Способ подавления помех в адаптивной антенной решётке Российский патент 2024 года по МПК H01Q21/00 H01Q3/26 

Изобретение относится к антенной технике и, в частности, к способам формирования диаграмм направленности адаптивных антенных решеток, обеспечивающих подавление помех, действующих по боковым лепесткам.

Известны способы адаптивного подавления помех в цифровых антенных решетках (АР), в которых формируют ковариационную матрицу помех, элементы которых представляют собой коэффициенты ковариации сигналов, принимаемых каналами цифровой АР, накапливаемых в течение заданного интервала времени, складывают полученную ковариационную матрицу помех с диагональной матрицей, определяемой уровнем шума в приемных каналах, обращают полученную суммарную матрицу и умножают полученную обратную матрицу на вектор фазирования АР в заданном направлении, полученный вектор используют в качестве комплексных весовых коэффициентов для формирования диаграммы направленности (ДН) цифровой АР с провалами в направлениях на источники помех путем взвешенного сложения сигналов приемных каналов цифровой АР [1. Григорьев Л.Н. Цифровое формирование диаграммы направленности в фазированных антенных решетках. - М.: Радиотехника. 2010. С. 99-118].

Известен способ формирования провала в диаграмме направленности антенной решетки [2. Мануилов Б.Д., Шабловский В.М., Яковенко В.А., Сариев К.Э. Способ формирования провала в диаграмме направленности антенной решетки // AC 1712993 SU, МПК H01Q 21/00 3/26, приор, от 11.04.1989, опубл. 15.02.1992, Бюл. №6], направленный на повышение точности установки максимума ДН. В соответствии с данным способом результирующую ДН представляют в виде суммы двух симметричных относительно направления фазирования ДН, первая из которых ориентирована в направлении максимума ДН, а вторая имеет максимум в направлении бокового лепестка, по которому действует помеха. Две ДН складывают с коэффициентом, при котором обеспечивается равенство по амплитуде и противоположность фазы ДН в направлении бокового лепестка, по которому действует помеха.

Сохранение положения максимума результирующей ДН достигается за счет симметрии двух ДН. Это означает, что при формировании результирующей ДН должно формироваться два нуля: один в области бокового лепестка, по которому действует помеха, и второй, который расположен с противоположной стороны от главного луча симметрично первому нулю результирующей ДН.

Недостатки способа состоят в следующем. Во-первых, для реализации способа необходимо знать направление действия помехи и уровень бокового лепестка исходной ДН в этом направлении. Во-вторых, из описываемого способа не ясно, каким способом необходимо формировать симметричную двухлучевую ДН для вычитания из исходной ДН.

Известен способ совместного формирования нулей в суммарной и разностной ДН моноимпульсных антенных решеток [3. Мануйлов Б.Д., Пугачев В.В. Способ совместного формирования нулей в суммарной и разностной диаграммах направленности моноимпульсных антенных решеток // Патент 2120161 RU, МПК H01Q 3/26, Приор, от 05.02.1997, опубл. 10.10.1998]. Данный способ уточняет предыдущий способ формирования симметричной двухлучевой ДН. В соответствии с данным способом в каждом луче моноимпульсной группы формируют три луча. Первый луч соответствует исходной ДН, ориентированной в заданном направлении, а два других дополнительных луча имеют максимумы, ориентированные симметрично относительно главного максимума исходной ДН. При этом максимум первого дополнительного луча ориентирован в направлении максимума на источник помехи, а второй обеспечивает формирование симметрии суммы двух дополнительных лучей. Далее, как и в первом аналоге, суммируют исходную ДН с суммарной ДН двух дополнительных лучей с коэффициентом, обеспечивающим формирование двух симметрично ориентированных нулей результирующей ДН, один из которых направлен на действующий источник помехи.

Недостаток данного способа состоит в том, что необходимо заранее знать направление действия помехи и уровень бокового лепестка исходной ДН, по которому действует помеха.

