Система передачи дискретной информации частотно-манипулированными сигналами Советский патент 1988 года по МПК H01L27/10 

1137626

Изобретение относится к электросвязи и может быть использовано для передачи данных.

Цель изобретения - повьгаение по- мехоустойчивости.

На фиг, 1 изображена структурная электрическая схема предлагаемой системы; на фиг. 2 - структурная электрическая схема модулятора; на ю фиг. 3 - структурная электрическая схема аппроксиматора; на фиг. 4 - структурная электрическая схема блока определения величины фазового

данные, поступающие от источника 1 информации, последовательно записываются в триггер 17 в начапе каждого значащего интервала времени импульсами, .поступающими из блока 4, определения момента изменения фазы сигнала. С выхода триггера 17 сигнал, соответствующий передаваемым данным, поступает на адресный вход ПЗБ 18, на выходе которого появляется двоичный код коэффициента К или К, записанный по адресу ООООО или 00001 соответственно. Коды коэффициентов

Изобретение относится к электросвязи. Цель изобретения - повьшение помехоустойчивости. Система передачи дискретной информации частотно-мани- пулированными сигналами содержит на передающей стороне источник 1 информации, модулятор 2, опорный генератор 5 и фильтр 6, а на приемной стороне - получатель 7 сообщений, фильтр 8 приема, усилитель 9, высокодоброт-. ные фильтры 10 и 11, детекторы 12 и 13 огибающей, блок сравнения 14 и блок согласования 15. С целью повышения помехоустойчивости на переда- ; ющей стороне введены блок 4 опреде- ления момента изменения фазы и блок 3 определения величины фазового сдвига сигнала.В блоке 3 на основании значения бита данных, поступающего от источника 1, значения б , поступающего из блока 4, и значения фазы гармонического колебания, поступающего из модулятора 2, происходит определение значений углов tp, (Г) илиср.( о) и вырабатывается сигнал, соответствующий необходимому фазовому сдвигу, который и поступает в модулятор 2. В блоке 4 происходит формирование управляющих импульсов, по которым в модуляторе 2 осуществляется сдвиг фазы и выработка сигналов, соответствующих значению. 5 ил. (Л оо 1 о: 1чЭ О5 ю

сдвига сигнала; на фиг. 5 - структур- 15 К, или К, необходимых для получения

ная электрическая схема блока определения момента изменения фазы сигнала.

Система передачи дискретной информации частотно-манипулированными сиг- 20 налами содержит на передаклцей стороне источник 1 информации, модулятор 2, блсзк 3 определения величины фазового сдвига сигнала, блок Д определения

псевдосинусоидальных сигналов соответственно с частотой f или f, поступают на управляемый делитель 19 частоты.

В управляемом делителе 19 частоты происходит деление частоты импульсов д опорного генератора 5 на коэффициент К или К. Делитель 20 частоты с постоянным коэффициентом

30

40

момента изменения фазы сигнала, опор-25 деления К осуществляет дальнейшее ный генератор 5 и фильтр 6, а на приемной стороне - получатель 7 сообщений, фильтр 8 приема, усилитель 9, первый и второй высокодобротные фильтры 10 и 11, первый и второй детекторы 12 и 13 огибающей, блок 14 сравнения и блок 15 согласования.

Модулятор содержит аппроксиматор 16, триггер 17, постоянный запоминающий блок 18, управляемый делитель or 19 частоты и. делитель 20 частоты. Аппроксиматор содержит счетчики 21, постоянный запоминающий блок (ПЗБ) 22 и цифроаналоговый преобразователь 23. Блок определения величины фазового сдвига сигнала содержит инверторы 24, сумматоры 25-27 и цифровой коммутатор 28. Блок определения момента изменения фазы сигнала содержит управляемые делители 29 и 30 частоты и делители 31 и 32 частоты.

Система работает следующим образом.

