Устройство восстановления несущей частоты Советский патент 1992 года по МПК H04L27/00 

ТЕ.,- ,

Использование: радиотехника, когерентные приемники сигналов бинарной фазовой манипуляции. Сущность изобретения устройство содержит два фазовых детектора, два компаратора, два ключа, элемент И, элемент ИЛИ-НЕ, фазовращатель на л:/2, сумматор, узкополосный следящий фильтр, выполненный в виде кольца ФАПИ, и фазо- расщепитель сигнала. Повышение помехоустойчивости при воздействии флуктуационных помех достигается за счет стробирования входной смеси ключами, в связи с чем пропускаются лишь те участки входной смеси, на которых сигнал накапливается более эффективно, чем шум. 1 з.п.ф- лы, 10 ил.

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в когерентных приемных устройствах бинарных фазомани- пулированных (ФМн) сигналов.

Известны устройства восстановления несущей частоты, использующие схему фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ) с квадратором, а также схему Костаса и схему Травина.

Эффективность таких устройств резко падает при уменьшении отношения сигнал/шум.

Наиболее близким по технической сущности к предлагаемому является устройство восстановления несущей частоты со снятием манипуляции (ремодуляцией). Данное ус- тройство содержит первый фазовый детектор (ФД), вход которого соединен с входом перемножителя и является входом устройства, выход первого ФД подключен через ограничитель к другому входу перемножителя, выход которого соединен с входом схемы фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ), выход которой является выходом устройства и, кроме того, присоединен с опорному входу пёрво гЪ ФД.

Схема ФАПЧ содержит последовательно соединенные второй ФД, фильтр петли (ФП), сумматор, перестраиваемый генератор (ПГ), фазовращатель (ФВ), причем вход ФД является входом, а выход ФВ - выходом схемы ФАПЧ, выход ПГ, кроме того, присо-. единен к опорному входу ФД, а на второй вход сумматора подае Јя напряжение поиска сигнала.

При уменьшении на входе устройства отношения сигнал/помеха происходит увеличение фазовой ошибки, измеряемой среднеквадратичным уУлсШым отклонением вектора опорного колебания q(t,&) от вектора несущего колебания сигнала.

XI

сл ел ы

00

С наибольшей ошибкой принимаются участки входной смеси с фазами вблизи зна-. чений + я /2.

Наличие шума во входной смеси приводит к появлению в выходном сигнале ремо- дулятора дискретной составляющей шума (ДСШ). Фаза этой составляющей равна фазе опорного колебания, а амплитуда определяется уровнем шума на входе устройства. Суммарная дискретная составляющая на входе узкополосного следящего фильтра (УПСФ) равна векторной сумме дискретной составляющей сигнала (ДСС) и ДСШ. Оба слагаемых имеют одну частоту и поэтому сужением шумовой полосы схемы УПСФ ДСШ не может быть ослаблена. При уменьшении отношения сигнал/шум ДСШ возрастает и УПСФ начинает отслеживать равномерно распределенную фазу шума, что определяет предел помехоустойчивости устройств восстановления несущей частоты, основанных на ремодуляции входного сигнала.

Цель изобретения - повышение помехоустойчивости устройства восстановления несущей частоты при воздействии флуктуа- ционных помех.

Поставленная цель достигается тем, что в устройство, содержащее последовательно соединенные ФД и компаратор, причем сигнальный вход ФД является входом устройства, УПСФ, выход которого является выходом устройства, введены второй ФД и второй компаратор, логические элементы 2 Ии2ИЛИ-НЕ, фазовращатель (Ф В) на nil и фазорасщепитель сигнала (ФРС) на+ я/4 и - л /4, два ключа и сумматор. Сигнальный вход второго ФД соединен с входом первого ФД, выходы обоих ФД через соответствующие компараторы соединены одновременно с соответствующими входами логических элементов 2И и 2И-НЕ, выходы которых соединены с управляющими входами соответствующих ключей. Выходы обоих ключей объединены через сумматор и подсоединены к входу УПСФ. Сигнальные входы ключей подключены к входу устройства, причем вход второго ключа - через фазовращатель на л II. Опорные входы обоих ФД подключены к соответствующим выходам ФРС: первый ФД - к выходу /4, второй ФД - к выходу - я /4, вход ФРС соединен с выходом УПСФ.

Повышение помехоустойчивости предлагаемого устройства достигается за счет стробирования входной смеси x(t) по фазовому признаку, что позволяет сохранить синхронизм восстановленной несущей с несущей частотой принимаемого ФМн-сигнала при более низких отношениях сигнал/помеха.

