявленной плотностью абонентов более 1 млн. на 1 км².

Известен способ управления двумя параметрами сигнала типа (3) (Патент РФ №2734699, Убанкин Е.И. и др. Способ передачи информации с помощью широкополосных сигналов, опубл. 22.10.2020), основанный на операциях сдвига и изменения основания логарифма. Вторая процедура, связанная с изменением основания функции, приводит к увеличению вычислительных затрат.

В способе (Патент РФ №2713384, Павликов С.Н. и др. Способ передачи информации с помощью широкополосных сигналов, опубл. 05.02.2020) применение на приемной стороне квадратурной обработки позволяет повысить эффективность связи, а для нелегитимных абонентов отсутствие квадратурных составляющих эталонного (прогнозируемого) сигнала приводит к соотношению (2). Недостатком данного способа является то, что управляемым параметром является временной сдвиг τ, а это недостаточно для увеличения алфавита символов передаваемого сигнала.

Проблема дальнейшего поиска формы сигнала, допустимого с точки зрения Допплеровского эффекта, и хорошей с точки зрения ресурсных затрат привели к сигналу и способу обработки, применяемых в радиолокации (Рихачек А.В. Сигналы, допустимые с точки зрения доплеровского эффекта. ТИИЭР т. 54, №6, 1966, с. 39-41.). Сигнал, предложенный в работе А. Рихачека описывается выражением:

где F и k - постоянные;

Т - аддитивная длительность сигнала;

t - параметр сигнала, соответствующий изменению его во времени.

Как видно из формулы (4), в данном способе использованы свойства комплексной огибающей сигнала с гиперболической частотной модуляцией.

На стр. 40 (Рихачек А.В. Сигналы, допустимые с точки зрения доплеровского эффекта. ТИИЭР т. 54, №6, 1966, с. 39-41.) указано, что трудности корреляционного приема проявляются для широкополосных сигналов при доплеровских искажениях. Для задач радиолокации доплеровский эффект является нежелательным и с ним борются. Для систем связи данный эффект имеет и положительное свойство, которое заключается в известном процессе деформации, приводящем к значительному увеличению базы сигнала. Для легитимных абонентов это дает увеличение коэффициента сжатия в согласованном фильтре, что позволяет получить контрастный отклик на фоне различных помех: естественных - повышает помехоустойчивость, преднамеренных - повышает помехозащищенность. Это реализуется за счет тонкой нелинейной структуры сигнала и ее использование в корреляторе на приемной стороне.

Наиболее близкими решениями оказались способы (Патент РФ №2713384, Павликов С.Н. и др. Способ передачи информации с помощью широкополосных сигналов, опубл. 05.02.2020) и (Рихачек А.В. Сигналы, допустимые с точки зрения доплеровского эффекта. ТИИЭР т. 54, №6, 1966, с. 39-41.). При этом, способ (Рихачек А.В. Сигналы, допустимые с точки зрения доплеровского эффекта. ТИИЭР т. 54, №6, 1966, с. 39-41.) выбран за прототип.

Недостаток прототипа. Из выражения (4) видно, что рабочая точка смещается от t=1 влево по пологому склону логарифмической функции. Малая крутизна преобразования аргумента логарифмической функции не позволяет отображать тонкую структуру трансформации формы сигнала.

Анализ рассмотренных способов (Патент РФ №2713384, Павликов С.Н. и др. Способ передачи информации с помощью широкополосных сигналов, опубл. 05.02.2020) и (Рихачек А.В. Сигналы, допустимые с точки зрения доплеровского эффекта. ТИИЭР т. 54, №6, 1966, с. 39-41.) обработки с использованием логарифмической функции в составе аргумента сигналов (3) и (4), соответственно, и сигнала, требуемого для дальнейшего развития приведен на фигуре 1.

С целью использования достоинств известных сигналов вида (3) и (4), предложено применить сигнал вида:

где е - регулируемый параметр сдвига аргумента логарифмической функции несущей мультипликативного сигнала в области высокой крутизны, а k - регулируемый коэффициент масштаба времени аргумента логарифмической функции несущей этого мультипликативного сигнала.

Величина е лежит в пределах малых значений, например 0,1, в отличие от выражения (4), для которой рабочая точка смещается от t=1 влево по пологому склону логарифмической функции, в то время как для (5) рабочая точка от малого значения в районе 0 сдвигается вправо по участку с наибольшей крутизной.

