Способ измерения разности фаз между последовательностями периодических импульсов со скважностью больше двух Советский патент 1992 года по МПК G01R25/00 

сл

с

Изобретение относится к измерительной технике, в частности к способам и сред- ствам измерения разности фаз и предназначено для использования в им- пульсно-фазовых светодальномерах. Изобретение позволяет расширить область применения путем формирования заданного закона изменения однозначной ветви выходной характеристики. Способ измерения разности фаз заключается в перемножении ограниченных по амплитуде последовательностей периодических импульсов с последующей фильтрацией низкочастотной составляющей. Причем импульсы опорной последовательности модулируют по амплитуде и времени следования. 1 табл , 6 ил

Изобретение относится к измерительной технике, в частности к методам и средствам измерения разности фаз. и предназначено для использования в им- пульсно-фазовых светодальномерах.

Известен способ измерения разности фаз, заключающийся в перемножении двух гармонических сигналов с последующей фильтрацией низкой частоты/ В результате выходное напряжение пропорционально косинусу угла сдвига фазы между входными сигналами.

Недостаток этого способа заключается в том, что закон изменения выходного напряжения является гармоническим, однозначно определен видом входных сигналов и не может быть изменен.

Известен способ измерения разности фаз, заключающийся в перемножении двух входныхсигналов, фильтрации низкочастотных составляющих, дальнейшем нормировании и масштабном суммировании синусного и косинусного выходных сигналов. В результате напряжение на выходе линейным образом соответствует разности фаз входных сигналов.

Недостатками указанного способа являются сложность реализации и эффективность его работы только при синтезе линейного закона изменения выходного сигнала.

Известен способ измерения разности фаз, заключающийся в ограничении по амплитуде двух входных сигналов, их перемножении с последующей фильтрацией низкочастотной составляющей.

Однако при измерении разности фаз между сериями прямоугольных импульсов однозначная ветвь выходной характеристики имеет линейный характер (фиг. 1а), который не может быть изменен.

i VJ со

Јь

о со ю

В то же время при использовании фазо- измерительных устройств в импульсно-фа- зовых светодальномерах линейный закон изменения однозначной ветви выходной характеристики не всегда является оптимальным.

Известно, что среднеквадратическое отклонение (о) измерений дальности относительно истинной (D ) в фазовом свето- дальномере определяется выражением

а sD.

(D

где s - коэффициент (в сканирующих светодальномерах).

Поэтому с ростом измеряемой дальности точность измерений объективно падает. Цифровые способы обработки измеренного сигнала дальности предполагают наличие на выходе светодальномера аналого-цифрового преобразователя (АЦП).

Разрядность АЦП определяется, с одной стороны, диапазоном изменения выходного напряжения фазометра - Um, с другой - наименьшей из допустимых погрешностей измерения дальности (ДО0), которые меняются в зависимости от измеряемых расстояний (в соответствии с (1)). Вес младшего разряда АЦП должен быть не более A Do, соответствующего AD0 (см. фиг.1а). Тогда число разрядов определяется

как п

т-. В то же время с ростом дальДЦ/

ности допустимая погрешность измерения растет и в других точках измеряемого диапазона младшие разряды АЦП не используются, так как их вес меньше допустимой погрешности измерений Д0е Д00. Поэтому при большом диапазоне измеряемых расстояний и требовании высокой точности в светодальномере необходимо применять многоразрядное АЦП, хотя его младшие разряды используются только при измерении малых расстояний. А это значительно усложняет техническую реализацию дальномера и уменьшает его быстродействие.

В таких устройствах более целесообразным был бы закон изменения однозначной ветви выходной характеристики в виде зависимости, пропорциональной величине m - D2 или m - D3, где m - число, что позволило бы значительно сократить количество разрядов АЦП за счет увеличения веса младшего разряда от Д D0 до Д De с ростом измеряемой дальности в соответствии с (1) (фиг.1 б,в). В некоторых случаях с целью сжатия измеряемого диапазона целесообразная логарифмическая зависимость выходного напряжения фазометра в пределах

зоны однозначности выходной характеристики. Возможны и другие требования к закону изменения сигнала на выходе фазоизмерительной схемы. Известный способ не может осуществлять перестройку закона изменения однозначной ветви своей выходной характеристики в соответствии с заданными требованиями.