На фиг,1 представлена функциональная схема предлагаемого устройства, где обозначено: 1.1 и 1.2 - ФД, 2.1 и 2.2 - компараторы, 3.1.1 - логический элемент 21/1, 3 2.1 - логический элемент 2ИЛИ-НЕ, 3 1.2 и 3.2.2 - ключи, 3.2.3 - ФВ на я /2, 4 - УПСФ, 5 - сумматор, б - ФРС на + я /4 и -я /4.

0Предлагаемое устройство содержит ФД

5 фазовращателя на я /2 3.2.3 соединен с сигнальным входом ключа 3.2.2. Опорные входы ФД 1.1 и 1.2 соединены с соответствующими ФРС 6 выходами, вход которого подсоединен к выходу УПСФ 4

0 Предлагаемое устройство работает следующим образом.

Смесь ФМн-сигнала и помехи x(t) S(t)-f + n(t) поступает на сигнальные входы ФД 1.1 и 1.2 и ключа 3.1 2. На вход ключа 32,2

5 входная смесь поступает после инвертирования фазовращателем 3,2.3. На управляющий вход ФД 1.1 поступает опорное колебание qi(t,$) я(т,Ф + я /4), полученное путем задержки в ФРС б на я /4 коле0 бания р(т,Ф), вырабатываемого УПСФ 4. Аналогично с второго выхода ФРС 6 на управляющий вход ФД 1.2 поступает опорное колебание д2(т,Ф) q(t,6 - я /4). На выходах ФД 1.1 и 1.2 напряжения fi(t) и ft(t)

5

положительны или отрицательны в зависимости от значения угла ДФ отклонения вектора x(t) (фиг.2). Компараторы 2.1 и 2.2 квантуют соответственно напряжения Јi(t) и Ј2(1) на два уровня (О или 1) и подают ® на логические элементы 3.1.1 и 32.1. Под воздействием сигналов (t) и 1fd2 (t) с выходов компараторов 2.1 и 2.2 элементы 3.1.1 и 3.2.1 вырабатывают логические сигналы Vi(t) и V2(t). Ключ 3.1.2 под воздействием сигнала V1 - 1 пропускает входную смесь x(t) на УПСФ только при - я /4 Ф .+ я /4. Ключ 3.2.2 под воздействием сигнала V2 Г пропускает инвертированную входную смесь y{t) x(t) только при 3 я /4 фЈ

5

Помеха n(t) в отсутствие сигнала имеет 10 равномерное распределение фазы (фиг.З)

Рш(у) .Вектор п (р)

принимает в пределах - л р л произвольные положения с равной вероятно- 15 стью (фиг.4), поэтому входной нестробировзнный (чистый) шум не содержит дискретной составляющей (каждому значению п( соответствует равновероятное значение п(де + л ) -п(уз) и суммарное 20 значение проекций на ось опорного колебания N(p)равно нулю.

Принцип действия предлагаемого устройства (как и устройства прототипа) основан на формировании ремодулятором из 25 входной смеси дискретной составляющей, которую отслеживает УПСФ Ремодулятор осуществляет преобразование интервала + п значений фаз входной смеси x(t) в величину, меньшую+я , что приводит к появле- 30 нию в его выходном сигнале W(t) суммарной дискретной составляющей от сигнала и шума.

На фиг.5 показана векторная диаграмма, поясняющая образование ДСШ N( p) 35 при выделении из шума составляющих с фазами, ограниченными интервалом - j) (р 1/) . где I ty I п .

В предлагаемом устройстве стробиру- ются (пропускаются) участки входной сме- 0 си, на которых сигнал накапливается более эффективно, чем шум, а остальные участки блокируются (стираются).

Уменьшение вероятности срыва синхронизации в ремодуляторе со стробирова- нием по фазе обусловлено предотвращением скачка управляющего напряжения в УПСФ при больших выбросах квадратурной компоненты шума. За счет достаточно большой постоянной времени (уз- 50 кой полосы пропускания) сохраняется синхронизм даже при бланкировании значительной части смеси.

