Система стабилизации высокочастотного поля в резонаторе Советский патент 1977 года по МПК H05H7/02 

ог,ин из вариантов нелинейного четьфехпо люсника; на фиг. 3-7 - диаграммы и блоксхема соответственно. Резонатор 1 посредством линии и петли связи подключен к выходу усилителя 2, охваченного кольцом обратной связи. Сигтшл обратной связи, пропорщ1ональнь й напряжению в резонаторе 1, второй петлей,связи выведен в линию обратной связи и подан на вход нелиттенного четырехполюсника 3, вы- полиенного в виде Т-моста, к двум другим развязанным плечам которого-подключены одинаковые нелинейные нагрузки 4. Сигнал обратной связи, определяемый степенью л-чссогласогания нелинейных нагрузок 4 с плечами Т-моста 3 при изменении напряжения в резонаторе, образуется на выходе Т-моста 3, который подключен к одному из входов моста сложения 5 чере фазовращатель 6. К. другому входу моста сложения 5 подключен выход задающего генератора 7. К одному из выходов моста сложения 5 подключен вход усилителя 2, к другому выходу подключена согласованная нагрузка 8. На вход нелинейного четырехполюсника поступает напряжение, пропорщюнальное напряжению в резонаторе U р (здесь и дале знаком - помечены кo mлeкcныe величи- ны). Выходное напряжение нелинейного четырехполюсника U., которое в качестве сигнала обратной связи поступает на вход моста сложения с напряжением задающего генератора 0,имеет a mлитyдy, автоматически И31.1еняюшуюся от нуля до некоторого максимального значения в зависимости от изменения амплитуды ВЧ-поля в резонаторе dUp относительно заданного номинального уровня -ро Фаза выходно- го напряжения нелинейного четырехполюсник определяется фазой напряжения в резонаторе fp, а знак фазы автоматически изменяется на противоположный при изменении знака вoз rylneния амплитуды ВЧ-поля dUчем обеспечивается противофазность сигна ла обратной связи возмущению ВЧ-поля в резонаторе. .Таким образом, нелинейный четырехполюсник выдает ВЧ-сигнал обратной связи, который следит за амплитудно-фазовыми возктущениями ВЧ-поля в резонаторе, а ег актлитуда и нак фазы являются функцией величины и знака возмущения амплитуды ВЧ-поля в резонаторе cIUp . Величина коэ фициента передачи четырехполюсника изменяется от нуля при Up UpQ до некоторого заданного предельного значения ip CdUp-)npe(i. при Dp Upo± d Gp.tT, Гдейир - остаточное возмущение ВЧ-пол в резонаторе при замкнутой цепи обратной связи или статическая ощибка стабилизации. То свойство нелинейного четырехполюсника, что сигнал обратной связи на его выходе определяется не полным напряжением в резонаторе, а его изменениями, позволяет существенно повысить коэффициент усиления системы с замкнутой обратной связью. Прт этом увеличение глубины обратной связи()не приводит к необходимости существенного увеличения выходного напряжения задающего генератора. Предельное значение К данной системе задается из условий устойчивости работы. Для конкретной схемы рпредВ предлагаемой и известной системах примерно одинаков, т.к. введение нелинейного четырехполюсника, добротность которого знач Ительно ниже добротности резонатора ускорителя и сравнима с добротностью усилителя системы, существенно не сказывается на нестационарном процессе в системе и не уменьщает Кр) пред о сравнет{ию с известной системой. Отличие состоит лишь в том, что при одинаковых напряжениях задающих генераторов, одинаковых коэффициентах усиления усилителей и заданном уровне поля в резонаторе, в предлагаемой системе можно получать значения , вестпой, не превышая К р. который для обоих случаев примерно одинаков. Это отличие позволяет проще реализовать стабилизацию, т.к. для получения такого же значения К и в известной системе, здесь требуется усилитель с меньщим коэффйц15ентом усиления. Сам нелинейный четырехполюсник, выполнен, например, в виде Т-моста, два развязанных плеча которого нагружены одинаково изменяющимися нелинейными нагрузками, на одно из неподсоединенных к нагрузке развязанных плеч подан сигнал из резона-тора, а с другого снимается сигнал обратной связи. При номинальном уровне поля в резонаторе рабочие точки на характеристиках нелинейных нагрузок выбраны так, что их входные сопротивления равны и согласованы с плечами Т-моста, при этом вся моишость, поступающая на обратную связь из резонатора, рассеивается в нагрузках. Изменения уровня ВЧ-поля, обусловленные всеми возмущающими факторами, включая и изменения амплитуды напряжения задающего генератора, приводят к изменениям входных сопротивлений нелинейных нагрузок. При этом на выходе Т-моста появляется сигнал обратной связи в виде отраженных от нагрузок волн, определяемы{ величиной и знаком коэффициента отражения а также напряжением, поданным из резонатора на вход Т-моста, т.