Акустооптический анализатор спектра Советский патент 1992 года по МПК G01R23/17 

(Л

С

Изобретение относится к радиоизмерительной технике и предназначено для анализа спектра исследуемых сложных сигналов. Цель изобретения - расширение функциональных возможностей путем однозначной пеленгации источника, повышение помехоустойчивости и разрешающей способности. Устройство содержит лазер 25, коллиматор 26, ячейки Брэгга 27-30, линзы 31-34, матрицы фотодетекторов 35-38 и блоки 39-42 индикации, а также антенну 1, сме- ситель 3, гетеродин 5, усилитель 7 промежуточной частоты, перемножители 19, 21, 23 и полосовые фильтры 20, 22, 24. Для достижения цели введены антенна 2, смеситель 4, гетеродин 6, усилитель 8 промежуточной частоты, перемножители 9 и 13, узкополосные фильтры 10 и 14, фазовый детектор 11, блок 12 регистрации, коррелятор 16, пороговый блок 17 и ключи 15. 18. 5 ил.

Устройствоотносится к радиоизмерительной технике и может использоваться для пеленгации и спектрального анализа сложных сигналов.

Целью изобретения является расширение функциональных возможностей путем точной и однозначной пеленгации источника излучения сложных сигналов, повышение помехоустойчивости и разрешающей способности путем подавления ложных сигналов (помех), принимаемых по дополнительным (зеркальным и комбинационным) каналам.

На фиг. 1 представлена структурная схема предлагаемого устройства; на фиг. 2-5 - частотные диаграммы, поясняющие работу устройства.

Акустический анализатор спектра содержит два приемных канала, каждый из которых содержит последовательно заключенные первую (вторую) антенну 1(2), первый (второй) смеситель 3(4), второй вход которого соединен с выходом первого (второго) гетеродина 5(6), и первый (второй) усилитель 7(8) промежуточной частоты, к выходу которого последовательного подключены четвертый перемножитель 9, первый узкополосный фильтр 10, фазовый детектор 11 и блок 12 регистрации. К выходу первого гетеродина 5 последовательно подключены пятый перемножитель 13, второй вход которого соединен с выходом второго гетеродина 6, второй узкополосный фильтр 14 и первый ключ 15, второй вход которого через последовательно включенный коррелятор 16 и пороговый блок 17 соединен с выходами первого и второго усилителей 7 и 8 промежуточной частоты,а выход подключи к второму входу фазового детектора 11.К выходу первого усилителя 7 промежуточной частоты последовательно подключены второй ключ 18, второй вход которого соединен с выходом порогового блока 17, первый перемножитель 19, перV4СО Х| CJ СЛ СО

вый полосовой фильтр 20, второй перемножитель 21, второй полосовой фильтр 22, третий перемножитель 23 и третий полосовой фильтр 24.

Анализатор спектра содержит также лазер 25, на пути распространения пучка света которого последовательно установлены коллиматор 26 и четыре ячейки Брэгга 27- 30, при этом на пути распространения каждого дифрагированного пучка света установлена линза 31 (32, 33, 34), в фокальной плоскости которой размещена матрица фотодетектора 35 (36, 37, 38), выход которой соединен с соответствующим блоком индикации 39 (40,41, 42). Пьезопреобразователи ячеек Брэгга 28, 29, 30 соединены с выходами полосовых фильтров 20, 22 и 24 соответственно, ячейки Брэгга 27 - с выходом второго ключа 18.

Подавление ложных сигналов (помех), принимаемых на зеркальных и комбинационных частотах, основано на использовании двух каналов приема гетеродины 5 и 6 которых разнесены по частоте на величину 2fnp:

in - frl 2tnp,

и корреляционной обработке канальных напряжений, При этом количество дополнительных (зеркальных и комбинационных) частот удваивается (фиг. 2).