На передающей стороне источник 1 информации формирует сигналы логического нуля или логической единицы в соответствии со значением бита данных. Сигнал, соответствующий символу передаваемых данных, поступает

в модулятор 2, где происходит форми- -г выбирают таким образом, чтобы вьтол- рование сигнала с частотой f,, если бит данных имеет значение О, или с

45

50

понижение частоты импульсов с выхода управляемого делителя 19 частоты и служит для устранения нежелательных переходных явлений на выходе управляемого делителя 19 частоты. Таким образом, на выходе делителя 20 частоты частота импульсов изменяется дискретно и может быть равна f, или f;, где f: „/КоК,; 4 fo/KoK.

Импульсы с частотой f, или f с выхода делителя 20 частоты поступают на суммирующий счетчик 21. Сигналы с выходов счетчиков 21 поступают на вход ПЗБ 22, где обычный двоичный код преобразуется в синусоидальный. Синусоидальный код поступает на вход цифроаналогового преобразователя (ЦАД) 23, на выходе которого появляется псевдосинусоидальный сигнал. Каждый период псевдосинусоиды строится из N дискрет. Таким образом, частота формируемой псевдосинусоиды в N раз меньше, чем частота импульсов с выхода делителя 20 частоты. Дпя получения на выходе ЦАП 23 псевдосинусоидальных сигналов с частотой f или f коэффициенты К, К,, К и частоту fд опорного генератора 5

нялись следзгющие соотношения:

частотой f

2 5

если значение бита

данных 1. Для этого передаваемые

псевдосинусоидальных сигналов соответственно с частотой f или f, поступают на управляемый делитель 19 частоты.

В управляемом делителе 19 частоты происходит деление частоты импульсов д опорного генератора 5 на коэффициент К или К. Делитель 20 частоты с постоянным коэффициентом

0

0

5 деления К осуществляет дальнейшее

r

г выбирают таким образом, чтобы вьтол-

5

0

понижение частоты импульсов с выхода управляемого делителя 19 частоты и служит для устранения нежелательных переходных явлений на выходе управляемого делителя 19 частоты. Таким образом, на выходе делителя 20 частоты частота импульсов изменяется дискретно и может быть равна f, или f;, где f: „/КоК,; 4 fo/KoK.

Импульсы с частотой f, или f с выхода делителя 20 частоты поступают на суммирующий счетчик 21. Сигналы с выходов счетчиков 21 поступают на вход ПЗБ 22, где обычный двоичный код преобразуется в синусоидальный. Синусоидальный код поступает на вход цифроаналогового преобразователя (ЦАД) 23, на выходе которого появляется псевдосинусоидальный сигнал. Каждый период псевдосинусоиды строится из N дискрет. Таким образом, частота формируемой псевдосинусоиды в N раз меньше, чем частота импульсов с выхода делителя 20 частоты. Дпя получения на выходе ЦАП 23 псевдосинусоидальных сигналов с частотой f или f коэффициенты К, К,, К и частоту fд опорного генератора 5

выбирают таким образом, чтобы

нялись следзгющие соотношения:

выбирают таким образом, чтобы

f, fo/K,K,N; f f,.

В данной реализации N 64, и, следовательно, один период псевдосинусоиды состоит из 64 ступеней и формируется за 64 импульса, поступающих с выхода делителя 20 частоты.