Целью изобретения является расширение области применения путем формирования заданного закона изменения однозначной ветви выходной характеристики за счет дополнительных модуляций опорной последовательности импульсов.

Указанная цель достигается тем, что согласно способу измерения разности фаз, заключающемуся в перемножении ограниченных по амплитуде последовательностей периодических импульсов со скважностью

больше двух с последующей фильтрацией низкочастотной составляющей, модулируют импульсы опорной последовательности по амплитуде и времени следования.

На фиг.1 показаны выходная характеристика прототипа, одна из возможных характеристик устройства, реализующего способ и схема определения необходимого числа разрядов последующего АЦП; на фиг.2 - схема выбора аппроксимирующих прямых;

на фиг.З - графики, поясняющие работу устройства, осуществляющего способ; на фиг.4 - блок-схема устройства, реализующего способ; на фиг.5 - пример техреализации амплитудного модулятора; на фиг.6 - пример техреализации счетчика.

Способ осуществляют следующим образом.

Пусть на выходе фазометра для однозначной возрастающей ветви характеристики необходимо синтезировать закон 1)Вых U f , имеющи и положительную вторую производную. Проведем кусочно-линейную аппроксимацию заданной зависимости, при этом выберем узловые точки р , так, чтобы

на участке ((p ;ip + 1 ошибка аппроксимации не превосходила заданную Д11| (фиг.2). Алгоритм выбора аппроксимирующих прямых и соответствующих узлов определяется следующими положениями.

)+()«

рассматриваемого участка р совпадает с верхней границей предыдущего. Известен закон изменения U (р) и допустимая погрешность аппроксимации на каждом участке AUj. Отсюда возможно определение значения верхнего узла р + 1 следующим образом.

Максимальная ошибка аппроксимации на участке имеет место при некотором значении рэ, определяемом выражением (по- иск экстремума

(у-иЫ)

откуда с учетом (2) следует

u. Р +1 -

С другой стороны, ошибка аппроксимации не может превосходить допустимую погрешность Д Ui, отсюда

A (p3i)-U(i)|

(4)

С учетом (2) - (4) имеем систему из двух уравнений с двумя неизвестными 9%i ф + 1 :

и-М и( + 1)иЫ

Р +1 - де

. ,, U (pt +i)-u(pj) , ,

A Ui vr ( - (fl) + -ос

р + 1 - (

+ U(pi)-U(yb.)

(5)

Система (5) позволяет определить р + 1 и тем самым получить по выражению (2) уравнение аппроксимирующей прямой.

Пусть на вход фазоизмерительного устройства приходят последовательности пря- моугольных импульсов с внутренней частотой f. При этом длительность импульсов меньше половины периода их следова1нияТ - и много больше длительности из

фронтов. Тогда на выходе фазометра имеет место напряжение, равное сумме величин, пропорциональных произведению соответствующих входного и опорного импульсов в

их перекрывающейся части. Таким образом, имеем

и8Ых 2 А Bi чх , (Јj

5

0

15

0

5

0

с

b

0

5

и

55

где А - амплитуда входного импульса;

BJ - амплитуда соответствующего опорного импульса на входе перемножителя;

ф 2jrfti,

где ti - длительность перекрывающейся части сравниваемых импульсов (фиг.За).

Очевидно, что с ростом времени задержки входной последовательности импульсов ti и (р будут линейным образом изменяться.