Для пеленгации источника излучения сложных сигналов в предлагаемом устройстве используется фазовый метод, при котором фазовый сдвиг между сигналами, принимаемыми антеннами 1 и 2, составляет

Ap 27rjCOS/3,

где d - измерительная база (расстояние между антеннами);

А- длина волны;

/ - угол, определяющий направление на источник излучения.

Фазовому методу пеленгации свойственно противоречие между требованиями точности измерений и однозначности отсчета угла. Действительно, согласно указанному выражению, фазовая система тем чувствительнее к изменению угла, чем больше относительный размер базы d/A . Однако с ростом d/A уменьшается значение угловой координаты, при котором разность фаз превосходит значение 2л, т. е. наступает неоднозначность отсчета.

В предлагаемом устройстве применен корреляционный метод устранения неоднозначности, который использует корреляционные свойства сложных сигналов.

Акустооптический анализатор спектра работает следующим образом,

Если на вход анализатора спектра поступают сложные сигналы с фазовой манипуляцией (ФМн), то их аналитически можно записать следующим образом;

Ui(t) Uc cos 2я fct + рк (t) +

U2(t) Uf- cos 2л fct + р. (t) + p 0 t,Tc,

где Uc, fc, p, P2. Tc - амплитуда, несущая частота, начальные фазы и длительность

сигналов;

р (т.) - манипулируемая составляющая фазы, отображающая закон фазовой манипуляции, причем ер, (t) const при k тп t (k+1)rn и может изменяться скачком при t

5 krn, т. е. на границах между элементарными

посылками (k 1, 2N-1);

Јn, N - длительность и количество элементарных посылок, из которых составлен сигнал длительностью ТС(ТС N тп).

0 Если на одной несущей частоте дискретная информация передается от одного источника сообщения, то целесообразно использовать однократную (бинарную) фазовую манипуляцию ФМн-2, p.(t) 0,тг .

5 Для передачи сообщений от двух источников используется двухкратная фазовая манипуляция ФМн-4, рк(г) 0,5,л:, 4тг,

причем от одного источника фаза манипули- 0 руется по закону 0, тт., а от другого - по

закону -п, пЯ., Для передачи сообщений от

четырех источников используется четырехкратная фазовая манипуляция ФМм8, (t) 0, 3, Ј, ДЛГ,7Г, д7Г,7Г,.

В общем случае на одной несущей частоте одновременно можно передавать сообщения от п источников, используя для этого

0 n-кратную фазовую манипуляцию. Однако целесообразным является одно-, двух- и четырехкратная фазовые манипуляции, которые нашли широкое применение на практике. Дальнейшее повышение кратно5 сти фазовой манипуляции ограничивается тем, что уменьшается расстояние между элементарными сигналами и в существенной мере снижается помехоустойчивость канала связи.

0 Принимаемые ФМн-2 сигналы UH(t) и Ua(t) с выходов антенн 1 и 2 поступают на первые входы смесителей 3 и 4 соответственно, на вторые входы которых с выходов гетеродинов 5 и 6 подаются напряжения

5 Uri(t) Uri cos (2 yrfrit + yvi);

Ur2(t) Ur2 COS (2 JTfr2t + pr2):

где Uri, Ur2, fri, fr2, V1, fte - амплитуды, частоты и начальные фазы напряжений гетеродинов;

fr2 - fn 2fnp.

На выходах смесителей З и 4 образуются напряжения комбинационных частот. Усилителями 7 и 8 выделяются напряжения промежуточной (разностной) частоты:

Unpl(t) Unp1 COS)2ttfnpt+ pk(t) + Unp2(t) Unp1 COS 2 Jt fnpt - yk(t) ,

rfleUnpi KiUcUri;

UnP2 K2UcUri;

fnp fс - fri fr2 - fc - промежуточная частота;

pnpl - pri; pnp2 (pi (fr2.