Рассмотрим вопрос вхождения предлагаемого устройства в режим слежения.55

Пусть, в начальный момент фаза опорного колебания находится за пределами интервала Ј-я/4 , лг/4 и для определенности равна л /2. Тогда стробируются участки

входной смеси в интервалах я/4,3 л/4 , 5 л/4 , 7 л/4 и ДСС равна нулю. Поэтому УПСФ начинает отслеживать ДСШ, фаза которой меняется случайным образом. Под действием шумовых флуктуаций вектор опорного колебания р(1,Ф) начинает смещаться от положения я/2. Области стро- бирования также смещаются, ДСС возрастает, УПСФ начинает отслеживать сумму ДСС и ДСШ, пока вектор q(t,c$) не переместится в область 0 (или тс при обратной р аботе), где значение ДСС максимальное.

Восстановление несущей частоты в схеме с ремодуляцией с фазовым стробирова- нйем основано на оценках фаз единичных элементов ФМн-сигнала. Правильное рас познавание единичных элементов увеличь вает выходное отношение сигнал/шум, уменьшает дисперсию фазы и вероятность ее перескоков. Ошибочные решения ведут к уменьшению отношения сигнал/шум за счет взаимной компенсации правильно и неправильно принятых элементов сигнала. Так как области значений фаз л/А , 3 л/4 и 5 л/4 . 7 я/4 соответствуют решениям с повышенной вероятностью ошибки, они блокируются (фиг.2).

Системы, использующие бланкирование входной смеси для повышения помехоустойчивости, известны. Так, например, в схеме слежения за фазой прерывистого сигнала при пропадании сигнала исчезает полезное напряжение на выходе дискриминатора, обусловленное преобразованием сигнала, но сохраняется флуктуа- ционное напряжение. Для того, чтобы исключить его влияние на формирование оценки фазы, производится размыкание следящей системы. Так как компенсация элементов сигнала в предлагаемом устройстве эквивалентна его пропаданию, то блан- кирование соответствующих участков входной смеси также дает положительный эффект.

Доказательством достижения поставленной цепи может быть оценка эффективности предлагаемого устройства по сравнению с прототипом, проведенная для случая малого отклонения фазы входной смеси от фазы опорного колебания. Для этого получим выражение для функции распределения фазы смеси бинарного ФМн-сигнала и узкополосного гауссового шума Рсм( р) при малых отношениях сигнал/шум:

Рсм(р)(1Р)+Р1(0н-я ).

где Pi( я) - функция распределения фазы смеси синусоидального сигнала с нулевой начальной фазой и гауссового шума;

Р(#Н-Я )-функция распределения фазы смеси синусоидального сигнала с начальной фазой я и гауссового шума.

Функция распределения фазы смеси синусоидального сигнала с начальной фазой /)0 и гауссового шума при отношениях сигнал/шум « 1 определяется выражением:

Рем (У)1+ cos(-fo)+

о2

cos 2 (f - po ) ;

Рем (P)«5+cosy),

4л- о2 - я у л,

На фиг.б и 7 показан график функции Рсм(р) в декартовых координатах, а также в полярных соответственно

Предлагаемое устройство осуществляет стробирование входной смеси x(t) по фазе в пределах - я/4 я/4 и 3 я/4 5 я/4 , в то время как устройство-прототип - в пределах - л/2 р ж/2 и я/2 р 3 я/2 (фиг 2) Покажем, что предлагаемое устройство эффективнее устройства-прототипа и что выбор интервалов стробирования -я/4, я/4 Jи

{ 3 я/4 , 5 я/4 является оптимальным

Для этого предположим, что стробирование производится в произвольном интервале 2 - ij) p ip и (я - чр) р (л + Ц В предлагаемом устройстве для этого необходимо установить задержку в ФРС б на # и - V ( 2 я - ) . Дискретная составляющая от части смеси, фаза которой заключена в интервале - ty.ij) (фиг.7) А ( ip) , пропорциональна

V величине / Р см (р) cos (f d p

-V

Действительно амплитуда дискретной составляющей равна средней величине суммарной проекции вектора смеси в заданном фазовом интервале на ось опорного колебания. Угловая плотность распределения средних значений модуля вектора W(t) определяется функцией распределения фазы

4Я02 - л р л где а- амплитуда синусоиды;

о2 - дисперсия шума. Таким образом, для смеси бинарного ФМн-сигнала и гауссова шума при отношениях сигнал/шум 1 функция распределения фазы определяется выражением 1 . а

Ф I У) входной смеси : /0ср (р)р% Р (р) .где /9°Ср не зависит от р.

Следовательно, средняя величина про- екции А () вектора W(t) на ось q(t,cb) равна

10

VФ

A lvhj pcpMcoscpdcj p° J P(q).