Наиболее близким по технической сущности к заявляемому изобретению является способ [4. Родионов B.C., Родионов С.В. Способ формирования диаграммы направленности адаптивной антенной решетки // Патент 2287880 RU, МПК H01Q 21/29, приор. 23.08.2004, опубл. 20.11.2006, бюл. 32]. Данный способ включает в себя преобразование принятых антенными элементами сигналов в комплексную форму, их последующее преобразование в цифровую форму, комплексное сопряжение значений преобразованных в цифровую форму сигналов, формирование комплексных весовых коэффициентов в зависимости от значений ранее преобразованных и комплексно-сопряженных с ними сигналов, умножение значений преобразованных и комплексно-сопряженных с ними сигналов на соответствующие комплексные весовые коэффициенты, суммирование всех полученных произведений с формированием выходного сигнала, который используется для управления ДН адаптивной АР.

Недостаток состоит в том, что при смещении главного максимума формируемой ДН адаптивной АР относительно направления нормали к раскрыву данный способ становится неработоспособным.

Технической проблемой, на решение которой направлено предлагаемое изобретение, является повышение точности установки максимума диаграммы направленности адаптивной антенной решетки в условиях действия помех в заданном секторе сканирования.

Для решения указанной технической проблемы предлагается способ подавления помех в адаптивной антенной решетке, который состоит в том, что выполняют преобразование принятых антенными элементами сигналов в комплексную форму, преобразуют сигналы в комплексной форме в цифровую форму, выполняют комплексное сопряжение значений преобразованных в цифровую форму сигналов, формируют комплексные весовые коэффициенты, осуществляют умножение значений сигналов на соответствующие комплексные весовые коэффициенты, выполняют суммирование произведений сигналов.

В отличие от способа-прототипа сдвигают по фазе комплексно сопряженные значения преобразованных в цифровую форму сигналов путем умножения их значений на квадраты соответствующих элементов вектора фазирования, обеспечивающего установку максимума диаграммы направленности адаптивной антенной решетки в заданном направлении, формируют значения подавляемых цифровых сигналов путем сложения соответствующих значений преобразованных в цифровую форму сигналов и сдвинутых по фазе комплексно-сопряженных значений преобразованных в цифровую форму сигналов, формируют ковариационную матрицу подавляемых сигналов, содержащую ковариационные коэффициенты значений подавляемых цифровых сигналов всех антенных элементов, обращают ковариационную матрицу подавляемых сигналов, при этом формирование комплексных весовых коэффициентов производят путем умножения обратной ковариационной матрицы подавляемых сигналов на вектор фазирования, обеспечивающий установку максимума диаграммы направленности адаптивной антенной решетки в заданном направлении, после чего осуществляют умножение значений преобразованных в цифровую форму сигналов на соответствующие комплексные весовые коэффициенты, затем производят суммирование всех полученных произведений, формируя выходной сигнал адаптивной антенной решетки, соответствующий симметричной диаграмме направленности с заданной ориентацией луча.

Техническим результатом является формирование симметричной диаграммы направленности и сохранении заданного направления ориентации луча при подавлении источников помех адаптивной антенной решеткой в заданном секторе сканирования

Таким образом, предлагаемый способ имеет следующие отличительные признаки и последовательность его реализации от способа-прототипа, которые приведены в таблице 1.

Проведенный сравнительный анализ заявляемого способа и способа-прототипа показывает, что заявляемый способ отличается тем, что изменена совокупность действий, а именно введены новые действия:

- сдвигают по фазе комплексно сопряженные значения преобразованных в цифровую форму сигналов путем умножения их значений на квадраты соответствующих элементов вектора фазирования, обеспечивающего установку максимума диаграммы направленности адаптивной антенной решетки в заданном направлении,

- формируют значения подавляемых цифровых сигналов путем сложения соответствующих значений преобразованных в цифровую форму сигналов и сдвинутых по фазе комплексно-сопряженных значений преобразованных в цифровую форму сигналов,