Напряжения Unpi(t) и Unp2(t) с выходов усилителей 7 и 8 промежуточной частоты поступают на два входа коррелятора 16, на выходе которого образуется напряжение U, пропорциональное корреляционной функции R (т). Так как один и тот же сигнал принимается по двум каналам, то между канальными напряжениями существует сильная корреляционная связь, выходное напряжение коррелятора 16 достигает максимального значения Умакс. Выходное напряжение коррелятора 16 сравнивается с пороговым напряжением Упор в пороговом блоке 17. При этом пороговое напряжение Unop в пороговом блоке 17 превышается только при максимальном выходном напряжении коррелятора 16 (Умакс Unop), причем напряжение U будет максимальным только при т0 /J0. где /30 - истинный пеленг. Следовательно, пороговое напряжение Unop в пороговом блоке 17 превышается только при максимальном значении корреляционной функции R(T) и не превышается при значениях г, соответствующих боковым лепесткам корреляционной функции R(T)(U Unop). При превышении порогового уровня (Умакс Unop) в пороговом блоке 17 формируется постоянное напряжение, которое поступает на управляющие входы ключей 15 и 18 и открывает их. В исходном состоянии ключи 15 и 18 закрыты.

Напряжения Unpi(t) и Unp2(t) с выходом усилителей 7 и 8 промежуточной частоты одновременно поступают на два входа перемножителя 9, на выходе которого образуется гармоническое колебание

Ub(t) Уз cos (4 л fnpt + А рг + А у); 0 t ЈТС,

где U3 2-K2UnprUnp2;

Ка- коэффициент передачи перемножителя;

Аут рл-рг1 ,

- р- фазовый сдвиг, определяющий направление на источник излучения сигналов. Это колебание выделяется узкополостным

фильтром 10 и поступает на первый вход фазового детектора 11.

Напряжения Uri(t) т Ur2(t) с выходов гетеродинов 5 и 6 подаются на два входа перемножителя 13, на выходе которого

образуется напряжение

UU(t) U4 CT(fr2 - frl)t + Apr,

где U4 % K2 UM Ur2: fra -fn - 2fnp,

которое выделяется узкополостным фильт- ром 14 и через открытый ключ 15 поступает на второй вход фазового детектора 11. На выходе фазового детектора 11 образуется постоянное напряжение Ун Ун-cos А у,

где Ун КзУзШ

Кз - коэффициент передачи фазового детектора, который фиксируется блоком 12 регистрации.

При этом повышение точности пеленгации источника излучения сложных сигналов обеспечивается путем увеличения измерительной базы d, а возникающая при этом неоднозначность отсчета угла / устраняет- ся корреляционной обработкой канальных сигналов.

Ширина спектра Afc принимаемых ФМн-2 сигналов определяется длительность тп элементарных посылок (A fc -),

и

тогда как ширина спектра Af2 гармонического колебания Ua(t) определяется его длительностью Tc(Af2 f-), т. е. ширина

i с

0 спектра Af2 гармонического колебания в N раз меньше ширины спектра Afe входных

ФМн-2 сигналов ( N). Это дает возможность с помощью узкополостного фильтра 10 выделить гармоническое колебание Us(t), отфильтровав при этом значительную часть шумов и помех, т. е. повысить реальную чувствительность устройства при пеленгации источника излучения сложных сигналов.

Напряжение Unpi(t) с выхода усилителя 7 промежуточной частоты через открытый ключ 18 одновременно поступает на ячейку Брэгга 27 и на два входа перемножителя 19, на выходе которого образуется гармоническое напряжение

UeCt) Us cos(4 rtfnpt + 2 pnpi); 0 т Тс,

12

где Us Tj-feUnpi.

0

5

Так как 2 y(t) 0,2 л, то в указанном напряжении фазовая манипуляция уже отсутствует. Напряжение Us(t) выделяется полосовым фильтром 20 и поступает на ячейку Брэгга 28 и на два входа перемножителя 21, на выходе образуется гармоническое напряжение

U6(t)U6COs(8jrfnPt + ); 0 t : Тс,

где U6 |к2и52.

