Способ преобразования фазового сдвига в цифровой код Советский патент 1984 года по МПК G01R25/08 

Изобретение относится к электроизмерительной технике и предназначено для преобразования фазового сдвига напряжений искаженной формы в цифровой код в условиях действия шумовых помех. Известен способ преобразования фазо вого сдвига сигналов в цифровой код, согласно которому осуществляется Линей ное усиление и симметричное ограниче ние исследуемых сигналов, формирование временного интервала, пропорционального фазовому сдвигу исследуемьгх сигналов и последующее времяимпульсное преобразование этого интервала в цифровой код, т.е подсчет количества импульсов за упомянутый интервал, частота которых в 360 ( СР - шаг квантования) раз .превышае г. т частоту исследуемых сигналов j . Однако такой способ имеет значительные погрешности преобразования фазового сдвига, обусловленные нелинейными искажениями исследуемых сигналов, которые вызывают смещение моментов перехода через нуль исследуемых сигналов и приводят к увеличению или уменьшению эквивалентного ин тервала времени и появлению систематических погрешностей преобразования а также содержанием шумов во входных сигналах, модулирующих по длительнос ти эквивалентный временной интервал И вызывающих случайные погрешности преобразования. Наиболее близким к изобретению по технической сущности является способ преобразования фазового сдвига в цифровой код с использованием компен сационного метода, согласно которому компенсацию измеряемого фазового сдвига выполняют на частоте биений сравниваемых по фазе напряжений с выходными напряжениями триггерных пересчетных схем путем сдвига их моментов заполнения и считывания . при достижении компенсации кода одной пересчетной схемы при заполнении другой 2J . Недостатком известного способа является низкая точность.преобразования при нелинейных искажениях вход ных сигналов, а также при наличии шумов. Это объясняется тем, что упомянутые искажения и шумы переносятся на частоту биений и вызывают смещени нуль переходавыходного сигнала, что приводит к ложной оценке момента компенсации, а следовательно, и к погрешности преобразования. Целью изобретения - повьшение точности преобразования фазового сдвига при корреляционной обработке сигналов. Поставленная цель достигается тем, что согласно способу преобразования фазового сдвига в цифровой код, основанному на компенсации измеряемого фазового сдвига исследуемых сигналов путем временного сдвига циклически изменяющихся во времени дискретных значений кодов текущей фазы вспомогательных сигналов, а также на считывание разности значений кодов текущих фаз вспомогательных сигналов, осуществляют синхронное детектирование обоих исследуемых сигналов .с помощью двух опорных сигналов в виде цифровых кодов, соответствующих мгновенным значениям напряжений гармонической формы, полученных при помощи преобразования дискретных значений кодов текущей фазы вспомогательного сигнала при отношении , где TC , Т - периоды исследуемого сигнала и дискретизации; k - целое число, определяющее номер высшей гармоники спектра исследуемых сигналов, усредняют оба синхронно продетектированных сигнала на временном интервале, кратном периоду исследуемых сигналов, и этими усредненными сигналами управляют временными сдвигами дискретных значений кодов текущей фазы вспомогательных сигналов. Сущность способа заключается в следующем. При корреляционной обработке осуществляют синхронное детектирование обоих исследуемых сигналов, которые могут быть представлены в виде сумы из К гармонических составляющих: / . Sit U, ,-co5U-r t+cf;V с Ue,ithi: uVcos(i , 1 - с. де U8x(tl - первый входной сигнал; U (Ь) - второй входной сигнал; k - любое целое число, большее 1; 3 -110 , - амплитуды «-той гармоНИКИ первого и второго сигналов соответственно; UuiWиlli,(il- напряжения шумов первого и второго сигналов со ответственно; (; и t - начальные фазы i -той гармоники. Для этого формируются два опорных сигнала, дискретные значения которых соответствуют мгновенным OTTAUYJTdvx гтгч eiмгоч raniui iTTJl- S значениям напряжений строго гармонической формы. В результате синхронного детекти.рования первого исследуемого сигнала получим ,-..(. ;-Ч,,1оЛ . Г2и - ;Г; V °ЧTc « J ..,-, 1 c J ,«-,..ii).A,,cos ft4oJ.u.:it). : Л/ оп УкТ -соаЩ j Г2Г «rrr-.cos --(oi-n-iH+cfi ЛС n-ijlf. При синхронном детектировании второго исследуемого сигнала получим .. . iJc,t)Atv.u; tth-f| u;. , . -, Т)) -1 Ч;-,,(т;Г « 1т - - тп-чП -ц д. Lс 4 ;( -2 I nv 1 ° LT l ;;rs- ° -T - - « + m-n- L с 1 г1м . , nil nvvn ° L u(t)-Aon-cos -itC9,oJ.u(t)x J 17554 оо г ,. оп 1;:7ТГГ Гт ) + С5 ... .U mil V- л т1ЛП-1| - . p rV COsf Lm-n-Ot tU, Il 5 ni-n-i | i -fmn-ijjjjp j усреднении результатов син хронного детектирования первого исследуемого сигнала в течение интерg g времени, кратного периоду иссле« дуемых сигналов РТр (где Р- любое целое число из натурального ряда),. получим Д 15UycQ-- -l)-co5ic,-( U(il х с J ° 1:% - :Р„п. -С05Х , 25( Г2й 1 Jco5 - UMVU4.-cp, J-abO.npn , Pp : .),, 30t r 35I 5(,, PT r 1 2Ъ, л, т .ml4H ПриСУП-п -А-л 1 Ог i roii 1пгКнСо й К И4)иц.,.,-ц- / прику,-н)1, где АОП амплитуда опорного сигна J ia;1т - любое число из натураль „ ного ряда; 1 - количество равномерно распределенных во времени за период сигнала Tj, интервалов дискретизации; mnt.i начальные фазы гармонических составляющих; 55ty и dp, ч чальные фазы основных гармоник первого и второго опорных сигналов COOTветственно. Следовательно, влияние гармониче ких составляющих исключается, если гармонический состав входных сигналов ограничен К -той гармоникой 1 k , а количество интервалов дис кретизации опорных сигналов h удов летворяет условию, вытекающему из последнего неравенства т-И-1-k при ,T.e., . При этом очевидно, что предьщущие неравенства , т И + -| Я выполняются заведомо, а целочисленное значение И1 не влияет на конеч ный результат. Таким образом нелинейные искажения входных сигналов или высшие гар монические составляющие их спектров не вызьшают погрешности при преобра зовании фазовых сдвигов входных сиг налов в цифровой код в том случае, если количество равномерно распределенных аа период сигнала интервалов дискретизации опорных сигналов превьпиает на 2 номер наивысшей гармоники в спектрах входных сигналов. Аналогичным путем для второго исследуемого сигнала получим следующий результат усреднения А, Ц| ОП I, /I N 1 on f ,,1 /, , .,.« --U costcf -cp onV- J ) -ijcp 2 L с . - с j. f °4i - - --B Первое слагаемое каждого из усредненных напряжений Uijcp и 11,(.р вы ражает положительньй эффект корреля ционного преобразования и представл ет собой результат взаимодействия основных (первых) гармоник исследуемого и опорного сигналов. Уровень и знак этого постоянного напряжения зависит от фазового сдвига-между основными гармониками исследуемого и опорного сигналов, имеющего место до начала процесса уравновешивания. Это напряжение используется в качес ве сигнала рассогласования при компенсации фазового сдвига исследуемо го сигнала фазовым сдвигом опорного сигнала в замкнутой системе автомат ческого регулирования. В результате уравновешивания это напряжение обра щается .в нуль. При этом фазовые сдвиги мевду основными гармониками исследуемого и опорного сшиалов устанавливаются равными +90°или -90; в зависимости от знака (наклона) характеристики управления сдвигом момента заполнения многоустойчивой схемы. Второе и третье слагаемые усредг ненных напряжений представляют собой побочные продукты корреляционного Преобразования исследуемых сигналов. Юни учитывают воздействие аддитив|:Ных шумов исследуемого сигнала и дис-кретную форму опорных сигналов. С увеличением времени усреднения осуществляется значительное ослабление влияния тех спектральных компонент шума, период которых равен или меньше установленного времени усреднения. При помощи усредненных сигналов осуществляется временной сдвиг опорных сигналов до достижения компенсации, при которой оба усредненных сигнала обращаются в нуль. При этом С, -Cf 90; Ц -(,„ Следовательно, при достижении компенсации между основными гармониками обоих исследуемых и опорных сигналов устанавливаются 90 -ные фазовые сдвиги. Поэтому q -ср, q, , т.е фазовьй сдвиг между зашумленным исследуемыми сигналами искаженной формы преобразуется в фазовьй сдвиг между опорными сигналами. Фазовьй сдвиг между опорными сигналами пропорционален IJX временному сдвигу и определяется разностью порядковых номеров устойчивых состояний схем формирования опорных сигналов. В случае применения для формирования опорных, сигналов триггерньрс пересчётных схем, фазовьй Сдвиг их выходных сигналов определяется разностью кодов, которая может быть найдена при помощи сумматора. На чертеже приведено предлагаемое устройство. Устройство работает следующим образом. Блок 3 синхронизации осуществляет привязку цикла действия многоустойчивых схем 6 и 7 к периоду входного сигнала либо специального сигнала синхронизации. Количество устойчивых