- формируют ковариационную матрицу подавляемых сигналов, содержащую ковариационные коэффициенты значений подавляемых цифровых сигналов всех антенных элементов,

- обращают ковариационную матрицу подавляемых сигналов,

- производят суммирование всех полученных произведений, формируя выходной сигнал адаптивной антенной решетки, соответствующий симметричной диаграмме направленности с заданной ориентацией луча,

изменены режимы выполнения действий

- формирование комплексных весовых коэффициентов производят путем умножения обратной ковариационной матрицы подавляемых сигналов на вектор фазирования, обеспечивающий установку максимума диаграммы направленности адаптивной антенной решетки в заданном направлении,

- осуществляют умножение значений преобразованных в цифровую форму сигналов на соответствующие комплексные весовые коэффициенты, что позволяет получить технический результат, заключающийся в формировании симметричной диаграммы направленности и сохранении заданного направления ориентации луча при подавлении источников помех адаптивной антенной решеткой в заданном секторе сканирования.

Предлагаемое изобретение не известно из уровня техники, а также не известны источники информации, содержащие сведения об аналогичных технических решениях, имеющих признаки, сходные с признаками, отличающими заявляемое решение от прототипа, а также свойства, совпадающие со свойствами заявляемого решения, поэтому можно считать, что оно обладает существенными отличиями, вытекает из них неочевидным образом и, следовательно, соответствует критериям «новизна» и «изобретательский уровень».

На фиг. 1 представлена функциональная схема устройства, реализующего предлагаемый способ.

На фиг. 2 показаны ДН 16-элементной линейной адаптивной АР при реализации обычного алгоритма адаптации (штриховая кривая) и предлагаемого способа (сплошная кривая) при ориентации луча в направлении u₀=0. Вертикальные линии обозначают направления: направление максимума ДН u₀=0, фактического действия источника помехи u₁=-0.85, а также направление u=2u₀-u₁=0-(0-0.18)=0.18, в котором при реализации предлагаемого способа формируется нуль ДН.

На фиг. 3 показаны ДН линейной адаптивной АР до (штриховая кривая) и после (сплошная кривая) реализации предлагаемого способа при ориентации луча в направлении u₀=0.1. Вертикальные линии обозначают направления: направление максимума ДН u₀=0.1, фактического действия источника помехи u₁=-0.085, а также направление u=2u₀-u₁=0.2+0.085=0.285, в котором при реализации предлагаемого способа дополнительно формируется нуль ДН.

На фиг. 4 показаны ДН линейной адаптивной АР до (штриховая кривая) и после (сплошная кривая) реализации предлагаемого способа при ориентации луча в направлении u₀=-0.1. Вертикальные линии обозначают направления: u₀=-0.1, фактического действия источника помехи u₁=-0.3, а также направление u=-2u₀-u₁=-0.2+0.3=0.1, в котором при реализации предлагаемого способа дополнительно формируется нуль ДН.

На фиг. 5 показаны ДН линейной адаптивной АР до (штриховая кривая) и после (сплошная кривая) реализации предлагаемого способа при ориентации луча в направлении u₀=-0.5. Вертикальные линии обозначают направления: направление максимума ДН u₀=-0.5, фактического действия источника помехи u₁=-0.3, а также направление u=-2u₀-u₁=-1+0.3=-0.7, в котором при реализации предлагаемого способа дополнительно формируется нуль ДН.