е. Uef ir(cIUp)-Up Коэффициент отражения является функцией амплитуды и знака возмущения и определяет величину и знак коэффициента передачи нелинейного четырехполюсника. Изменение знака Г при изменении анакаЗОа обеспечивает возможность введения сигнала обратной связи противофазно возмущению ВЧ-поля в резонаторе. Поскольку в данном случае не определяется фазой напряжения в резонаторе, то стабилизация по фазе осуществляется с точностью до постоянства фазы напряжения задающего reHepaTOpafjj.-conSkt в то время как стабилизация по амплитуде осуществляется с точностью до стабильности зависимости коэффициента передачи от приложенного напряжения или стабильности зависимости входных-сопротивлений нелинейных нагрузок от приложенного напряжения, что, в свою очередь, определяется стабильностью их ьольр-амперных характеристик и режима работы. Будем считать, что в исходном состоянии резонатор 1, нагруженный ускоряемым пучком, и усилитель 2 настроены на рабочую частоту, линия связи усилителя с резонатором /согласована с учетом подгрузки резонатора цепью обратной связи, .зилитель установлен в несколько недонап- ряженный режим, суммарный набег фаз по кольцу обратной связи отрегулирован с помощью фазовращателя 6. Исходя из условия введения сигнала обратной связи про- тивофазно возмущению ВЧ-поля в рюзойато ре, суммарный набег фаз должен составлять C n+niT при п 0,1,2,3 ... Указанное условие должно быть выполнено с учетом знака коэффиш1ента отражения не лине i ной нагрузки, который определяется видом вольт-амперной характеристики применяемо нагрузки. В исходном состоянии в резонаторе уст новлена номинальная комплексная амплитуда ВЧ-поля (с заданным моду- f-VA -/ V,/V ifl D Г л 1 г OCtUtt ti I ILJl IVI ivj ° о лем и фазои, которомусоответствует ис- f ходный коэффициент передачи К, системы усилитель-резонатор, нагруженный пучком, и исходная комплексная амплитуда выходно го напряжения задающего генератора Uj Поскольку фаза напряжения и. должна быть постоянной, то положим для простоты РЗГ О, тогда -po o зг это время на входе Т-моста действует напряжение, определяемое величиной О PQ/Т при Т1 1, где Т) - коэффициеттт передачи петли связи резонатора с цепью обратной связи. Режим работы нелинейных нагрузок 4 и коэффициент связи их с плечами Т-мсх:та 3 выбраны такими, что коэффициент отражения от их входов , а средняя крутиэна их характеристик (действительная величина) S SQ-OJ/UJ , где 3 - амплитуда первой гармоники тока через нелинейную нагрузку, (J - амплитуда напряжения, приложенного к нагрузке. При этом модуль напряжения обратной связи на выходе Т-моста 3 , а значит и модуль коэффициента передачи нелинейного четырехполкхника р 0. Если при разомкнутой цепи обратной связи напряжение в резонаторе изменяется иа величину 4 Up , определяемую изменениями dK и б и, ; исходных велич:1н KQ н при замкнутой цепи обратной связи это изменение равно статической ошибке dUp а средняя крутизна характеристик нелинейных нагрузок изменяется на величину 1 d S в зависимости от знака и величины изменения напряжения на нем JUp. . При этом коэффициент отражения нагрузок становится равным (dUp)H имеет знак, соответствующий знаку возмущения dUp а напряжение обратной связи будет равно UQ ГC(.Llp|Ti.Сигнал обратной связи противофазно возмущению d и складывается на мосте сложения 5 с напряжением U Сумма указанных комплексных напряжений образует на входе усилителя 2 напряжение возбуждения ( р Здесь коэффициент передачи пепи обратной связи р Г(бир(.)может принимать одно из значений ± }i в зависимости от знака (ЗОр и знака изменения крутизны d&CdUp.) Для пояснения основных соотношений, действующих в сис/еме, и общих требований, которым должна удовлетворять нелинейная нагрузка, обратимся к теории. Используя эквивалентное представлеи.