Это напряжение выделяется полосовым фильтром 22 и поступает на ячейку Брэгга 29 и на два входа перемножителя 23, на выходе которого образуется гармоническое напряжение

U(t) U eos(16 л fnpt + 8 php-i); 0 t Тс,

где U | K2U62.

Это напряжение выделяется полосовым фильтром 24 и поступает на ячейку Брэгга 30. В ячейках Брэгга 27, 28, 29, 30 происходит преобразование ФМн-2 сигнала и его гармоник в акустические колебания. Пучок света от лазера 25, сколлимированный коллиматором 26,проходит через ячейку Брэгга 27, 28, 29, 30 и дифрагирует на акустических колебаниях, возбужденных ФМн-2 сигналом и его гармониками. На пути распространения дифрагируемой части пучка света устанавливаются линзы 31, 32, 33 и 34. В фокальных плоскостях указанных линз, формирующих пространственный спектр принимаемого сигнала, установлены матрицы фотодетекторов 35, 36, 37 и 38. Каждому разрешаемому элементу анализируемого частотного диапазона соответствует свой фотодетектор. Ячейка Брэгга 27(28, 29, 30) состоит из звукопровода и возбуждающей гиперзвук пьезоэлектрической пластины, выполненной из кристалла ниобата лития соответственно X и Y -35° среза. Это обеспечивает автоматическую подстройку по углу Брэгга и работу ячейки в широком диапазоне частот. В качестве блоков индикации 39, 40, 41 и 42 могут быть использованы осциллографические индикаторы.

Ширина спектра Дт5ФМн-2сигнала определяется длительностью тп элементарных посылок (Afc ), тогда как ширина

1П

спектра второй Af2, четвертой Af4 и восьмой Afe гармоник определяется длительностью

Тс сигнала ( Af2 Af4 Afa у-). Следовательно, при умножении фазы (частоты) на два, четыре и восемь спектр ФМн-2 сигнала сворачивается вТ 1раз

(Јт| ш| N) и тРансФ°РмиРУется в одиночные спектральные составляющие. Это обстоятельство и является признаком распознавания ФМн-2 сигнала. Спектры принимаемого ФМн-2 сигнала и его гармоник визуально наблюдаются на экранах индикаторов 39, 40, 41 и 42 соответственно (фиг. 5а).

Если на вход анализатора спектра по0 ступает ФМн-4 сигнал ру (t) 0, 2. л, у л,

то на выходе полосового фильтра 20 образуется ФМн-2 сигнал (t) 0,я, 1л, Зл, а на выходах полосовых фильтров 22 и 24 образуются соответствующие гармонические

5 напряжения UeW, U(t). В этом случае на экранах индикаторов 39 и 40 наблюдаются спектры ФМи-4 и ФМн-2 сигналов, а на экранах индикаторов 41 и 42 наблюдаются одиночные спектральные составляющие

0 (фиг. 56).

Если на вход устройства поступает ФМн8 сигнал i/ж. (t) 0, д. у- z я л Z я Z на выходах полосовых фильтров 20 и 22

5 образуются ФМн-4 и ФМн-2 сигналы, на выходе полосового фильтра 24 образуется гармоническое напряжение U(t) В этом случае на экранах индикаторов 39, 40 и 41 наблюдаются спектры ФМн-8, ФМн-4 и

0 ФМн-2 сигналов, а на экране индикатора 42 наблюдается одиночная спектральная составляющая (фиг. 5в).

Среди сложных сигналов с частотной манипуляцией (ЧМн) широкое распростра5 нение получили сигналы с минимальной частотной манипуляцией (ЧМн-2), с дуобинарной частотной манипуляцией (ЧМн-3) и со скругленной частотной манипуляцией (ЧМн-5) (фиг. 3).

0Сложные ЧМн-2 сигналы аналитически

описываются выражениями

UH(t) Uc л fcpt + (f) (t) + U2(t) Uc л fc,,t (p (t) + ( 0 t : Tc,

5 где f() - изменяющая во времени фазовая функция (фиг. 4); f 1 2

0

5

средняя частота сигнала

1

: fz fpp +

1

4rn

символьfcp - -

(фиг. 3);

f1 fcp ные частоты.

