Способ регулирования тока нагрузки непосредственного преобразователя частоты с естественной коммутацией Советский патент 1988 года по МПК H02M5/22 

4ib 4 Cb Од 00

1

Изобретение относится к электротехнике, а именно к нреобразователь- ной технике, и может быть использовано для управления непосредственными преобразователями, частоты с естественной коммутацией (НПЧ).

Цель изобретения - повышение точности регулирования тока при изменяющейся во времени противо-ЭДС нагрузки.

На фиг.1 приведена функциональная схема устройства, реализующего способ; на фиг.2 - временные диаг- , поясняющие работу устройства; на фиг.З - функциональная схема устройства компенсации ЭДС.

Устройство для реализации способа регулирования тока НПЧ, собранного, например, по трехфазной нулевой схеме и нагруженного на обмотку статора двухфазного синхронного двигателя (СД) с постоянными магнитами, содержит блок датчиков 1 напряжений питающей сети (ДНС), формирователь 2 опорных сигналов (ФОС) ристему 3 управления НПЧ (СУ), сумматор 4, регулятор 5 тока (РТ), узел 6 компенсации ЭДС вращения СД (УКЭ), сумматор 7, узел 8 задания тока нагрузки (УЗТ датчик 9 тока нагрузки (ДТ), датчик 10 частоты вращения ротора СД (ДЧВ), датчик 11 положения ротора СД (ДПР)«

Входы ДНС 1 подключены к источникам соответству5ощих сетевых напряжений, а их выходы соединены с соответствующими входами ФОС 2. Выходы ФОС 2 подключены к входам опорных сигнешов СУ 3, управляющий вход которой соединен с выходом сумматора 4, а вькоды подключены к управляющим электродам соответствующих вентилей НПЧ. Первый вход сумматора 4 соединен через РТ 5 с вькодом сумматора 7 входы которого подключены к выходам УЗТ 8 и ДТ 9. Второй вход сумматора 4 подключен к выходу УКЭ 6, входы которого соединены с выходами ДЧВ 10 и ДПР 11 синхронного двигателя.

УКЭ 6 может быть выполнен, например, по функциональной схеме, приведенной на фиг.З. В состав УКЭ 6 входят два постоянных запоминающих устройства (ПЗУ) 6.1 и 6,2, два умножающих цифроаналоговых преобразователя (ЦАТ) 6.3 и 6.4, два аналоговых перемножителя 6.5 и 6.6,.два функциональных преобразователя (ФП1 и ФП2) 6.7 и 6.8, два сумматора 6.9 и 6.10,

466812

интегратор со сбросом (и) 6.11 и сумматор 6.12, нуль-орган (НО) 6.13 и формирователь импульсов сброса (ФИ) 6.14 , При этом входы обоих ПЗУ 6.1

и 6.2 соединены с выходом ДПР 11 (фиг.1), а их выходы через соответствующий ЦАП 6.3 или 6.4 подключены к первым входам перемножителей 6.5

Q и 6,6. Входы опорных сигналов ЦАП 6.3 и 6.4 непосредственно, а также вторые входы перемножителей 6.5 и 6.6 через функциональные преобразователи 6.7 и 6.8 подключены к выходу

15 ДЧВ 10 (фиг.1). Выходы указанных перемножителей соединены с входами первого сумматора 6.9, выход которого подключен к входам второго и третьего сумматоров 6.10 и 6,12, вторые

20 входы которых соединены с выходом второго ЦАП 6„4. Выход второго сумматора 6.10 соединен с сигнальным входом И 6.11, входы сброса которого через НО 6.13 и Mi 6„14 соединены с

25 выходом третьего сумматора 6.12, а выход является выходом УКЗ 6 (фиг.1). Предлагаемый способ регулирования тока нагрузки НПЧ с естественной коммутацией можно уяснить, рассмотрев 30 работу устройства (фиг.1). Временные диаграммы, поясняющие его функциони- . рование при работе одного комплекта вентилей НПЧ и гармонических напряжениях питающей сети, приведены на