ие системы уситштель-резонатор, нагруженный пучком в виде источников тока, сдви( f - синхронная фаос нутых по фазе на в ускорителе), работающих на оби:ую нагрузку - эквивалентное сопротивление рез натора J , представим В - -усилитель ге- f. , нератором тока с амплитудой J и коэффи „циентом передачи K.j , ускоряемый пучок - тгонтпху пс пр1пяч1г К ,-(- птляо.л,тй nwnv -. генератором тока, являющегося , псхгребите- лем энергии, с амплитудой первой гармонт ки наведенного в стенках резонатора тока На основе указанного эквивалентного представления и с учетом обратной связи запишем систему уравнений; ,-D,)I, w rИспользуя очевидные соотношения 5j. Kv,.ji.p-Kj;exp() где Ки- - коэффициент передачи по напряжению системы мост сложения-усилителъ-резонатор без учета нагрузки пучком;/ / (lfi+i)Ji s, системе уравнений (1) и, решив ее от- нсюительнг Ор .будем иметь . в выражении (2) напряжение в резонаторе представим как сумму номинального значения Q-po. заданного исходными парамет ПОЛНОГО дифферешдирами и.... .К ( ала а О в , являющегося функцией полньсх дифференциалов йи, ,Э .,32 ,аз„ изменяющихся величин Ujj.к. 2р, 3j,, Учитывая условие, что |i (б Up.,--,.) получим О -Оро- аи Л + , гдеи„„«2- о и„„-к,,,,ак, aip,,dUp,,du,,b.: Коэффициент усиления системы усилительрезонатор, нагруженный пучком, при номи- ВЧ- поле в резонаторе определим KaxKQ UpoJU 0,тогда при возмущении ВЧ-по ля коэффихшент усиления при j)a3OMKHyToft обратной связи будет К-К / . и при относительном изменении амплитуды ВЧ-поля в резонаторе n dUp/Upg «-( для модуля К получим (1 ttlpX При замкнутой цепи обратной связи коэффициент уси ления системы будет равен Н,р и при «l модуль ROJ, определяется выражением . Возможное уменьшение коэффициента усиления системы при замкнутой обратной связи можно определить как отношение -1 П„ + ПрН + К( при . 1, 4 Пр Таким образом,возможное уменьшение коэффициента усиления системы определяется относительным возмущением амплиту ды ВЧ-поля в резонаторе. Используя результаты анализа, следует заметить, что в отличии от системы с ли- нейной обратной связью увеличе ние фактора стабилизации(К ft) при заданном напряжении задающего генератора требует автома1 лческого увеличения К для получения заданного уровня поля в резонаторе, в нашем случае, когда отрицательна обратная связь осуществляется по возмущу .нию ВЧ-поля в резонаторе и при замыкани кольца обратной связи, К изменяется незначительно, можно охватывать кольцом обра пой связи усилитель с меньшим , Q К ji увеличивать за счет увеличения 6 , Это отличие системы с -нелинейной обратной связью позволяет проще осуществлять стабилизацию ВЧ-полей в мно горе зона торных ускорител51х, которые, как правило, имеют разветвленную схему ВЧ-питания, а также получать больший коэффициент стабилизации при введении обратной связи на большем уровне мощности. Для определения общих требований, которым должна удовлетворять нелинейная нагрузка, воспользуемся соотношением l|Til (ciUp.erJ, откуда следует,что для увеличения необходимо уменьшить тп и иметь возможно большее значение , Определим общую зависимость Г от изменения крутизны не линейной нагрузки по первой гармонике dS и остаточного возмущения ВЧ-поля в резонаторе (30 . . Общее выражение для коэффиш ента отражения можно записать как Г- 1,1.Л р -волновое сопротивление линий связи нагрузки с Т-мостом, п -коэффициент трансформации узла связи нагрузки с линией связи. Полагая S ,n р-1/рдПри f(aUp.,,,), - аз получим г - jg-; + б S . Изменение амплитуды напряжения на нелинейной нагрузке равно dU - |-ndЦJp, а изменение крути.ны| ds-cis/du -dfu -Ti,sfT,,.,,. Вводя относительное изменение крутизны d dS/Sg l/YITt sln So-aUf..,будем иметьГ-о(/2f Используя для аппроксимации вольт-ак перной характеристики нелинейной нагрузки один из общих методов - степенной полином с отсечкой, можно показать, что производная S i(4,)pfleSn - крутизна аппроксимирующего полинома, определяемая крутизной вольт-амперной характеристики нагрузки в. рабочей области: р - степень нелинейности характеристики нагрузки, в - угол отсечки (если на нелинейную нагрузку подано постоянное напряжение смещения), i Анализ зависимости СU,SP,-в-) показывает, что, чем выше требуемая точность стабилизации, т.е. чем меньше .ст.-при заданном сигнале из резонатора на входе нелинейного четырехполюсника, тем больше должна быть крутизна вольт-амперной характеристики нелинейной нагрузки, степень нелинейности нагрузки и меньше угол от-