Для осуществления манипуляции фазы на середине длительнрсти единичного элемента сигнала (е.э.с.) из блока 4 определения момента изменения фазы сигнала поступает управляющий импульс на счетчики 21, по которому в них записьтается код, поступающий из блока 3 определения величины фазового сдвига сигнала. На выходе счетчиков 21 должен присутствовать такой код, при записи которого в счетчики 21 происходит фазовый сдвиг в формируемой псевдосинусоидальной последовательности на

уголср.С-о) Т(1 +t:/T) или )

(1 -Т/т), если формируются сигналы с меньшей частотой f, или большей частотой f соответственно. При

этом ч; - длительность элемента сигнала, меньше интервала ортогональности Т I/If, - . Поскольку один период псевдосинусоиды формируется за 64 импульса, поступающих н вход счетчиков 21, то прибавление к содержимому счетчиков 21 дополни тельной единицы приводит к фазовому сдвигу на угол и, С| 360°/64 5, 625°, в то время, как вычитание одной единицы, что эквивалентно изъятию одного импульса из последовательности, поступакнцей на вход сче;тчи- ков 21, приводит к фазовому сдвигу на угол - 5,625 или, что в данном случае то же самое, на угол 354,375

Поскольку двоичный счетчик 21 суммирует импульсы по модулю 64 то, если в нем находится двоичный код, соответствующий числу X, при вычитании числа у выполняется соотношение

X - у X + (64 - y)(mod64).

Тогда для осуществления фазового сдвига в формируемом псевдосинусоидальном сигнале на угол cf,j к содержимому счетчика необходимо прибавить двоичньй код, соответствующий частному от деления ,625°, если Цу О, и код, соответствующий двоичной записи числа 64 -if /5,625° , если cfy 0.

Для того, чтобы углы ч, (т) и Cfj (Т) делились на 5,625 без остатка

в данной реализации установлено, что длительность можно изменять только дискретно с щагом йТ Т/32. Тогда изменение длительности е.э.с.Т на ± Л i приводит к изменению углов tf, () ич з( с) на ± 5,625°. Поскольку значения углаЧ Д ) лежат в пределах 180 Ч ,( г:) 360% а угла ц- () - в пределах О i cp,( i:) 180 , то для введения фазового сдвига на угол ср, (Т) к содержимому счетчиков 21 прибавляется разность между числом 64 и частным от деления значения СР,(t) на 5,625 , а для осуществления

5

сдвига фазы в формируемом сигнале на угол ) к содержимому счётчиков 21 прибавляется двоичный код результата деления tf. () на 5,625. С

0 выхода ЦАП 23 псевдосинусоидальный сигнал поступает на вход фильтра 6.

В блоке 3 определения величины фазового сдвига на основании значения бита данных, поступающего от

5 источника 1 информации, значения (Т), поступающего из блока 4 определения момента изменения фазы сигнала и значения фазы гармонического колебания из модулятора 2, происхоQ дит определение значений углов (f. (tr) илиср СТ) и вырабать1вается сигнал, соответствующий нeoбxoдимo ry фазовому сдвигу, который и поступает в модулятор 2.

Блок 3 определения величины фазового сдвига сигнала работает следующим образом.

Из блока 4 определения момента изменения фазы сигнала поступает дво

ичный код Ау, ..., Ад, определяющий значение t . В данной реализации длительность е.э.с. может устанавливать ся дискретно с щагом и с Т/32 и иметь 32 значения, и на блок 3.определения величины фазового сдвига сигнала поступает двоичный код Ау, ..., AQ, вьфажающий значение f через лГ, т.е. код, . определяющий отношение /й , изменяющийся в пределах 000001, что соответствует Г Т/32 до 100000, что соответствует tT т. В блоке 3 определения величины фазового сдвига сигнала происходит определение кода относительной разности (т -о )/л с T/i T- - Т /it 32.-«Г/д (Г,которьгй Г редстав- ляет собой код, дополняющий код А,

А„, числа /лТ До 32. Для получекода

.. ., iig

ния дополнительного кода от

Ч

А, последний инвертируется

в инверторах 24 и к младшему разряду инверсного кода прибавляется 1 в сумматорах 25. На выходе сумматоров 25 получается код, соответствующий (Т -

-e)/i.