состояний схем 6 и 7 определяется требуемым шагом квантования фазового сдвига Л при ег.о преобразовании в цифровой код. Так, при выражении выходного результата в электрических градусах и требуемым шагом квантования фазового сдвигаЛ | 0,1, количество устойчивых состояний должно быть равным 3600. При помощи формирователей 5 и 8 кодов соответственно сигналы устойчивых :оотношений мнргоустойчивых схем 6 и 7 преобразуются в опорные сигналы и виде кодо соответствующих мгновенным значениям напряжений сигнала строго гармонической формы. Эти опорные сигналы подаются на первые входы синхронных детекторов 9 и 4, ко вторый входам которых соответственно подаются входные сигналы. При этом на выходах синхронных детекторов 9 и 4 образуют ся напряже.ния, постоянные составляюи(ие которых пропорциональны косинусу от фазовых сдвигов между входными сигналами и опорными сигналами форми руемыми преобразователями 5 и 8. Устройства 10 и 13 усреднения подавляют высшие гармонические составляющие и шз в выходных сигналах синхронных детекторов. Нуль индикаторы 11 и 12 из постоянных составляющих выходных сигналов устройств усреднения 10 и 13 формируют сигналы управления многоустойчивыми схемами для временного сдвига их моментов заполнения в соответствии со знаком и уровнем усредненных постоянных составляющих выходных сигналов устройств усреднения. При достижении компенсации эти сигналы образуются в нуль. В этом случае разность порядковых номеров устойчивых состояний многоустойчивых схем порциональна фазовому сдвигу входных сигналов. Эта разность выделяётся при помощи регистра 2, выходные шины которого являются выходом устройства и регистрируются цифро-. вым отсчетным устройством t. Таким образом, на выходе регистра 2 образуется цифровой код, равный фазовому сдвигу между исследуемьми сигналами, Предлагаемый способ имеет следующие преимущества по Сравнению с известными: отсутствие влияния высших гармонических составляющих спектрой входных сигналов, а также высокую точность преобразования в условиях действия шумов.