сечки, если ))абота осуществляется с от ceHKiii.

Г бочий участок характеристики нагрузки должен иметь, в зависимости от приложенного напряжения, монотонно нарастаюшую или спадающую крутизну с действ тельной величиной, что обеспечивает однсм значное изменение знака г с изменением знака возмущения амплитуды напряжения в резонаторе 3 О р.

В заключение заметим, что в качестве нелинейной нагрузки, в зависимости от уровня мощности, на котором осуществляется нелинейная обратная связь, может быть иопользован широкий класс , нелинейных активных элементов, работающих на заданной частоте, а именно , нелинейные резистор,, полупроводниковые элементы, электронные лампы - как в композиции с линейными резисторами, так и отдельно. Для повышения;

эффективности работы на нелинейный элемент может быть подано постоянное смещение.

Связь нелинейных нагрузок с плечами Т- 4Оста должна осуществп$пъся через фиш/ рующие устройства, настроенные на рабочую частоту, например, через резонатор, в зазор которого включен нелинейный элемент.

Четырехполюсник состоит из Т-моста 3 и двух одинаковых нелинейных нагрузок 4J Т-мост выполнен в виде квадрата из отрезков линий передачи длиной Л/4 , волновые сопротивления подводящих линий и сторон квадрата (l) - (-2) и. (з) - (4) равны Р , а сторон (l)-(4) я (2}-(3)равHbi-p/Va. В плечо (l) подается из резона- тора ускорителя напряжение с комплексной амплитудой 0 и/TI, которое поровну делится между плечами (з) и (4) и падающие на входы одинаковых нелинейных нагрузок волны напряжения ( О f,) составляют:

. 0 -1|-vr и ;т1,и -j/ifz-U In U)

4.

При напряжении в резонаторе равном G,, ijpQ-t-A Up, нелинейные нагрузки обладают некоторыми равными коэффициентами отражения Г,Г гСдирХПоявляюшиеся в плечах (з) и (4) отраженные волны суммируются в плече (2) и образуют напряжение обрат ной связи й-,.-j r(uUO й„ In . ;. . В случае,

i.JtrГ / /

когда Up Up(j и iUp Oi плечи (3) и (4 Т-моста согласованы с входными сопротивлениями нелинейных нагрузок, при этом Г(uUp) и обратная связь не действет.

Комплексш тй коэффициент обратной связи paaeHijir fCuUp lTi и при заданном коэффициенте передачи узла связи с резонаторо

(и) определяется ко;-э |)фиииентом отражения нелинейных нагрузок Г (л Up). Каждая нелинейная нагрузка выполнена в виде резонатора Р , в зазор которого включен нелинейный элемент. Резонатор Pi нагруженный нелинейным элементом, настроен на рабочую частоту системы, совпадающую с частотойпервой гармоники тока через нелинейный элемент.

Входное сопротивление резонатора, нагруженного нелинейным элементом, приведен-

ное к линии связи вц «к

где тт-: -коэффициент трансформации связи

R.«CU)-R,«/T,(U).,.,

Вх ср

а

ср.

iiU -щунтовое сопротивление ненагру женного резонатора Р

) - сопротивление нелинейного элемента по первой гармонике импульса тока через нелинейный элемент. В согласованном ,когда rUUp Opj sr,«p илиТг т.) при этом Е Rftfl Коэффидаент отраже «Р -ар о ния можно выразить как

-т

в.