Поскольку в предлагаемом устройстве период псевдосинусоидального сигнала аппроксимируется 64 ступенями, то фазовый сдвиг на 2 Гэквивалентен прибавлению к содержимому счетчиков 21 в аппроксиматора 16 числа 64, тогда угол (fj() можно представить следующим образом:

,. - 64 Д -Г , Т -С

Ч,(-) 2- Т - Следовательно, для введения в формируемый на передающей стороне псевдосинусоидальный сигнал фазового сдвига на угол tf (Т) необходимо к содержимому счетчиков 21 аппроксиматора 16 прибавить код с выхода сумматоров 26. Для этого сигнал управления, соответствующий передаваемому биту дан- ных из источника 1 информации, в виде уровня логической единицы поступает на цифровой коммутатор 28,который срабатывает таким образом,что на его выходе появляется сигнал прямого кода числа (Т - /л С , который суммируется с нулями в сумматорах 26. Таким образом, на выходе сумматоров 26 появляется код числа (т - б )/й С , который поступает на входы сумматоров 27, где, прибавляется к коду, определяющему состояние счетчиков 21. В этом случае на выходе сумматоров 27, постоянно будет присутствовать такой код, при записи которого в счетчики 21 проис- ходит сдвиг в формируемом псевдосину- соидапьном сигнале на угол q (с) .

По аналогии с представлением угла ) вьфажение для определения угла -f, () расписьшаем следующим образом

q,() -(1 +|) - (1 )

Т - Г

2;- f / „ „ (---) ,

тогда для данной реализации угол Cfj (f) можно представить

т Т

,д) 64 - .

Таким образом, для получения сдви га на угол ср, ( ь ) , когда передаваемый бит данных равен нулю, необходимо, к содержимому счетчиков 21 в аппроксй

5

10 5

2025 зо -35 дО

с

50

55

маторе 16 прибавить код разности между 64 и (Т -€)/u c j т.е. прибавить код, дополняющий код числа (Т -t)/ /лТ до 64. Для получения дополнительного кода числа (Т )/иТ сигнал управления, полученный инверсией символа передаваемых данных, поступает на цифровой коммутатор 28, который срабатьшает таким образом, что на его выходе появляется код, инверсный коду числа (Т - D/uT. К младшему разряду инверсного кода в сумматорах 26 прибавляется логическая единица, и на выходе сумматора появляется код, дополняющий код числа (Т - f) / d o до 64. Дополнительный код поступает в сумматоры 27, где к нему прибавл яется код, соответствующий состоянию счетчиков 21, и на выходе сумматоров 27 будет присутствовать код, при записи которого в счетчиках 21 в формируемой псевдосинусоиде происходит сдвиг на угол q, (т) .

В блоке 4 определения момента изменения фазы сигнала : происходит формирование управляющих импульсов, по которым в модуляторе 2 осуществляется сдвиг фазы и вьфаботка сигналов, соответствующих значению € , поступающих в блок 3 определения величины фазового сдвига сигнала. Для этого на входе делителей 30 и 32 частоты до начала работы устанавливают двоичный код, соответствующий значению ZT . При этом считают, что интервалу ортогональности, т.е. отрезку времени Т, соответствует двоичный код 100000. Код, соответствующий С , запи- сьшается в делители 30 частоты, откуда считывается импульсами, поступающими с делителя 32 импульсов. По сигналу, появляющемуся в конце интервала времени Г, происходит перезапись кода Т в делители 30 и запись следующего информационного бита в триггер 17. Двоичньй код Aj-, ..., Ад значения б поступает в блок 3 определения величины фазового сдвига сигнала.

Для определения момента времени Т/2 код числа S записывается в делители 32, откуда считьшается импульсами, частота которых в два раза пре- выщает частоту импульсов, идущих для получения интервала времени с , Таким образом, импульс на выходе появляется в моменты времени , По этому импульсу в модуляторе 2 осущеcr

21

xL

СГ

23

M

PROfi

22 ,

Л

L

HC

HL J

Ш

Фиг.з

фигЯ

Фиг. 5