-/, ./.I

-v

-v

Откуда

ч

.р JP(cflcosCfJcf

СР:

ч

или

A (V)- / P()costf dtf

V

Аналогично дискретная составляющая части в интервале я-Ц).я + VI равна , я+V

A(V)/ рсм (cp)costf d(/

я -

При этом

АЗД -А( V)На фиг.8 и 9 показаны векторные диаг- раммы, поясняющие образование дискретных составляющих А () и А( ) на выходе ремодулятора за счет стробирования входной смеси x(t} в интервале + (относительно О и я соответственно) и составляющей Ах .V ) выходной смеси W(t). получаемой путем сложения А ( j) ) и инвертированной А(),

Суммарная дискретная составляющая для обоих фазовых интервалов стробирова- ния с учетом инверсии входной смеси в фазовращателе 3.2.3 равна

V4

45 AM (cos2(p)costf

ei«

(|)+(co5(, 5iW(p),

j

Слагаемое N( ip ) - sin if) не зависит от

сигнала и является ДСШ. Слагаемое S ($

о2

(Cos -sfn 2 V + sin V- ) является

Зясг

ДСС. Исследование на экстремум выражения для S(V ) показывает, что ДСС имеет максимум при гЛ/4 (фиг. 10);

max S(VO S(n/4). t/ Зло2

ДСШ при - тс/А равна

М(я/4)4Для устройства-прототипа р-п/1 ДСС и ДСШ соответственно равны:

8(я/2)-

Зл: о2

1ST

(/2)Ј- Таким образом, для предлагаемого устройства по сравнению с прототипом выигрыш в отношении сигнал/шум составляет V2 за счет увеличения ДСС и /2 - за счет уменьшения ДСШ (которая не может быть ослаблена сужением шумовой полосы УПСФ 4, так как частоты ДСС и ДСШ одинаковы),

Формулаизобретения

Двухканалшм ремодулял о0 со ст0о&//)оЗа/шем па фазойому лризиаку

0

5

0

5

0

перемножитель и сумматор, а также соединенные последовательно фазовращатель на я /2 и второй перемножитель, причем второй вход сумматора соединен с выходом второго перемножителя, а выход сумматора - с входом узкополосного следящего фильтра, второй вход второго фазового детектора подключен к второму выходу фазорасщепи- теля сигнала на + п /4 и - я /4, а вход первого перемножителя, фазовращателя на ж /2 и первые входы первого и второго фазовых детекторов являются входом устройства, отли чающееся тем, что, с целью повышения помехоустойчивости при воздействии флуктуационных помех, в него введены элемент И и элемент ИЛИ-НЕ, а первый и второй перемножители выполнены в виде ключей, причем выход элемента И соединен с управляющим входом первого ключа, выход элемента ИЛИ-НЕ - с управляющим входом второго ключа, первые входы элементов И и ИЛИ-НЕ соединены с выходом первого компаратора, а их вторые входы - с выходом второго компаратора,

улсФ

(

-t-

ti(t)0.(t).tr,W)t егЮ.о,хлю 0;УгК)Я Входная спесь x(t) инвертируется и поступает нл УПСФ

1, 2- области значений

фаз, соответствующих повышенной вероятности

ошибки

%

АФЈ

П

Јj(t) 0, xtti(t) j; ц ft} ъ

t2(t)Q,Xd2(t)0:(t)Oa Входная емесь х (t) не поступает на УЯСФ

Jf л/л 5$ - ,4$

n(t).tr,W)t ю 0;УгК)Я сь x(t) инвер поступает

t 4

Л

t,tt)7a,&tj(t)ity r Јг№70 х п ю г,

Входная смесь K(t)no ступает #а УДСФ

-4 СЛ СЛ 00 00 00

л

Ґ

%2(ф)2(ф

ъ

l,(t)0, $dl(Us v М Q tz(t)r0,Xrt(t) Г, V2(t) 0 Входная смесь x(t) fie поступает на УПСФ

Фиг. 2

-ж

П(ъ +Я)

Фиг. 4

/

X

V

Фиг.5

/шМ

112 У

о Фиг.З

tf tp

(%)

H(V)0$()

N(V)0 q.(t,0)

W&

I

ч

W/////WJ

f

-

I

Ј

Q

4

Ш

$$Ш

..

:.-:..-.%

. .;

-J ел 01

CJ 00 00

Ц

W////////fa

$(t,0+ff/2)(t,$)

Mt

и

Фиг.8

,Ф +V/2 7(tt Ф)

V A W А

fftj)

2jak/t(9), L

J(w 7(t, Ф)

y- V

Фиг. 9