вх

С4)

,

:ТОе Твхо Р сро пР«Тйро Тш - входное сопротивление нелинейного элемента в

исходной рабочей точке, когда

I

.Ор-Ор, и дОр-о.,

Используя эквивалентную схему с генератором Э.Д.С. (0) , внутренним сопротивлением которого является(приведенное к, зажимам нелинейного элемента волновое сопротивление линии связи .Р TI р , комплексную амплитуду ВЧ-напряження на нелинейном элементе можно записать

)

аCf)

.

э.д.с. и можно определить из режима холостого хода (когда нелинейный элемент не проводит) через падающую волну напряжения (Up) на входных зажимах резонатора ,Р 4 Опуская величину набега фазы, с учетом формулы (з) можно записать 0 ,- -r ln-Up.B согласованном режим

когда

;я(6

Из выражений (5)(б) следует что иэме нения модуля э.д.с. U , обусловленные возмушениями напряжения в резонаторе, должны, вызывать изменения модуля Ug и RcpiU).

Для достаточно эффективного использо« вания ВЧ-мощности, отбираемой из резона TOfja ускорителя на обратную связь, например, для получения к.п.д. нелинейного четырехполюсника не хуже 25-4О%) нелинейная нагрузка должна обеспечивать коэффициент-отражения Г 0,4-0,65 при достаточном возмущении амплитуды i ВЧ-поля в резонаторе ускорителя ) Остатчэчное возмущение при замкнутой цепи обратной связи определяется допустимой статической ошибкой стабилизации и, исходя из требований к стабильности амплитуды ВЧ-поля в резонаторе ускорителя, лежи в пределах 1-2%. При указанном достаточно малом остаточном возмущении ВЧ-поля относительно нокганального уровня U.pi, для обеспечения вышеуказанных - значений Т вольт а;ушер ная характеристика нелинейного элемента должна обеспечивать изменение ср 2,54,5 раза по отношению к величине а напряжение наНелинейном элементе UQ, должно также изменяться в 1,5-2 аза по отношению к величине напряжения , в согласованном режиме. Очевидно, что величина изменения R., на единицу изменения напряжения в резонаторе ускорителя увеличивается, когда ход изменения напряжения на нелинейном элементе соответствует ходу изменения его сопротивления по первой гармонике импульса тока, т.е. при увеличении U растет и с,р)И наоборот. Поэтому для наших целей нелинейные элементы, имеющие вольт-амперную характеристику с нарастающей крутизной (диоды, варисторы), малоэффекти ны. Большой эффективностью обладают нелинейные элементы, имеющие вольт-амперную характеристику с падающей крутизной (лам пы, транзисторы), поскольку онк обеспечивают вышеуказанный ход -1зменения Но скорость изменения крутизны у извест Hbix приборов указанного типа недостаточн на для обеспечения изменения iшеуказанных пределах за счет малого изм нения , без дополнительного воздействия на управляющий электрод. Поставленным требованиям могут удовлетворять нелинейные элементы, имеющие участок вольт-амперной характеристики с отрицательной крутизной (туннельный диод термистор, диод Ганна и т.д./, у которых за счет внутренней положительной обратной связи эффект изменения с} может быть усилен. При малых изменениях напряжения в рюзонаторе ускорителя требуемый эффект изменения с, может быть также получен и у нелинейных элементов типа управляв- мых ламп и транзисторов за счет введения положительной обратной связи с выходного электрода на управлякщий, т.е. обеспечением режима регенеративного усилите- ля. Требуемый эффект изменения этих элементов может быть также получен ,лза счет дополнительного управления вольт-амперной характеристикой элемента с помощью управляющего сигнала, пропорционального изменению напряжения в резонаторе ускорителя, который может быть ,;.подан как со входа (l) Т-моста, так и непосредственно из резонатора ускорителя. В качестве конкретного примера, для упрощения анализа рассмотрим нелинейный четырехполюсник (см. фиг. 2)i нелинейной нагрузкой которого является триод Т с i внешним дополнительным управлением по сеточному, смещению маломощным сигна- лом из резонатора ускорителя. К аноду триода Т приложено высокочастотное напрян жение и доопределяемое выражениями (5), (в). При изменении анодного напряжения и меняется угол отсечки (0) импульса анодного тока, что приводит к изменению перовой гармоники анодного тока .3 , а значит и сопротивления триода по первой гармонике К р Указанный эффект значительно усиливается, если