35 фиг.2, где е, е, е напряжения питающей сети; U выходное напряжение питающей НПЧ; е - ЭДС нагрузки НПЧ; е(, и , - соответственно, напряжения питающей се40 ти очередного и предыдущего вентилей; Пощ,- опорный сигнал очередного и п-го вентиля; е of сигнал ЭДС нагрузки, опережающий реальную ЭДС на один интервал дискретности

45 (т - пульсность НПЧ); ёд - сигнал компенсации ЭДС нагрузки;У - момент включения очередного п-го вентиля; )t - .текущее время t в угловых единицах в масштабе круговой часJQ тоты сети U) ; L/- фаза ЭДС нагрузки относительно начала отсчета времени; So импульсы сброса интегратора 11 в устройстве компенсации ЭДС (фиг.З).

Устройство (фиГоО работает следующим образом.

Сигналы, пропорциональные напряжениям питающей сети, с выходов ДНС 1 поступают на входы ФОС 2, где для

свой опорный сигнал о Работа формирователя организована в соответствии

п-го вентиля можно записать уравнением:

Изобретение относится к электротехнике и может использоваться для управления непосредетвенньп и преобразователями частоты с естественной коммутацией. Целью изобретения является новьшение точности регулирования тока при изменяющейся во времени противо-ЭДС нагрузки. Цель изобретения достигается тем, что импульсы управления вентилями преобразователя формируют и подают в моменты равенства опорного сигнала и управляющего сигнала, который формируют как сумму сигнала, пропорционального разности сигнала задания тока и измеренного тока нагрузки, и сигнала компенсации противо-ЭДС нагрузки. Причем сигнал компенсации формируют пропорционально интегралу от разности сигнала, пропорционального реальной ЭДС нагрузки и опережающего его на один интервал дискретности преобразователя, и сигнала, пропорционального реальной ЭДС нагрузки, причем ре- зульта т интегрирования обнуляют в MOfjeHT перехода через ноль суммы интегрируемых сигналов. 3 ило сл

Uon(,(V)- I te,.,,(V)-e,(V)lolV,

где V.. - момент установки нулевых

начальных условий интегратора.

Указанный момент времени определяется моментом перехода через ноль первой гармоники суммы интегрируемых напряжений при углах управления п-го вентиля . Нетрудно видеть что при гармонических напряжениях питающей сети опорный сигнал очередного вентиля (1) пропорционален cos oi (фиг.2а,б).

Опорные сигналы поступают на вход системы управления НПЧ СУ 3, где в момент сравнения опорного и управляющего сигналов происходит выработка импульса управления, включающего очередной вентиль. Управляющий сигнал и формируется сумматором 4 путем сложения выходного сигнала РТ 5 и сигнала компенсации ЭДС с выхода УКЭ 6, который формируется по алгоритму

V

io(V)4- е j(t)-e,(t), (2)

V,

где е (t) - сигнал, опережающий истинную ЭДС на один интервал дискретности б, который в дальнейшем будем назьшать опережающим ЭДС;

V - момент обнуления результата интегрирования (2) определяемый временным положением импульсов сброса Sc (фиг.2б). Сигнал компенсации ЭДС (2) формируется в УКЭ 6 (фиг.З), который работает следующим образом.

Известно, что ЭДС вращения, наводимую в фазной обмотке СД с постоянными магнитами, одной парой полюсов и при принебрежении реакцией якоря можно представить в виде уравнения

,(t)K sin ,(t),

О t

где )(t) угловое положение ротора СД;

(1)

К - коэффициент пропорциональности. Предположим, что частота вращения ротора СД постоянна, т.е.

ft ° Угол поворота ротора СД, выраженный в электрических градусах, т.е. взятый в масштабе частоты сети .to, можно записать как

r(t) - ot (uJt)gV (5)

где g ujj/u; - кратность частот ЭДС

нагрузки и питающей сети.

Соответственно, когда уравнение (3), преобразованное по ма.сштабу частоты сети при принятом отсчете времени (точка О, фиг.2), можно записать в виде

e.,(V)Ku)sin g(V-if),

(6)

Тогда опережающая ЭДС нагрузки может быть записана в виде

{

(V)Ku;sin g(V- с). (7)

Полученное уравнение можно преобразовать следующим обрахом

40

(V)Ku;Jsin ;g(V-if)cos gee + cos g () sing бе.