Крутизна преобразования аргумента логарифмической функции закладывает в сигнал (5) тонкую структуру трансформации формы сигнала под воздействием доплеровской деформации, когда каждая компонента спектра трансформируется под воздействием Доплера в величину

где - допплеровский параметр для связи между подвижными абонентами (Сапрыкин В.А. Об анализе случайных процессов на основе преобразований, инвариантных относительно аддитивно-мультипликативных сдвигов / В.А. Сапрыкин, А.Е. Докукин, С.В. Ковтуненко // Труды седьмого Всесоюзного симпозиума. Методы представления и аппаратный анализ случайных процессов и полей. Т. 10. - Ленинград: 1974.), (Метод совместного измерения дальности и относительной радиальной скорости цели за один цикл «Излучение-прием» // Телекоммуникации и транспорт.- Москва: ООО «Издательский дом Медиа Паблишер», Т. 8, №4. С. 18-21.);

V - радиальная составляющая скорости между излучателем и приемником;

С - скорость распространения сигнала в среде. При этом формула

описывает временной сдвиг отклика при наличии допплеровских искажений.

В результате сигнал на приемник поступает в виде

где τ' - задержка за счет конечности скорости распространения электромагнитных волн между абонентами.

Для передачи информации предлагается преобразование, когда каждый символ алфавита передаваемых сигналов кодируется соответствующими регулируемыми временным сдвигом e_i и коэффициентом k_j масштаба времени аргумента логарифмической функции несущей мультипликативного сигнала, и соответствует модулированному сигналу инвариантному к доплеровской дисперсии.

Таким образом, предлагается в формуле (5) использовать, кроме сдвига e_i аргумента логарифмической функции несущей мультипликативного сигнала, дополнительно изменяемое от символа к символу значение коэффициента k_j масштаба времени аргумента логарифмической функции несущей мультипликативного сигнала. Кроме того, операция суммирования (накопления) элементов аргумента логарифмической функции несущей мультипликативного сигнала заменена операцией сравнения (плюс на минус), что позволило уйти от ограничения t≠0, t>0 и сместить рабочий участок аргумента логарифмической функции несущей в область крутизны, большей, чем в 10 раз.

Для квадратурной обработки используют сигнал (5) и ортогональный ему косинусный эталонный сигнал следующего вида:

В результате корреляционной обработки входного сигнала (7) в сумме с помехами канала с ортогональной парой синусного (5) и косинусного (8) эталонов получают два корреляционных отклика, которые в момент компенсации задержек и замены вырезающей функции rect(.) введением пределов интегрирования, соответствующих началу и концу излучаемого сигнала (t₁=τ_i-T/2; t₂=Т/2+τ_i) примут вид по аналогии с работами (Патент РФ №2713384, Павликов С.Н. и др. Способ передачи информации с помощью широкополосных сигналов, опубл. 05.02.2020), (Патент РФ №2734699, Убанкин Е.И. и др. Способ передачи информации с помощью широкополосных сигналов, опубл. 22.10.2020):

где Е - энергия сигнала S(t).

Возводя в квадрат (9) и (10) и просуммировав, получаем отклик не зависящий от доплеровского эффекта.

Но это сможет получить только информированный абонент с известными заранее квадратурными эталонами. Для нелегитимного абонента выделение такого сигнала сопряжено с неизвестной деформацией за счет неопределенности курса и скорости излучающей стороны.

Чем выше крутизна аргумента логарифмической функции в формулах (5), (7), (8), тем они чувствительнее к доплеровскому искажению. Крутизна в свою очередь определяется регулируемыми сдвигом e_i и коэффициентом k_j масштаба времени аргумента логарифмической функции несущей мультипликативного сигнала. Сочетание внесенных процедур дает системный эффект в повышении контрастности корреляционных свойств такого сигнала.

Следовательно, происходит расширение объема ансамбля ортогональных сигналов по сравнению с прототипом с повышением помехоустойчивости, при контролируемом изменении его внутренней фазовой структуры и выбором на передающей и приемной сторонах согласованных параметров сигналов. При таком способе возрастает объем алфавита символов передаваемого мультипликативного сигнала не менее чем в С-раз, где С количество сочетаний пар параметров (e_i, k_j) сигналов, одновременно работающих и не мешающих друг другу каналов связи между абонентами.