одновременно осуществлять изменение сеточного смещения в нужном направлении в зависимости от изменения напряжения в резонаторе ускорителя. Дополнительное управление по сеточному смещению осуществляется сигналом U(.U /ti., из резонатора ускорителя, который через блокировочную емкость С пост ттает на вход диода D ,к которому одновременно. приложено запиракщее смешение Е через развязывающее сопротивление R , Запира-ющее смешение выбрано из условия; g . -L2.tS-L Разностный сигнал (Oj,) детектируется цепью ц образует отрицательное смешение (Е .) на сетке триода, зависимое от изменения напряжения в резонаторе ускорителя. Работа ocyuieci вляется в области отрицаУельных смешений на сетке триода. На фиг. 3 показана кусочно-линейная аппроксимация .анодных характеристик триода и временная диаграмма анодного напряжения. При изменении Е происходит изменение сдвига рабочей анодной характеристики Е относительно начала координат, причем, сдвиг БО-ЕС / D , изменение сдвига /Б , (7) где : В - проницаемость триода. При этом происходит изменение угла отсечки в пределах от &,-. 90 0, I гг у1 лfniTl что ограничено пределами изменения напряжения сдвига от ,-Еа «тах Есттк. Пределы изменения напряжения сдвига, в свою очередь, ограничены пределами возможного изменения сеточного смешения от cmi-n (Р с. ) ДО напряжения запиранияЕ (при U(. Е). Изменение Rep будет происходить (приЕс-т-;-п О) со гласно вьфаженшо7 5) будет также происхо-У дить изменение Ug впределах оти,,.-,-,, ДО Ucmian причем в одном и том же направлении с изменением Ед . При этом амплитуда импульса анодного тока будет примерно сохраняться на уровне заданной величины 3 tn . Используя метод кусочно-линейной аппроксимации, можно определить зависимость изменения соотношения Eg, / . Амплитуда импульса анодного тока может быть представлена как З SUзC -Cos«3 Е«1В-Е, ЗдесьCos О - . 5 / Я ,. S - крутизна анодной характеристики; - внутреннее сопротивление триода. Сопротивление Т.рОпределяется средней крутизной по первой гармонике им- пульса анодного тока : cp Scp--Uo,./.-3.i -«о) . e-Sin&Cosa ,. гдес1 -1Г t-1 - Qosg -коэффициент jrapМОНИКИ. Используя выражения (8) и (1О), получим в - Л.4 cos-e.HI На фиг. 4 приведена зависимость изменения . RCB от соотношения t /Од, построенная на основании выражений (э), (и). Режиму согласования () выходов Т-моста с входами нелинейных нагрузок, когда рП Р пр|на фиг. 3, 4соответствует точка ЕО(/и 1;при этом принято, чтоКу, ,a.. В предложении, что основа нии выражения (4) для коэффивдента отражения можно записать Г : v--) Изменение величины коэффициента отражения как функции относительного измене- ния амплитуды ВЧ-поля в резонаторе уско рителя (u Up/Up) oпpeдeли, используя завис мость С а UQ,) при выбранном RCP -OR Для этого установим связьЕа/ af (Up/Up) явном виде. Для этого представим Е (у суммы EglU,, (точка , гдеОр Ор и Г о ) и относительного изменения напр жения сдвига л ЕО, Уд (когда и -йрдмГ о). С учетом выражения (5/ для модуля Од и выражения (т) можно записать Е., Е.„и ,J-.ib,,,,,3(,j, Напряжение, действующее в сеточной цепи триода, можно представить следующим образом; E,U,Cose,-E,,-E,U,Up,hi,; U rUp/ti.,Ci4) здесь: -угол отсечки импульса тока диода В , который определяется соотноше-, нием внутреннего сопротивления диода (К ,р и сеточного сопротивления 1 з условия Изменение сеточного смешения с учетом выражения (14) равно Л Е AUp/n.j-Cose- (15-) Используя выражения (6), (15), и (13) олучим: .:i-i: ftf kv Если выбрать амплитуду сеточного напряжения 2 Up,,To в а,фажении (1б) отношение /tb.-cose-. ч 2 п - / Т1 iДУ; ) Таким образом, если выбрать U -2LL о I то согласно (17; отношение Е(д-о1 изменяется , сильнее, чемди Ш, что обеспечивает значительное изменение с-р t 3 значит и коэффициента отражения при малых значениях -iUp/OpQ. На фиг,5 приведена зависимость, L/p/Upc построенная на основании выражений (12) (17) и зависимостиК J ilEgiu lnpHRt p- и 0,0-1 . На фиг. 5 ридно, что предельное значение -гтгах iO,63. Отрицательное значение тпах ограничено полностью открытым состоянием триода Т (когда ,Е С)о1 Uafn-i-n, 2R при Up $ Е ), аположительное значение Г-т ах ограничено полностью закрытым состоянием триода Т (когда Е.