При реализации способа подавлении помехи в адаптивной антенной решетке выполняется следующая последовательность операций:

- выполняют преобразование принятых антенными элементами сигналов в комплексную форму;

- преобразуют сигналы в комплексной форме в цифровую форму;

- выполняют комплексное сопряжение значений преобразованных в цифровую форму сигналов;

- сдвигают по фазе комплексно сопряженные значения преобразованных в цифровую форму сигналов умножения их значений на квадраты соответствующих элементов вектора фазирования, обеспечивающего установку максимума диаграммы направленности адаптивной антенной решетки в заданном направлении;

- формируют значения подавляемых цифровых сигналов путем сложения соответствующих значений преобразованных в цифровую форму сигналов и сдвинутых по фазе комплексно-сопряженных значений преобразованных в цифровую форму сигналов;

- формируют ковариационную матрицу подавляемых сигналов, содержащую ковариационные коэффициенты значений подавляемых цифровых сигналов всех антенных элементов;

- обращают ковариационную матрицу подавляемых сигналов;

- формируют комплексные весовые коэффициенты путем умножения обратной ковариационной матрицы подавляемых сигналов на вектор фазирования, обеспечивающий установку максимума диаграммы направленности адаптивной антенной решетки в заданном направлении;

- осуществляют умножение значений преобразованных в цифровую форму сигналов на соответствующие комплексные весовые коэффициенты;

- производят суммирование всех полученных произведений, формируя выходной сигнал адаптивной антенной решетки, соответствующий симметричной диаграмме направленности с заданной ориентацией луча.

Рассмотрим реализацию способа подавления помех в адаптивной антенной решетке с помощью устройства, приведенного на фиг. 1.

Устройство для реализации предлагаемого способа содержит антенную решетку (АР) 1, состоящую из N антенных элементов (АЭ) и приемников. Каждый АЭ выполняет преобразование падающей электромагнитной волны в высокочастотный ток. Выходы АЭ связаны с соответствующими входами приемников. Выходы приемников (выходы АР 1) связаны электрически с входами блока аналого-цифрового преобразования (БАЦП) 2, а именно, со входами соответствующих аналого-цифровых преобразователей, выходы которых подключены непосредственно к первым входам блока комплексного сопряжения подавляемых цифровых сигналов (БКСС) 3 и к первым входам блока сдвига по фазе комплексно сопряженных значений преобразованных в цифровую форму сигналов (БСФКС) 4. Выходы БКСС 3 электрически соединены с вторыми входами БСФКС 4. Выходы БСФКС 4 подключены к входам блока формирования ковариационной матрицы подавляемых сигналов (БФКМПС) 5. Выходы БФКМПС 5 электрически связаны с входами блока обращения ковариационной матрицы подавляемых сигналов (БОКМПС) 6. Выходы БОКМПС 6 подключены к первым входам блока формирования комплексных весовых коэффициентов (БФКВК) 7. Вторые входы БКСС 3 и БФКВК 7 являются входами управления, на которые поступает информация о заданной ориентации максимума ДН адаптивной АР. К выходам БФКВК 7 подключены первые входы блока формирования диаграммы направленности (БФДН) 8. На вторые входы БФДН 8 поступают цифровые отсчеты с выходов БАЦП 2. Выходы БФДН 8 являются выходами устройства.

Устройство работает следующим образом.