Фазовая функция представлена

t y(t) 2jrh/ гкд (t -кгп),

-оо

где Јк последовательность информационных символов {-1, +1};

р (t) может быть выражением

h

1

индекс девиации частоты.

Функция f (t) представляет собой импульс, определяемый на временном интервале 0, гп как

1 t.0,

I 0, tf О,

rn.

Из приведенных выражений, следуют следующие свойства ЧМн-2 сигнала.

111

-g(t)2 Частота сигнала, соответствующая -1 симво- 1

4ТП

+ 1

Частота сигнала, со- символу, равна

лу, равна fi fcp - ответствующая

.

о j n у о

сплошным и имеет форму () 99%

X

энергии сигнала сосредоточено в центральном лепестке его спектра. Скорость спадания боковых лепестков равна 1/fc , т. е. значительно выше, чем в ФМн сигналах.

Если на вход устройства поступает ЧМн-2 сигнал, то на выходе полосового фильтра 20 образуется частотно-манипулированный сигнал с индексом девиации частоты h 1. При этом спектр трансформируется в две спектральные составляющие на частотах 2f 1 и 2fa. На выходе полосового фильтра 22 образуются две спектральные составляющие на частотах 4fi и 4f2, а на выходе полосового фильтра 24 образуются две спектральные составляющие на частотах 8f 1 и 8f2 (фиг. 5г).

Корреляционно кодированные сигналы могут быть представлены следующими выражениями,

U,W Uc-co5 2fl fcpt 2 S fli9Jm)Jbip1 -,

-со

i. U2(t)-Uc-cos|2lrfcpb2UL

где m(t) - передаваемое сообщение, которое может быть представлено выражением

00

m (t) 2 dK p (t -кгп),

К - оо

где p(t) - прямоугольный импульс единично- го веса и длительностью ть;

dK - корреляционно кодированная последовательность битов данных ак 0,1.

В дуобинарном случае (ЧМн-3) кодирующий полином равен p(D) 2

и таким образом

. ак + ак - 1 . „АХ dk j; h 2 Afg -rn .

Из соотношений

jdK 1 при ак 1 и ак-1 1; I dK 1 при ак 0 и ак-1 0; dK 0 при а # ак-1

следует, что если , то фазовая функция изменяется линейно на величину + -п в 2

конце символьного интервала. Если 1 то фазовая функция в отличие от ЧМн-2 сигнала остается постоянной.

Из приведенных выражений следует, что ЧМн-4 сигнал в соответствии со значениями фазы (0, + ту, - т4) имеет три мгновенные частоты:

1 ;f2 fcp +

fcp, f 1 fcp - A fg fcp -

4 rn

+

1

4Tn

Если на вход устройства поступает ЧМн-3 сигнал, то на выходе полосовых фильтров 22 и 24 образуются три спектральные составляющие на частотах 4fi. 4fcp, 4f2 и 8fi, 8fCp, 8f2, т.е. сплошной спектр трансформируется в три спектральные составляющие (фиг. 5д).

На выходе перемножителя 19 спектр

ЧМн-3 сигнала трансформируется в другой сплошной спектр, поскольку h 1. Таким образом, на экранах индикаторов 39 и 40 визуально будут наблюдаться сплошные

спектры.

В случае частной манипуляции со скруг- лением (ЧМн-5) корреляционный кодирующий полином равен

P(D)ii+DЈ.T.e.

Отсюда следует, что приращение фазы ЧМн-5 сигнала на к-м символьном интервале может быть записано в виде

А$ОК p(krn +Tn)-y7()2x

ак - ак + ак + 1

При этом фаза в конце символьных интервалов может иметь значения О,

+ -j, +-у.. Соответственно указанный сигнал будет иметь пять мгновенных частот:

11

fcP; fu + Afg fcp fa.4 fcp + .