Е -ск ,,. Одинаковые значения модулей (,)и С Г.) обеспешваются выбором шунтового сопротивления R j HeHarpjTKeHHoro резонатора Р . Согласно выражению (з) модуль коэффициента обратной связи1р Г (ti . Согласн р закону изменения Г на фиг. 5, модуль р в зависимости от величины иоменяется от нуля до макси(ального значения . ITI и далее остается постоянным, а фаза ft изменяется :Скачком на 180 в зависимости от знака возмущеHHfl Up/Upg и далее скатается постоянной. Таким образом высокочастотная отри дательная обратная связь вводится противофазно возмущению ВЧ-поля относительно номинального уровня 0 с н цастаюшей глубиной обоатной связи от F 0 (ппи -Ор Оро) до ,при (UpUpo йУр). Завис& мость относительного изменения модуля Kji от относительного изменения амплитуды ВЧ-поля показана на фиг. 6, Приведенная зависимость построена на основании зав симости(,./)иа условия 4- PinaJ -max npH-n co T st. В зависимости от знака uUplUpj,модуль К р изменяется несимметрично, что cBSbзано с асимметрией изменения модуля коэффициента отражения ( Г) . Поэтому точи ность отработки возмущений с разными зна ками будет несколько отличаться. Кроме того, иа-за уменьшения Х,К ) при уменьшении возмущений ВЧ-поля, начиная с некоторых значений (в нашем случае со зна чения J fciUpfUp ) To4Hoctb стабилизащ1и уменьшается от/Kp-f o, I До значений IК р - j, определяемого заданной остаточной ошибкой стабилизации амплитуды д Up.с; и связанной с нейостаточной ошибкой стабилизации фазы д ет .В рассматриваемом случа приА-ир.ст.1 ро - 2%;1К |(0,),/ Однако полученная скорость иау1енения I.K р I в зависимости от л Up/Up, достаточна Для достижения необходимой точности стабилизации по актлитуде (1-2%) и фазе| (24-3 ) при невысоких значениях I К „.1. Например, при расстройке резонатора ускорителя, когда обобщенная расстройка I 0,5, амплитуда ВЧ-поля уменьшается на 12%, а фаза изменяется на 29 то в рассматриваемом примере, с учетом закона изменения (KB ), для получения вышеуказанной ошибки стабилизации по амплиту де и фазе достаточно иметь (К 10-2О. Для получения еще более высокой скорости изменения ( К ) при нарастании AUp|UpQ,KaK указывалосЕ5-выше, можно использовать внутреннюю положительную обратную связь в нелинейном элементе {р& жнм регенеративного усилителя) (см. фиг.2 Внешнее управление по сетке при этом не т ебуется. Более высокую скорость изменения IК р I можно, по-видимому, также получить на выпюуказанных нелинейных элементах с отрицательной крутизной вольт-амперной характеристики. ; Как отмечалось, в рассматриваемой системе нелинейный четырехполюсник име- ет добротность во много раз меньшую, чем добротность резонатора .ускорителя и, как следует из рассмотрения конкретной схемы нелинейного четырехполюсника, это легко обеспечивается выбором нагружен. ной добротности резонатора Р , т.е. режимом работы нелинейного элемента. При этом добротность нелинейного четырехполюсника может быть на несколько порядков меньше добротности резонатора ускорителя и коэффициент передачи цепи обратной связи в полосе частот резонатора ускорителя можно считать частотно-независимым. Поэтому структурная схема предлагаемой системы включает в себя одно высокодобротное резонансное звено-резонатор ускорителя. В данной системе состояние покоя считается )Когда поле в резонаторе равно номинальному Здесь коэффициент передачи линейной модели усилителя можно представить как ° вх , а коэффициент передачи цепи обратной связи И сюуществлять анализ устойчивости п&реходом к малым колебаниям относительно состояния покоя О - - ВХо или Up (j . Используя также критерий Найквиста, можно составить структурную схему системы для возмущений ВЧ-поля в резонаторе ускорителя, которая приведена на фиг. 7. Схема составлена с учетом запаздывания в кольце обратной связи и нагрузки резонатора пучком. Здесь KjCj j)- усилительное звено с коэффициентом переда чи по току на основе генератора тока 3 -: ,(ju))-3BeHo нелинейного четырехполюсника с максимальным коэффициентом переда чи;g-JuJTK g-JuiT звенья запаздывания в цепях усилителя и обратной связи; ZpCjcju) - звено резонатора ускорителя; 5 - генератор тока пучка. Комплексная передаточная функция системы для возмущений ВЧ-поля относитель ио номинального уровня поля Q при замкнутой обратной связи имеет вид: (juu К Чг (j)iUpJKtjuj)