Вдоль раскрыва АР 1 источники сигнала и помех возбуждают электромагнитное поле, которое АР 1 преобразует в N-канальный поток аналоговых данных, поступающий на входы БАЦП 2. На выходах БАЦП 2 формируется цифровой поток данных, соответствующий комплексным цифровым отсчетам N каналов, который передается на первые входы БКСС 3, на первые входы БСФКС 4 и на вторые входы БФДН 8. На вторые входы БКСС 3 передаются данные о заданной ориентации максимума ДН адаптивной АР. В БКСС 3 сначала выполняется комплексное сопряжение цифрового потока данных, а затем в цифровой поток полученных сигналов вносятся дополнительные удвоенные фазовые задержки относительно фазового центра каждого АЭ адаптивной АР при заданной ориентации максимума ДН. Полученные значения преобразованных в цифровую форму сигналов направляются на вторые входы БСФКС 4. В БСФКС 4 формируются значения подавляемых цифровых сигналов путем сложения соответствующих значений преобразованных в цифровую форму сигналов и сдвинутых по фазе комплексно-сопряженных значений преобразованных в цифровую форму сигналов. Полученные суммарные значения преобразованных в цифровую форму сигналов передаются на входы БФКМПС. На выходах БФКМПС 5 формируется квадратная комплексная матрица подавляемых цифровых сигналов размера N², значения коэффициентов данной матрицы поступают на вход БОКМПС 6, в котором находятся коэффициенты обратной матрицы, передаваемые на первые входы БФКВК 7. На вторые входы БФКВК 7 поступают данные об ориентации максимума ДН. В БФКВК 7 формируются комплексные весовые коэффициенты путем умножения обратной ковариационной матрицы подавляемых сигналов на вектор фазирования, обеспечивающий установку максимума ДН адаптивной АР в заданном направлении. Комплексные весовые коэффициенты с выхода БФКВК 7 направляются на первые входы БФДН 8, в котором осуществляется суммирование всех полученных произведений с формированием выходного сигнала адаптивной АР, соответствующего симметричной ДН адаптивной АР с провалами в направлениях помех. Выходной сигнал БФДН 8 является выходом устройства, то есть выходной сигнал соответствует симметричной диаграмме направленности адаптивной АР с заданной ориентацией луча и сформированными провалами в направлениях помех. Рассмотрим обоснование предложенного способа.

В основе работы адаптивной АР лежит представление отношения сигнал/(помеха + шум) в матричном виде [5. Монзинго Р.А., Миллер Т.У. Адаптивные антенные решетки: Введение в теорию: Пер. с англ. М.: Радио и связь. 1986. 448 с., 6 - Ратынский М.В. Адаптация и сверхразрешение в антенных решетках. - М.: Радио и связь, 2003. - 200 с]

,

где А - вектор комплексных весовых коэффициентов АР;

S₀ - матрица, элементы которой описывают мощность, принимаемую

антенным элементом с направления фазирования луча;

S - ковариационная матрица помех;

σ² - дисперсия внутренних шумов;

I - единичная матрица;

Н - символ эрмитова сопряжения.

Выражение (1) предполагает, что внутренние шумы каналов являются однородными и статистически независимыми друг от друга, все антенные элементы АР и приемные каналы идентичны и отличаются только положением фазовых центров.

Пусть ДН m -го антенного элемента описывает выражение вида

где р - единичный вектор-столбец направляющих косинусов, указывающий направление на точку наблюдения;

ƒ₀(р) - действительная функция, описывающая ДН одиночного антенного элемента АР;

i - мнимая единица;

k - волновое число (коэффициент фазы);

q_m - вектор-столбец, определяющий положение фазового центра m-го антенного элемента в составе М -элементной антенной решетки;

Т - символ транспонирования.

Пусть р₀ - направление фазирования антенной решетки, a p₁ - направление действия помехи.

Комплексная огибающая сигнала, принимаемого с направления р_α, на выходе m-го приемного канала может быть представлена в виде:

где a_α, ψ_α - амплитуда и фаза сигнала;

g_α(t) - нормированная комплексная огибающая сигнала, обусловленная видом модуляции сигнала;

ω_α - несущая частота сигнала.

Мощность сигнала на выходе АР можно найти при помощи формулы

Здесь τ - период накопления данных об источниках помех.

Выражение (4) позволяет заключить, что матрица S₀ является эрмитовой, состоит из одинаковых элементов и ее ранг равен единице.

Мощность внешних шумов можно оценить по формуле

Ковариационная матрица помех S является эрмитовой благодаря тому, что фазы ее элементов, расположенные симметрично относительно главной диагонали, являются противоположными, а амплитуды - одинаковыми. При сложении матриц S и σ²I результирующая матрица остается эрмитовой.