(8)

,

45

55

Сигнал Г ДПР 11 (фиг.1), представленный в виде (К+1)-разрядного двоичного кода, поступает на адресные входы ПЗУ 6.) и 6.2 УКЭ 6 фиг.З В зтих ПЗУ по соответствующим адресам записаны значения sin (ПЗУ 6.2) и cos у(ПЗУ 6.1) в диапазоне 0 - 360 град, позтому при поступ- (-„ лении на их входы кода угла Г (,, у,...,) на выходах ПЗУ появляются коды синуса и косинуса соответствующего угла. Эти коды преобразуются в аналоговый сигнал в ЦАП 6.3. и 6.4, в качестве опорного сигнала которых используется сигнал ДЧВ 10 (фиг.1), пропорциональный ,(t). Поэтому выходные сигналы ЦАП 6.3 и 6.4 соответственно равны

Uf. Kw cosy Kw,cos Г g(V-i/) ; Т e „ US-KU O sin С g(V-i),J

т.е. сигнал реальной ЭДС вращения, наводимой в обмотке фазы СД, получается на выходе ЦДЛ 6.4, как это следует из сопоставления выражений (6) и (9).

Сигнал с выхода ДВЧ 10 4(t) поступает также на входы функциональ- йых преобразователей ФП 6.7 и 6.8 (фиг.З), которые имеют соответственно синусную и косинусную характеристики. Коэффициент передачи этих звеньев выбран так, что их выходные сигналы равны

.(K,4)sin &„ sin(g6o) U((K,cJo) (§0Л

(ю

с помощью аналоговых перемножителей 6,5 и 6.6 происходит умножение со- ответствующих сигналов ДАЛ 6.3, 6.4 и ФП 6.7, 6.8 (9) и (10), в результате чего на их выходах формируются сигналы

Ui Kuiocos gCV-M) sin(g0e);

и i К g(V-t/) cosCg e)

(П

Сумма указанных сигналов вычисляется Сумматором 6.9 (фиг.З), представляет собой нечто иное, чем сигнал опережающий ЭДС , записанный уравнением (8),

Сигналы реальной и опережшощей ЭДС нагрузки поступают на сумматор 6.10, вычисляющий их разность, которая затем поступает на И 6.11. И 6.11 формирует сигнал компенсации ЭДС ё в соответствии с выражением (2).

Сброс интегратора И 6„11 осуществляется импульсами S, которые фор- шфуются цепью, состоящей из Н.О 6ЛЗ и ФИ6,14. Временное положение импульсов сброса определяется моментом перехода через ноль суммы реальной и опережающей ЭДС, которая вычисляется сумматором 6.12.

Периодическое обнуление выгодного напряжения интегратора И 6.11 необходимо для исключения влияния дрейфа на выходной сигнал УКЭ ёд. Из уравнения (2) следует, что

(Voo )

5 Л

T. W - e,(V)jV/,,,0 (12)

Подставив (6) и (7) в (12), после интегрирования и элементарных преобразований получаем уравнение для определения момента УО

15

sinCg(V,o-W |-) V sin S| 0 .

(13)

ff л

Поскольку sinXl-)0 только при OJ

0, то при отличной от нуля частоте вращения СД уравнение (13) можно привести к виду

б,

2

(V,.-if-H 1) О, (14)

sin

При этом выходной сигнал сумматора 6.12 с учетом уравнений Сб и (7) равен

o.(V)/,,,,

ов

t2K4sintg(V-U+-|)cos |-/v.voe 0 5)

При подстановке (14) в (15) последнее обращается в тождество, следовательно, организуя сброс интегратора И 6.11 в моменты перехода через нуль и суммы сигналов реальной и опережающей ЭДС, можно точно реализовать уравнение (2).