При этом предварительно оговоренные сторонами сеанса связи параметры сигналов, затрудняют его обнаружение и восстановление информации нелегитимными абонентами. Что обеспечивает его помехоустойчивость и помехозащищенность для легитимных абонентов. Знание упомянутого параметра на приемной стороне позволяет получить контрастный максимум, по которому судят о возможности присвоения сигналу символа из алфавита передаваемых мультипликативных сигналов, соответствующего тому, который был излучен передающей стороной.

Задачей изобретения является создание способа передачи дискретной информации системами беспроводной связи с помощью широкополосных сигналов, обеспечивающего, за счет увеличения объема алфавита символов передаваемых мультипликативных сигналов, повышение помехоустойчивости каждого канала связи и как следствие - увеличения числа одновременно работающих каналов связи.

Технический результат изобретения - повышения помехоустойчивости беспроводного канала связи за счет увеличения объема алфавита символов передаваемых мультипликативных сигналов.

Сущность изобретения заключается в следующем: создан способ передачи дискретной информации с помощью широкополосных сигналов, предусматривающий формирование частотно-модулированного несущего колебания на передающей стороне, передачу модулированного сигнала через линию связи, нахождение корреляционной функции сигнала на приемной стороне и принятие решения о значении передаваемого символа на основе сравнительного анализа значений корреляционных функций, вычисленных для различных параметров сигнала, согласованных ранее абонентами сеанса связи.

Принципиальным отличием от прототипа является то, что в качестве несущего колебания используют сигнал, вида

где е - регулируемый параметр сдвига аргумента логарифмической функции несущей мультипликативного сигнала, а k - регулируемый коэффициент масштаба времени аргумента логарифмической функции несущей этого мультипликативного сигнала, при этом каждый символ алфавита передаваемых мультипликативных сигналов кодируют индивидуальной, отличной от других, совокупностью значений параметров сдвига и масштаба времени, а на приемной стороне находят значения сумм квадратов взаимно-корреляционных функций входного сигнала с квадратурными эталонами частотно-модулированных сигналов, характеризующихся заданными параметрами и присваивают принятому сигналу то значение для которого величина суммы квадратов взаимно-корреляционной обработки сигналов оказалась максимальной.

Сущность изобретения поясняется чертежами:

На фиг. 1 даны сравнительные характеристики сигналов (3), (4) и сигнала, требуемого для дальнейшего развития системы радиосвязи.

На фиг. 2 приведена функциональная схема системы радиосвязи, реализующей данный способ.

На фиг. 3 приведен объем алфавита символов сигнала, как количество сочетаний из n по k параметров.

Функциональная схема системы радиосвязи (см. фиг. 2), реализующей данный способ включает в себя:

1. Источник (источники) информации.

2. Коммутатор.

3. Аналого-цифровой преобразователь.

4. Формирователь сдвигов e_i аргумента логарифмической функции несущей мультипликативного сигнала.

5. Блок памяти с алфавитом символов передаваемых мультипликативных сигналов.

6. Управляемый генератор-передатчик мультипликативных сигналов.

7. Антенна для согласования с радиоканалом связи.

8. Радиоканал связи.

9. Антенна приемной стороны.

10. Приемник.

11. Многоканальный коррелятор.

12. Матрица цифро-аналогового преобразования.

13. Коммутатор.

14. Потребитель информации.

15. Формирователь коэффициента k_j масштаба времени аргумента логарифмической функции несущей мультипликативного сигнала.

Для пояснения технического эффекта, достигаемого предложенным изобретением, рассмотрим случай передачи с использованием сигнала вида (5).

Система радиосвязи (см. фиг. 2) содержит:

- на передающей стороне: источник (источники) информации 1, коммутатор 2, аналого-цифровой преобразователь 3, формирователь сдвигов е, аргумента логарифмической функции несущей мультипликативного сигнала 4, блок памяти с алфавитом символов передаваемых мультипликативных сигналов 5, управляемый генератор-передатчик мультипликативных сигналов 6, антенну для согласования с радиоканалом связи 7, формирователь коэффициента k_j масштаба времени аргумента логарифмической функции несущей мультипликативного сигнала 15;

- радиоканал связи 8;

- на приемной стороне: антенну приемной стороны 9, приемник 10, многоканальный коррелятор 11, матрицу цифро-аналогового преобразования 12, коммутатор 13, потребитель информации (например, с аппаратурой: проверки на отсутствие ошибок, индикации, воспроизведения, регистрации) 14.