Если на вход устройства поступает ЧМн-5 сигнал, то на выходе перемножителя 23 его сплошной спектр трансформируется в пять спектральных лепестков с пиковыми значениями на частотах 8fi, 8f3,8fcp, 8f4, 8fa. На выходах перемножителей 19 и 21 сплошной спектр ЧМн-5 сигнала трансформируется в сплошные спектры, так как в этих случаях h 1. Таким образом, на экранах индикаторов 39, 40 и 41 будут наблюдаться сплошные спектры, а на экране индикатора 42 - пять спектральных лепестков (фиг. 5е).

Если на вход устройства поступают сигналы с линейной частотной модуляцией (ЛЧМ)

Ш(т) Uc cos(2 TTfcpt + лу + pi);

U2(t) Uc соз(2я fcpt+ лу12+ (pi); Tc,

Afg

где у скорость изменения частоты

внутри импульса;

Afg - девиация частоты, то на выходе перемножителя 19 образуется ЛЧМ сигнал

Ue(t) Us cos(4 n fcpt + 2 л у t2-+ 2 р ПР1); ,

который выделяется полосовым фильтром 20 и поступает на ячейку Брэгга 28 и на два входа перемножителя 21. Так как длительность Тс ЛЧМ сигнала на основной и удвоенной промежуточной частоте одинакова, то увеличение у в 2 раза происходит за счет увеличения в 2 раза девиации частоты Afg, а следовательно, и ширины спектра Afc. Из этого следует, что ширина спектра ЛЧМ сигнала на удвоенной промежуточной частоте в 2 раза больше его ширины на основной промежуточной частоте (Af2 2 Afc).

Аналогично на выходах перемножителей 21 и 23 ширина спектра ЛЧМ сигнала увеличивается в 4 и 8 раз. Следовательно, на экране индикатора 39 визуально наблюдается спектр ЛЧМ сигнала, а на экранах индикаторов 40, 41 и 42 наблюдаются спектры на ЛЧМ сигналов, ширина которых в 2, 4 и 8 раз больше ширины спектра исходного сигнала (фиг. 5 ж). Это обстоятельство и является признаком распознавания ЛЧМ сигнала.

Описанная выше работа анализатора спектра соответствует случаю приема сложных сигналов по основному каналу на частоте fc (фиг. 2).

Если ложный сигнал (помеха) принимается по первому зеркальному каналу на частоте f3i (фиг. 2), то в смесителях 3 и 4 он преобразуется в напряжения следующих ча- стот:

fll fr1 -fa1 fnp, fl2 fr2-f3l 3fnp,

где первый индекс обозначает канал, по которому принимается ложный сигнал (поме0 ха), второй индекс обозначает номер гетеродина, частота которого участвует в преобразовании несущей частоты принимаемого ложного сигнала (помеха).

Однако только напряжение на частоте

5 fn попадает в полосу пропускания усилителя 7 промежуточной частоты и на первый вход коррелятора 16. Выходное напряжение коррелятора 16 равно нулю, так как на выходе усилителя 8 промежуточной частоты

0 напряжения отсутствует. Ключи 15 и 18 не открываются и ложный сигнал (помеха), принимаемый по первому зеркальному каналу на частоте fai, подавляется.

Если ложный сигнал (помеха) принима5 ется по второму зеркальному каналу на частоте fa2, то в смесителях 3 и 4 он преобразуется в напряжении следующих частот:

f22 fa2 - fr2 fnp; 0f21 f32 - fr1 3fnp.

Однако только напряжение на частоте f22 попадает в полосу пропускания усилителя 8 промежуточной частоты и на второй вход коррелятора 16. Выходное напряжё5 ние коррелятора 16 в этом случае также равно нулю, так как на выходе усилителя 7 промежуточной частоты напряжение отсутствует. Ключи 15 и 18 не открываются и ложный сигнал (помеха), принимаемый по

0 второму зеркальному каналу на частоте f32, подавляется.