Полученные выражения демонстрируют, что выражение (1) представляет собой отношение квадратичных эрмитовых форм, первая из которых вычисляется при помощи матрицы S₀ единичного ранга, а вторая - положительно определенной матрицы S+σ²I. Известно, что максимум отношения квадратичных эрмитовых форм соответствует решению характеристического уравнения регулярного пучка эрмитовых форм - паре собственный вектор и максимальное собственное значение [7. Гантмахер Ф.Р. Теория матриц. 4-е изд. М.: Наука. Гл. ред. физ.-мат. лит. 1988. 548 с.]. В рассматриваемом частном случае (при матрице S₀ единичного ранга это решение может быть найдено по формуле [8. Парлетт Б. Симметричная проблема собственных чисел. Численные методы. М.: Мир. 1983. 384 с.]

Здесь с учетом (2)

Остановимся теперь на формировании ковариационной матрицы помех согласно способу-прототипу на примере линейной АР, что позволяет упростить выражения без потери общности решения. В этом случае координаты фазовых центров антенных элементов в пространстве определяет вектор q_m=(x_m,0,0), а вектор направляющих косинусов р=(w,v,w).

При формировании ковариационной матрицы помех согласно способу-прототипу на выходе каждого канала имеется два сигнала. Первый - реальный сигнал

а второй формируется после разделения входного потока данных и комплексного сопряжения

С учетом выражения (5) получим

Матрица (10) соответствует случаю воздействия на линейную адаптивную АР двух источников помех с направлений u₁ и -u₁ при условии, что они имеют одинаковые амплитуды, противоположные фазы. В связи с этим в способе прототипе вместо одного нуля ДН будут формироваться два. Эти провалы будут расположены симметрично относительно направления u=0. При смещении направления фазирования антенны в точку u₀≠0 положения нулей меняться не будут. В результате симметрия ДН относительно направления фазирования будет теряться, а луч будет смещаться относительно заданного направления.

При реализации предлагаемого способа дополнительно выполняется операция

При этом направление фиктивной помехи смещается таким образом, что формируемые нули ДН оказываются расположенными симметрично относительно главного максимума ДН. Полученные закономерности останутся справедливыми и при увеличении числа источников или при переходе к плоской или выпуклой адаптивной АР.

В качестве примера рассмотрим линейную эквидистантную адаптивную АР из 16 элементов. Для рассмотренного примера при реализации обычного алгоритма адаптации при u₀=0 (фиг. 2) уход луча составил 0,01° (штриховая кривая), В остальных случаях при u₀=0.1,-0.1,-0.3 (фиг. 3-5) уходы луча от заданного направления были равны 0.06°, 0.14°, 0.19° соответственно. На части рисунков хорошо видна асимметрия ДН. В отличие от обычного алгоритма адаптации в предлагаемом способе при различной ориентации луча и заданном положении помехи в направлении u₁ осуществляется подавление сигналов с двух направлений u₁ (фактическое положение помехи) и 2u₀-u₁ - направление, которое расположено с противоположной стороны от главного максимума ДН и позволяет обеспечить симметрию формы ДН и сохранение заданного направления ориентации луча в заданном секторе сканирования (сплошные кривые на фиг. 2-5). Этот результат достигается за счет того, что в ковариационную матрицу подавляемых сигналов добавляется информация о положении источника сигнала при выполнении операции фазового сдвига комплексно сопряженных значений преобразованных в цифровую форму сигналов путем поэлементного умножения на квадраты фазовых множителей, обеспечивающих установку максимума ДН адаптивной АР в заданном направлении.

Как видно из приведенных примеров, при формировании дополнительного «нуля» ДН требуется не только выполнять комплексное сопряжение значений преобразованного в цифровую форму сигнала, но и выполнять дополнительный фазовый сдвиг этих значений, определяемый удвоенным значением направления сигнала. Это равносильно умножению комплексных значений сигнала на фазовый множитель фазирования, возведенный в квадрат.