Все элементы передающей и приемной сторон соединены электрическими связями.

Информацию от источника (источников) информации 1 в аналоговом виде подают на информационные входы коммутатора 2 (см. фиг.2), осуществляющего подключение соответствующего входа к своему выходу, при этом выходное напряжение коммутатора подводится к аналого-цифровому преобразователю 3. Коммутатор 2 передающей стороны соединен с коммутатором 13 приемной стороны для согласования подключения источника информации 1 и потребителя информации 14. Информация с выходов аналогоцифрового преобразователя 3, задаваемая (например, пятью (см. фиг. 2)) двоичными символами, которые появляются параллельно в виде сигналов «0» и «1», подается на входы формирователя сдвигов e_i аргумента логарифмической функции несущей мультипликативного сигнала 4 и формирователя коэффициента k_j масштаба времени аргумента логарифмической функции несущей мультипликативного сигнала 15. На выход формирователя 4 выдается одно из значений e_i поступающее на вход 1 блока памяти с алфавитом символов передаваемых мультипликативных сигналов 5. На выход формирователя коэффициента k_j масштаба времени аргумента логарифмической функции несущей мультипликативного сигнала 15 выдается одно из значений k_j, поступающее на вход 2 блока памяти с алфавитом символов передаваемых мультипликативных сигналов 5. В блоке памяти 5 выбирается сигнал, соответствующий элементу алфавита. Далее с выхода 1 блока памяти с алфавитом символов передаваемых мультипликативных сигналов 5 значения алфавита сигналов поступают на вход управляемого генератора-передатчика мультипликативных сигналов 6, где формируются сигналы с заданными параметрами несущей в соответствии с выражением (5). Сигналы с генератора-передатчика мультипликативных сигналов 6 через антенну для согласования с радиоканалом связи 7 передаются в радиоканал связи 8. Сигнал, пройдя радиоканал связи 8, поступает на приемную сторону, где он через антенну приемной стороны 9 поступает на вход приемника 10, осуществляющего полосовую фильтрацию несущей частоты приходящего сигнала. Сигнал с выхода приемника 10 поступает на вход 1 многоканального коррелятора 11. С выхода 2 блока памяти 5 на вход 2 многоканального коррелятора 11 подаются сигналы, соответствующие элементу алфавита передаваемого мультипликативного сигнала. Выходы (также как на передающей стороне, например, пять (см. фиг.2)) многоканального коррелятора 11 подключены к входам матрицы цифро-аналогового преобразования 12, осуществляющей преобразование номера выхода многоканального коррелятора 11, соответствующего сочетанию параметров e_i, k_j, в двоичные символы, которые появляются параллельно в виде сигналов «0» и «1» на входах матрицы цифро-аналогового преобразования 12. Эта комбинация символов совпадает с комбинацией символов на передающей стороне. В матрице цифро-аналогового преобразования 12 осуществляется цифро-аналоговое преобразование сигналов, которые в аналоговом виде через коммутатор 13 подаются на соответствующий вход потребителя информации 14, например, на вход аппаратуры индикации и регистрации. Потребитель информации 14 соединен с источником информации 1 для передачи квитанции и другой информации.

Способ передачи дискретной информации с помощью широкополосных сигналов заключается в следующем:

Участники сеанса связи оговаривают вид и параметры сигналов для абонентов по прямому и обратному каналам.

На передающей стороне формируют дискретный широкополосный мультипликативный сигнал с частотно-модулированный (ЧМ) несущей вида (5). Аргумент логарифмической функции несущей вида (5) передаваемого мультипликативного сигнала имеет свои, отличные от других передаваемых сигналов параметры: сдвиг e_i и коэффициент k_j масштаба времени, которые определяют содержание алфавита символов передаваемых сигналов.

Сформированный сигнал через управляемый генератор-передатчик мультипликативных сигналов 6 передают в радиоканал связи 8 с помощью антенны для согласования с радиоканалом связи 7 (см. фиг. 2).