где ))K juj;-ZpOuu) - коэффициент передачи усилителя без обратной СВЕЗИ.

-fПосле простых преобразований получонм:

IКЛзш) (18)

R,(ju.,uUjf.-..(.,

Разделяя модуль и оргумент, окончател1 но имеем;

.зСЧ,+и;Т

)|Gp-Upj,.K(u)e

в- - суммарная добротность нагруженных контуров предварительного усилителя и цепи обратной связи;

f -i суммарный сдвиг фазы в линиях связи усилителя и цепи обратной связи.

TajoiM образом;, для обеспечения устойчивой работы в предлагаемой системе мак симальное значение глубины обратной связи не должно превышать предельного значения, определяемого, как и для известной системы выражением (20), т.е.Кр(К(„р

i-K(c.)p,i,,) Здесь f,. ; л - фаза усилителя и че- ъьрехполюсника обратной связи с учетом электрических длин линий связи; Т , Т „ - время запаздывания в тракте ., усилителя и цепи обратной связи. Согласно выражению (is) для устойч вой работы необходимо выполнить на всех частотах: хотя бы одно из следующих условий.-nju ) Z-ttir К(ш)р,(ш)1 Условия устойчивости (19) для предлагаемой системы аналогичны условиям устойчивости для известной системы. Поэтому предельное значение глубины, обратно связи (К , в предлагаемом системе как и в известной определяется соотношением: Qp-Тш , Здесь Q р - добротность резонатора уско рителя; уш , коэффициент шунтирования резо натора выходной цепью оконечного каскада усилителя; (yлa изобретения Система стабилизации высокочастотного поля в резонаторе линейного ускорителя заряженных частиц, содержащая задающий генератор, выход которого подключен к одному из входов моста сложения, второй вход которого I черюз фазоврашатель и цепь обратной связи соединен с резонатором ус-ькорителя, а ОШ1Н из выходов соединен с согласованной нагрузкой, усил 1тель, вход .которого соединен со вторым выходом моста сложения, а выход с резонатором ускорителя, отличающаяся тем, что, с целью повышения эффективности системы стабилизации, в цепь обратной связи, между резонатором ускорителя и мостом сложения, включен нелинейный четырехполюсник, выполненный, например, в виде Т-моста, в два развязанных плеча которого включены одинаковые нелинейные нагрузки. Источники информации, принятые во вк - мание при экспертизе: 1.Мурин Б. И. Стабилизация и регулирование ВЧ-полей в линейных ускорителях ионов. М., .Атомиздат, 1971, с. . 2.Мищенко А. В., Использование отри цательной обратной связи для стабилизации ВЧ-ускоряюших полей,МТ 8266-138 М РТЧ АН СССР, 1966.

иг. /

L

- и

Вцепь обратной связи

Н0

U7.2

PlRi

Vuz.J

К.

12

.

Ч

4tuaoi

7i/fl/