Упомянутые преимущества достигаются за счет корреляционной обработки исследуемых сигналов при помощи опорных сигналов, выражаемых в виде цифровых кодов с дискретностью, определяемой гармоническимсоставом исследуемых сигналов, а также путем введения режима усреднения, действующего в течение интервалов времени кратных периоду исследуемых сигналов. Кроме того, по результатам корреляционной обработки осуществляется уравновешивание фазовых сдвигов исследуемых сигналов фазовыми сдвигами опорных сигналов, чем определяется однозначность отсчета, Структурная простота и высокая точность преобразования.

При реализации способа предполагается значительное снижение (в 10-2;С,ж раз) мультипликативной составляющей основной погрешности (0,004 Ср ) и погрешности сдвига на 180 угла между исследуемыми сигналами, так как при любых значениях фазовых сдвигов входных сигналов при компенсации достигается нулевое значение усредненного сигнала на выходе синхронного детектора, а порядковый номер устойчивого состояния многоустойчивых схем практически не оказывает влияния на точность формирования их фазовых сдвигов.

Это обусловлено интегрированием в течение интервала времени, кратного целому числу периодов входного напряжения результатов синхронного детектирования. При этом воздействие высших гармонических составляющих исследуемых и опорных сигналов практически исключается, так как результат интегрирования гармонического сигнала за время, кратное его пери рду, всегда равен нулю. Остаточная погрешность второго порядка малости может возникнуть лишь в результате относительной неточности формирования интервала интегрирования.

.Предлагаемый способ позволяет на 30-40 дБ снизить случайную погрешность, обусловленную влиянием шумов путем.увеличения времени усреднения, которое в предлагаемом способе может выбираться произвольно с дискретом, равным периоду входных сигналов. Базовая модель не имеет устройств усреднения и поэтому полностью подвер«оча действию шумов.

tf.

шш

7 V V7

V wr/

СПОСОБ ПРЕОБРАЗОВАНИЯ ФАЗОВОГО СДВИГА В ЦИФРОВОЙ КОД, основанный на компенсации измеряемого фазового сдвига исследуемых, сигналов путем временного сдвига циклически изменяющихся во времени дискретных значений кодов текущей фазы вспомогательных сигналов, а та1кже на считывании разности значений кодов текущих фаз вспомогательных сигналов, о т л и ч а ю щи и с я тем, что, с целью повьшения точности преобразования фазового сдвига при корреляционной обработке сигналов, осуществляют синхронное детектирование обоих сигналов с помощью двух опорных .сигналов в виде цифровых кодов, соответствующих мгновенным значениям напряжений гармонической формы, полученных при помощи преобразования дискретньк значений кодов текущей фазы вспомогательного сигнала при отношении. : Vгде TQ , Т - периоды исследуемого сигнала и дискретизации; (Л , целое число, определяющее номер высшей гармос ники спектра исследуемых сигналов, усредняют оба синхронно продетектированных сигнала на временном интервале, кратном периоду исследуемых сигналов, и этими усредненными сигналами управляют временными сдвигами дискретных значений кодов текущей vj фазы вспомогательных сигналов. СП :п

шш

UcvHXp

USx

-TL

8

л л t л N /

Ч

/J