На приемной стороне сигнал проходит полосовую фильтрацию, в многоканальном корреляторе 11 вычисляются значения энергетических сумм взаимно-корреляционных функций входного сигнала с ортогональными эталонными ЧМ сигналами, соответствующими алфавиту символов передаваемых мультипликативных сигналов, поступающему из блока памяти 5. Полученные значения энергетических сумм взаимно-корреляционных функций сравнивают и находят максимальное значение. Присваивают принятому символу значение для которого значение энергетической суммы взаимнокорреляционной функции оказалось максимальным. Далее после цифро-аналогового преобразования в матрице цифро-аналогового преобразования 12 сигналы через коммутатор 13 подаются потребителю информации 14.

Количество сочетаний из n по k определяется известным выражением:

На фиг. 3 показан диапазон увеличения объема алфавита передаваемых мультипликативных сигналов при k=2. Например, для n=i+j рассмотрим значения: 100, 200, 300 и 400. При этом, если количество значений по параметрам сдвига и масштаба времени лежат в пределах нескольких сотен каждый, то объем алфавита передаваемых мультипликативных сигналов - десятки тысяч.

Предлагаемая совокупность признаков обеспечивает получение системного эффекта, заключающегося в следующем: математическая модель мультипликативного сигнала показывает новую совокупность параметров разделения каналов (линий связи), что позволяет расширить сигнальное пространство передаваемых информационных компонентов за счет сочетаний большего количества параметров, известных входящим в информационную связь абонентам.

Таким образом, созданный способ обеспечивает повышение помехоустойчивости беспроводного канала связи за счет увеличения объема алфавита передаваемых мультипликативных сигналов.

Заявленный способ передачи дискретной информации с помощью широкополосных сигналов промышленно применим, так как его реализация может быть осуществлена на основе широко распространенных устройств и компонентов.

Изобретение относится к области радиотехники. Технический результат - повышение помехоустойчивости за счет увеличения объема алфавита символов передаваемых мультипликативных сигналов. Для этого способ передачи дискретной информации с помощью широкополосных сигналов включает формирование частотно-модулированного несущего колебания на передающей стороне, передачу модулированного сигнала через линию связи, нахождение корреляционной функции сигнала на приемной стороне и принятие решения о значении передаваемого символа на основе сравнительного анализа значений корреляционных функций, вычисленных для различных параметров сигнала, согласованных ранее абонентами сеанса связи. При этом в качестве несущего колебания используют сигнал вида а на приемной стороне находят значения сумм квадратов взаимно-корреляционных функций входного сигнала с квадратурными эталонами частотно-модулированных сигналов, характеризующихся заданными параметрами, и присваивают принятому сигналу то значение для которого величина суммы квадратов взаимно-корреляционной обработки сигналов оказалась максимальной. 3 ил.

Способ передачи дискретной информации с помощью широкополосных сигналов, предусматривающий формирование частотно-модулированного несущего колебания на передающей стороне, передачу модулированного сигнала через линию связи, нахождение корреляционной функции сигнала на приемной стороне и принятие решения о значении передаваемого символа на основе сравнительного анализа значений корреляционных функций, вычисленных для различных параметров сигнала, согласованных ранее абонентами сеанса связи, отличающийся тем, что в качестве несущего колебания используют сигнал вида

где Ω - начальная частота, Т - аддитивная длительность сигнала, t - параметр сигнала, соответствующий изменению его во времени, е - регулируемый параметр сдвига аргумента логарифмической функции несущей мультипликативного сигнала, k - регулируемый коэффициент масштаба времени аргумента логарифмической функции несущей этого мультипликативного сигнала, при этом каждый символ a_ij=а(e_i, k_j) алфавита передаваемых мультипликативных сигналов кодируют индивидуальной, отличной от других, совокупностью значений параметров сдвига и масштаба времени, а на приемной стороне находят значения сумм квадратов взаимно-корреляционных функций Y(a_ij) входного сигнала с квадратурными эталонами частотно-модулированных сигналов, характеризующихся заданными параметрами, и присваивают принятому сигналу то значение a_ij, для которого величина суммы квадратов взаимно-корреляционной обработки сигналов Y(e_i, k_j) оказалась максимальной.