На фазоизмерительное устройство поступает последовательность из N импульсов, поэтому в результирующее напряжение определяет осредненный результат фазового измерения no N периодам. Результат измерений в каждом из периодов определяется имплитудами входного и опорного импульсов, а также их фазовым сдвигом. Модулируя опорные импульсы по амплитуде (В|), возможно изменение крутизны выходной характеристики (см. выражение (6)), а использование модуляции по времени следования опорных импульсов дает возможность производить эти изменения в определенный момент времени. Действительно, при измерении сдвига фазы между двумя одинаковыми периодическими последовательностями из N импульсов измерение по закону (6) производится одновременно в каждом из периодов (фиг.36). В случае временной и амплитудной модуляции опорной серии импульсов измерение в каждом из периодов производится с соответствующей крутизной и с определенным временным запаздыванием, что позволяет придать выходной характеристике вид кусочно-линейной функции с возможностью ее произвольного формирования (фиг.Зв).

Выбор законов модуляции опорной серии импульсов определяется требуемым видом выходной характеристики по алгоритму 1-3.

Рассмотрим соответствующую процедуру для функции Увых U (р), имеющей положительной вторую производную (фиг.Зв).

Пусть в соответствии с алгоритмом 1-3 выбрана кусочно-линейная функция и определены К узлов; (р0 . . . , fk , для каждого из участков ip0 - (р : f - - . . . / - 1 fk

определены аппроксимирующие прямые:

У01 Со,1 р при р,(р0 , У02 С1,2 Fi,2 при , (pi} yk-1.k Ck-1.k p + Fk-1.k при . - 1 , k

Установим законы модуляции опорной серии импульсов, позволяющие синтезировать заданный вид однозначной ветви выходной характеристики. Пусть амплитуда входных импульсов после амплитудного ограничителя равна А. Тогда согласно (6) амплитуда и время задержки соответствующего опорного импульса определяется согласно таблице.

Выражения приведены с учетом того, что при осреднении на ФНЧ после перемножения последовательностей импульсов происходит накопление результатов измерения. За счет временной модуляции в опорной серии импульсов при измерении различных фазовых сдвигов число периодов измерений, участвующих в осреднении на данном участке характеристики будет равным (фиг.Зв) - от единицы до числа аппроксимирующих прямых К. Поэтому и амплитуда соответствующего импульса опорной серии выбирается с учетом амплитуд предыдущих импульсов. При числе импульсов в последовательности N больше К, К + 1 опорный импульс имеет параметры 1-го импульса, К + 2 - второго и так далее, что обеспечивает увеличение периодов измерений, участвующих в осреднении на соответствующих участках выходной характеристики.

Осуществление способа рассмотрено для функции U (р), имеющей положительную вторую производную. Аналогично он применяется и для убывающей ветви характеристики при синтезе закона, имеющего отрицательную вторую производную. Другие виды закона (J(p синтезируются по указанным примерам при использовании инверсного выхода перемножителя.

Таким образом, предлагаемый способ позволяет сформировать требуемый закон изменения участка однозначной ветви выходной характеристики с необходимой точностью, что обеспечивает расширение функциональных возможностей способа.

Устройство измерения сдвига фазы содержит последовательно соединенные первый усилитель-ограничитель 1, управляемую линию 2 задержки, амплитудный модулятор 3, перемножитель 4, фильтр 5

низкой частоты, а также второй усилитель- ограничитель 6 и счетчик 7. Выход второго усилителя-ограничителя 6 соединен с вторым входом перемножителя 4, выход первого усилителя-ограничителя соединен с входом счетчика 7, выход которого соединен с управляющими входами управляемой линии 2 задержки и амплитудного модулятора 3.

Первый и второй усилители-ограничители 1 и 6, а также перемножитель 4 реализуется по известной схеме.

Фильтр низкой частоты 5 представляет из себя интегратор на операционном усилителе.

Амплитудный модулятор 3 (фиг.5) состоит из последовательно соединенных набора задатчиков 8 напряжения, мультиплексора

9и преобразователя 10 уровня. При этом управляющие входы мультиплексора 9 являются управляющим входом всего амплитудного модулятора 3, а второй (информационный) вход преобразователя

10уровня является входом амплитудного

модулятора 3.f

Задатчики 8 напряжения реализуются в виде потенциометров и источника напряжения., Счетчик 7 (фиг.6) выполняется в виде .