Как известно, среднее значение напряжения на некотором п-м интервале дискретности НВЧ равно

..ы Мвшы- Е,(„, (16) где 1,„к(„и. Е,„, - средние значения

тока и противо- ЭДС нагрузки на этом интервале; R н - активное сопротивление нагрузки При этом сигнал управления НПЧ в момент включения п-го вентиля V можно представить в виде

U,(,(V)+e (VJ (17)

|

Полагая коэффициент передачи НПЧ равным единице, по напряжению можно записать равенство U ftwxi) vtv).

откуда подстановкой (16) и (17) при условии идеальной компенсации ЭДС

получаются два уравнения

Е„1 вм(п1 UPT(V); (18) ЕС(П) ec(VJ(19)

Для выявления сущности предлагаемого способа предположим, что активное сопротивление нагрузки пренебрежимо мало, откуда следует, что PT(V)O, и

UeM.tM Ес(,, U,(V)e,(V). (20)

тот случай изображен на временных иаграммах фиг.2.

Считая , что длительность п-го интервала дискретности незначительно отличается от нормированной величины 6j, можно записать, что

c(V)cJV,(20

В соответствии с формулой Ньютона- Лейбница уравнение (21) можно представить суммой двух слагаемых

n.ecWdv/,.,,;- Se(V)dV/v.v J. (22)

Первое слагаемое с учетом (6) и (7) преобразуется к виду

e(V)dVf,,,e Ieof(V)dV/,,,. (23

Подставив (.23 в (22), а также имея в виде (21 и U2U окончательно получаем

Eour-R:K-of(v)-ec(v)civ;,.,.

оы бо Vn

i- ) e,(V),(V. (24)

V,,

Таким образом, значение сигнала компенсации противо-ЭДС нагрузки в каждый момент времени пропорционально тому среднему значению последней, которое имеет место на очередном интервале дискретности при включении очередного вентиля в этот момент времени. Таким образом, из сопостав

466818

ления (24) и (20) следует, что прл формировании сигнала компенсации ЭДС в соответствии с предлагаемым алгоg ритмом (2) компенсация влияния ЭДС на ток нагрузки НПЧ следует из временных разверток (фиг.2), где сопоставлены кривые выходного напряжения НПЧ при управлении им по указанному

10 способу (фиг.2а, сплошная линия) и при известном способе компенсации по мгновенным значениям ЭДС (фиг.2а, пунктир).

Следовательно, повьшение точности

15 регулирования тока при изменяющейся во времени ЭДС нагрузки в предлагаемом изобретении достигается благодаря формированию сигнал компенсации ЭДС, прогнозирующего возможное

20 среднее значение указанной ЭДС на очередном интервале дискретности, что дает возможность при определении момента включения очередного вентиля достаточно точно учитывать, какая

25 доля от среднего выходного напряжения пойдет на создание очередного среднего тока нагрузки, и соответственно обеспечивать точную отработку заданного тока.

30

Формула изобретения

Способ регулирования тока нагрузки непосредственного преобразователя частоты с естественной коммутацией, заключающийся в том, что формируют сигнал задания тока и сигнал компенсации противр-ЭДС нагрузки, измеряют ток нагрузки, формируют управляющий сигнал в виде суммы сигнала, пропорционального разности сигналов задания тока и измеренного тока нагрузки, и сигнала компенсации противо-ЭДС нагрузки, формируют опорный сигнал, синфазный с фазами сети, в моменты равенства опорного и управляющего сигнала формируют и подают импульсы управления на соответствующие вентили непосредственно преобразователя частоты с естественной коммутацией, отличающийся тем, что, с целью повьшения точности регулирования тока при изменяющейся во времени противо-ЭДС нагрузки, измеряют регулярную ЭДС нагрузки, указанный сигнал компенсации противо-ЭДС формируют пропорционально интегралу от разности сигнала, пропорционального реальной ЭДС нагрузки и опережающего

35

40

45

50

55

ее на один интервал дискретности преобразователя, и сигнала, пропорционального реальной ЭДС нагрузки.

; (п}

а

14А6681

10

причем результат интегрирования обнуляют в момент перехода через ноль суммы интегрируемых сигналов.

Фиа.1

Фаз. 2