По аналогичной причине подавляются и ложные сигналы (помехи), принимаемые по другим дополнительным каналам.

5 Если ложные сигналы (помехи) одновременно принимаются по первому и второму зеркальным каналам на частотах f3i и f32, то в смесителях 3 и 4 они преобразуются в напряжения следующих частот:

0 fn fri -fai fnp;

fi2 fr2 - fsi 3fnp; f22 f32 . fr2 fnp.

f21 fa2 - fr1 3fnp.

При этом напряжения на частотах fn и 5 f22 попадают в полосу пропускания усилителей 7 и 8 промежуточной частоты и на два входа коррелятора 16. Однако ключи 15 и 18 не открываются. Это объясняется тем, что разные ложные сигналы (помехи) принимаются на разных зеркальных частотах f3i и

fa2, поэтому между канальными напряжениями, выделяемыми усилителями 7 и 8 проме- жуточной частоты, существует слабая корреляционная связь. Кроме того, следует отметить, что корреляционная функция по- мех не имеет ярко выраженного максимума, как это имеет место у сложных сигналов. Выходное напряжение U коррелятора 16 не превышает порогового напряжения Unop в пороговом блоке 17 (U Unop). Последний не срабатывает, ключи 15 и 18 не открываются, и ложные сигналы (помехи), принимаемые одновременно по первому и второму зеркальным каналам на частотах f3i и f3a. подавляются.

По аналогичной причине подавляются и ложные сигналы (помехи), принимаемые одновременно и по другим дополнительным (комбинационным) каналам.

Формулаизобретения

Акустооптический анализатор спектра, содержащий последовательно включенные первую антенну, первый смеситель, второй вход которого соединен с выходом первого гетеродина, и первый усилитель промежу- точной частоты, последовательно включенные первый перемножитель, первый полосовой фильтр, второй перемножитель, второй полосовой фильтр, третий полосовой фильтр, а также лазер, на пути распростра- нения пучка света которого последовательно установлены коллиматор и четыре ячейки Брэгга, пьезоэлектрические преобразователи трех из которых соединены с выходами полосовых фильтров соответственно, при этом на пути распространения каждого дифрагированного пучка света установлена линза, в фокальной плоскости которой размещена матрица фотодетекторов, выход которой соединен с соответствующим блоком индикации, отличающийся тем, что, с целью расширения функциональных возможностей путем однозначной пеленгации источника излучения сложных сигналов, повышения помехоустойчивости и разрешающей способности, в него введены вторая антенна, второй смеситель, второй гетеродин, второй усилитель промежуточной частоты, четвертый и пятый перемножители, два узкополосных фильтра, фазовый детектор, коррелятор, пороговый блок, два ключа и блок регистрации, причем к выходу второй антенны последовательно подключены второй смеситель, второй вход которого соединен с выходом второго гетеродина, второй усилитель промежуточной частоты, четвертый перемножитель, второй вход которого соединен с выходом первого усилителя промежуточной частоты, первый узкополосной фильтр, фазовый детектор и блок регистрации, к выходу первого гетеродина последовательно подключен пятый перемножитель, второй вход которого соединен с выходом второго гетеродина, второй узкополосный фильтр и первый ключ, второй вход которого через последовательно включенные коррелятор и пороговый блок соединен с выходами первого и второго усилителей промежуточной частоты, а выход подключен к второму входу фазового детектора, к выходу первого усилителя промежуточной частоты подключен второй ключ, второй вход которого соединен с выходом порогового блока, а выход подключен к двум входам первого перемножителя и пьезоэлектрическому преобразователю четвертой ячейки Брегга.

fwpfref pfcJ f

J

ж

du.

К

tfj TOJ: 5j v--/ (f

сЬГ-у Ч

%

Ju

f dUf

dU

89eieii

Фчг4

( «I ) flito } Mil

Кия ) firtte J

5U

2х4yg

Mh-2

Фмн-4

ФМм-8

n Чмх-2

VM,-3

4M«-S

Ачм

Фиг 5