соединения двоичного счетчика 11 и цифровых компараторов 12 и 13 (на основе АЛУ 564 ИПЗ), причем выходы цифровых компараторов 12,13 соединены через элемент ИЛИ 14с входом обнуления двоичного счетчика 11.

Порог срабатывания цифрового компа- ч ратора 12 установлен равным числу К (число различно модулированных импульсов опорной серии), а порог срабатывания компаратора 13 установлен равным числу импульсов в опорной последовательности - N. Устройство работает следующим оора- зом.

На входе первого 1 и второго 2 усилителей-ограничителей приходят соответственно . опорная и входная последовательности импульсов, где они ограничиваются по амплитуде и формируются по форме. Опорная серия поступает с выхода первого усилителя-ограничителя 1 на вход счетчика 7 и управляемой линии 2 задержки. При этом задержка по входу на управляемой линии 2 задержки больше, чем время срабатывания счетчика 7. В соответствии с номером импульса в пришедшей последовательности счетчик изменяет цифровой код на своем выходе, который служит управляющим для управляемой линии 2 задержки и амплитудного модулятора 3. Управляемая линия 2 задержки, пропуская через себя очередной импульс опорной последовательности, увеличивает его время задержки на определенную величину в соответствии с установленным кодом на выхо- де счетчика 7. В амплитудном модуляторе 3 этот импульс изменяет свою амплитуду до величины, определенной соответствующим задатчиком напряжения 8 (в соответствии с кодом управления мультиплексор 9 подклю- чает определенное напряжение с задатчика 8 напряжения на вход питания преобразователя 10 уровня, который изменяет амплитуду очередного импульса). Таким образом, перемножитель 4 перемножают последова- тельно по одному входные импульсы одинаковой имплитуды и фазовой задержки с опорными импульсами, определенным образом промодулированным по амплитуде и времени следования. На фильтре 5 низкой частоты происходит накопление и осреднение результатов измерений. Выбор величины времен задержки на управляемой линии 2 задержки, а также набора напряжений на задатчиках 8 напряжений определя- ется законами модуляции в соответствии с таблицей.

При повышении числа импульсов величины К (см. таблицу) срабатывает первый цифровой компаратор 12, обнуляя двоич- ный счетчик 11, и изменение выходного кода на выходе счетчика 7 повторяется заново, начиная с нулевого. По завершении прохождения последовательности опорных импульсов срабатывает второй цифровой компаратор 13, порог которого равен числу импульсов в опорной серии N. Он также обнуляет двоичный счетчик 11. Таким образом, по завершении цикла модуляции, что определяется числом К, а также в конце опорной серии импульсов счетчик 7 готов начинать отсчет снова.

Применение предлагаемого способа измерения разности фаз между последовательностями периодических импульсов со скважностью больше двух и устройство его осуществления позволяют сформировать заданный закон изменения однозначной ветви выходной характеристики и расширить функциональные возможности их использования.

Формула изобретения Способ измерения разности фаз между последовательностями периодических импульсов со скважностью больше двух, заключающийся в том, что перемножают ограниченные по амплитуде последовательности периодических импульсов с последующей фильтрацией низкочастотной составляющей, отличающий с я тем, что, с целью расширения области применения путем формирования заданного закона изменения однозначной ветви выходной характеристики, импульсы опорной последовательности модулируют по амплитуде и времени следования.

К

/| I

Ъ Ъ Ъ Ъ Ј«

Шиг.г

Vguxi

ч;

Уьигг

№

1I4

V8ouH

LL

о

Vfaxf

v

VfoxZ

V

1Ц

fa,, уу/

ГУ

у

6

фиг.З

/

Фиг.4

фиг. 5

//

12

/J

фиг. 6