В обычных адаптивных АР эта информация при формировании ДН отсутствует, что может приводить к смещению главного максимума ДН при подавлении источников помех. В свою очередь, способ-прототип обеспечивает симметрию ДН и подавление помех только в том случае, когда максимум ДН ориентирован по нормали к раскрыву. Другие случаи в иллюстрациях к способу-прототипу не рассмотрены, поскольку это является его ограничением.

Реализация заявляемого способа не встречает затруднений при современном уровне развития радиотехники и устройств цифровой обработки сигналов с использованием известного в радиоэлектронной промышленности технологического оборудования. Возможность реализации предложенного способа обеспечивает ему критерий патентоспособности «промышленная применимость».

Изобретение относится к антенной технике и в частности к способам формирования диаграмм направленности (ДН) адаптивных антенных решеток (ААР). Техническим результатом изобретения является формирование симметричной ДН и сохранение заданного направления ориентации максимума ДН при подавлении источников помех ААР в заданном секторе сканирования. Предложен способ подавления помех в ААР, при котором принимают возбужденное электромагнитное поле источниками сигнала и помех, выполняют преобразование принятых антенными элементами ААР сигналов в комплексную форму, с последующим преобразованием в цифровую форму и производят комплексное сопряжение значений преобразованных в цифровую форму сигналов. Сдвигают по фазе комплексно сопряженные значения преобразованных в цифровую форму сигналов путем умножения их значений на квадраты соответствующих элементов вектора фазирования, обеспечивающего установку максимума ДН ААР в заданном направлении. Формируют значения подавляемых цифровых сигналов путем сложения соответствующих значений преобразованных в цифровую форму сигналов и сдвинутых по фазе комплексно-сопряженных значений преобразованных в цифровую форму сигналов. Формируют ковариационную матрицу подавляемых сигналов, содержащую ковариационные коэффициенты значений подавляемых цифровых сигналов всех антенных элементов, и обращают ее, при этом находят комплексные весовые коэффициенты ААР путем умножения обратной ковариационной матрицы подавляемых сигналов на вектор фазирования, обеспечивающий установку максимума ДН ААР в заданном направлении. Производят умножение значений преобразованных в цифровую форму сигналов на соответствующие комплексные весовые коэффициенты. Суммируют все полученные произведения, формируя выходной сигнал адаптивной антенной решетки, соответствующий симметричной ДН с заданной ориентацией луча. 5 ил., 1 табл.

Способ подавления помех в адаптивной антенной решетке, при котором выполняют преобразование принятых антенными элементами сигналов в комплексную форму, преобразуют сигналы в комплексной форме в цифровую форму, выполняют комплексное сопряжение значений преобразованных в цифровую форму сигналов, формируют комплексные весовые коэффициенты, осуществляют умножение значений сигналов на соответствующие комплексные весовые коэффициенты, выполняют суммирование произведений сигналов, отличающийся тем, что сдвигают по фазе комплексно сопряженные значения преобразованных в цифровую форму сигналов путем умножения их значений на квадраты соответствующих элементов вектора фазирования, обеспечивающего установку максимума диаграммы направленности адаптивной антенной решетки в заданном направлении, формируют значения подавляемых цифровых сигналов путем сложения соответствующих значений преобразованных в цифровую форму сигналов и сдвинутых по фазе комплексно-сопряженных значений преобразованных в цифровую форму сигналов, формируют ковариационную матрицу подавляемых сигналов, содержащую ковариационные коэффициенты значений подавляемых цифровых сигналов всех антенных элементов, обращают ковариационную матрицу подавляемых сигналов, при этом формирование комплексных весовых коэффициентов производят путем умножения обратной ковариационной матрицы подавляемых сигналов на вектор фазирования, обеспечивающий установку максимума диаграммы направленности адаптивной антенной решетки в заданном направлении, после чего осуществляют умножение значений преобразованных в цифровую форму сигналов на соответствующие комплексные весовые коэффициенты, затем производят суммирование всех полученных произведений, формируя выходной сигнал адаптивной антенной решетки, соответствующий симметричной диаграмме направленности с заданной ориентацией луча.